JP2789601B2

JP2789601B2 - 非線形信号処理装置

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Publication number: JP2789601B2
Application number: JP63105127A
Authority: JP
Inventors: 俊隆瀬沼
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1988-04-27
Filing date: 1988-04-27
Publication date: 1998-08-20
Anticipated expiration: 2013-08-20
Also published as: JPH01276895A

Description

【発明の詳細な説明】以下の順序で本発明を説明する。

Ａ産業上の利用分野Ｂ発明の概要Ｃ従来の技術Ｄ発明が解決しようとする課題Ｅ課題を解決するための手段（第１図）Ｆ作用Ｇ実施例 G₁ 一実施例の構成（第１図，第２図） G₂ 一実施例の動作（第１図〜第５図） G₃ 他の実施例の構成（第６図） G₄ 他の実施例の動作（第６図，第７図）Ｈ発明の効果Ａ産業上の利用分野本発明は、デジタル信号処理による、非線形信号処理
装置に関する。

Ｂ発明の概要本発明は、ベースバンドの色差信号をデジタル化し、
高域フィルタとリミッタとを介して加算器（または減算
器）に供給すると共に、直接に加算器（または減算器）
に供給することにより、簡単な構成で所要の非線形特性
を安定に実現することのできる非線形信号処理装置であ
る。

Ｃ従来の技術従来、ビデオテープレコーダ（VTR）においては、輝
度信号Ｙの高域成分のS/Nを改善するために、エンファ
シス処理が行なわれている。そして、信号レベルが低い
場合のエンファシス量を多くしておき、高レベルの信号
に対してはエンファシス量を低減して、過変調・反転の
ようなエンファシス過度に起因する弊害を防止した、ノ
ンリニアエンファシス回路が賞用されている。

VTRによっては、搬送色信号（クロマ信号）ＣのS/Nを
改善するために、側帯波をノンリニアエンファシス処理
するようにしたものもある。

従来のクロマ信号用のノンリニアエンファシス回路
（10）は、例えば第８図に示すように、主伝送路（本
線）（11）に挿入された加算器（12）と、本線（11）か
らの入力信号が供給される帯域消去フィルタ（トラッ
プ）（13）と、このトラップ（13）と加算器（12）との
間に挿入されたリミッタ（14）及び減衰器（15）とから
構成される。

なお、リミッタ（14）は、例えば、１対のダイオード
が相互に逆極性に並列接続されて構成される。

周知のように、ダイオードの電圧電流特性は、いわゆ
るニー（knee）電位で屈曲するノンリニア特性であっ
て、信号電流が充分に流れる導通状態では、ダイオード
は内部抵抗が小さいスイッチとして動作し、信号の振幅
が制限される。

信号電流が微弱な場合、ダイオードの内部抵抗が大き
くなり、リミッタ（14）はコンプレッサとして動作す
る。

そして、ダイオードに信号電流が流れない場合、その
内部抵抗が無限大となって、トラップ（13）はリミッタ
（14）に何ら影響されない。

従って、エンファシス回路（10）の基本周波数特性は
トラップ（13）で決定され、エンファシス量は減衰器
（15）で決定され、周波数レベルに対するエンファシス
特性はリミッタ（14）で決定されて、第８図のノンリニ
アエンファシス回路（10）の周波数特性は、第９図に示
すように、入力信号レベルが低くなるにつれて、両側帯
波の高域成分が強調された特性となる。

また、上述のノンリニアエンファシス回路を、演算増
幅器の出力端子と反転入力端子との間に接続する等し
て、逆特性のノンリニアデエンファシス回路が構成され
る。

エンファシス回路及びデエンファシス回路の具体的な
構成例を第10図及び第11図に示す。

第10図において、コンデンサC11,コイルL11及び調整
用抵抗器R11から成るトラップがトランジスタQ12のベー
スに接続され、次段のトランジスタQ13のエミッタの出
力が、逆並列接続されたダイオードD11及びD12から成る
リミッタを介して、トランジスタQ12のベースにフィー
ドバックされる。このエンファシス回路の出力はトラン
ジスタQ14のエミッタから、ダイオードD13を経て導出さ
れる。

第11図において、コンデンサC21,コイルL21及び調整
用抵抗器R21から成るトラップがトランジスタQ22のベー
スに接続され、次段のトランジスタQ23のエミッタの出
力が、逆並列接続されたダイオードD21及びD22から成る
リミッタを介して、トランジスタQ22のベースにフィー
ドバックされる。このデエンファシス回路の出力はトラ
ンジスタQ21のコレクタから導出される。

Ｄ発明が解決しようとする課題前述のようなアナログのノンリニアエンファシス回路
は、その非線形性を、例えばダイオードのような半導体
素子の非線形特性そのものに依存しているため、エンフ
ァシス特性が不安定である，調整を必要とする等の問題
があった。

かかる問題を解消するため、例えば双１次変換による
デジタル化が考えられる。

ところが、前出第９図に示すような帯域消去フィルタ
の伝達函数が、一般に、z^-1の２次函数となって、構成
が複雑になるという問題が生ずる。

また、クロマ信号の帯域幅は、±500kHz程度と比較的
狭いにも拘らず、副搬送波周波数fscが3.58MHzと比較的
高いため、サンプリング周波数を2fscより高く設定しな
ければならず、回路構成が複雑になると共に、消費電力
が大きいという問題が生ずる。

なお、VTRの再生時、隣接トラックからのクロマ信号
のクロストークを除去するために、中心周波数がfscの
櫛形フィルタを用いており、低域変換クロマ信号の周波
数領域でデシタルエンファシス処理を行なうことは困難
である。

かかる点に鑑み、本発明の目的は、簡単な構成で、消
費電力が少なく、特性が安定な非線形信号処理装置を提
供するところにある。

Ｅ課題を解決するための手段本発明は、例えば第６図に示すように、デシタル化し
た一方の色差信号（Ｒ−Ｙ）を一方の加算器（22R）ま
たは減算器に直接に供給すると共に、この色差信号（Ｒ
−Ｙ）を、一方の高域フィルタ手段（30R）を介して、
特性係数格納用の非線形変換回路（ROM）（71）（72）
を備えた一方のリミッタ手段（60R）に供給し、デジタ
ル化した他方の色差信号（Ｂ−Ｙ）を他方の加算器（22
B）または減算器に直接に供給すると共に、この色差信
号（Ｂ−Ｙ）を、他方の高域フィルタ手段（30B）を介
して、リミッタ手段（60R）と非線形変換回路（71）（7
2）を共用する他方のリミッタ手段（60B）に供給し、リ
ミッタ手段回路（60R）に供給された高域色差信号(R-Y)
_Hの振幅Ｕとリミッタ手段（60B）に供給された高域色差
信号(B-Y)_Hの振幅Ｖとのベクトル和（U²＋V²）^1/2を演
算手段（73）で演算し、演算手段（73）の演算結果に応
じて非線形変換回路（71）（72）から読み出した特性係
数を、リミッタ手段（60R）で高域色差信号(R-Y)_Hに乗
算すると共にリミッタ手段（60B）で高域色差信号(B-Y)
_Hに乗算し、特性係数を乗算された高域色差信号(R-Y)_H
をリミッタ手段（60R）から加算器（22R）または減算器
に供給し、特性係数を乗算された高域色差信号(B-Y)_Hを
リミッタ手段（60B）から加算器（22B）または減算器に
供給するようにした非線形信号処理装置である。

Ｆ作用かかる構成によれば、所要の非線形特性が安定に実現
される。

しかも、両色差信号のベクトル和を算出することによ
り、原搬送色信号の振幅に応じてノンリニアエンファシ
スが行われるので、エンファシスの前後で色相が一定に
維持されると共に、非線形変換回路が両色差信号に共通
に使用されるので、回路構成が一層簡単になる。

Ｇ実施例以下、第１図〜第５図を参照しながら、本発明による
非線形信号処理装置をVTRのクロマエンファシスに適用
した一実施例について説明する。

G₁ 一実施例の構成本発明の一実施例の構成を第１図に示し、その要部の
構成を第２図に示す。

第１図において、（30R）及び（30B）はデジタル高域
フィルタ、（40R）及び（40B）はデジタルリミッタであ
って、それぞれ第１図に示すように構成される。

搬送色信号Ｃがカラー復調器（51）に供給されて、１
対の色差信号（Ｒ−Ｙ）及び（Ｂ−Ｙ）が復調される。
Ａ−Ｄ変換器（23R）を通った赤色差信号（Ｒ−Ｙ）が
本線（21R）を経て加算器（22R）に供給されると共に、
高域フィルタ（30R）及びリミッタ（40R）を介して、加
算器（22R）に供給される。同様に、Ａ−Ｄ変換器（23
B）を通った青色差信号（Ｂ−Ｙ）が本線（21B）を経て
加算器（22B）に供給されると共に、高域フィルタ（30
B）及びリミッタ（40B）を介して、加算器（22B）に供
給される。両加算器（22R）及び（22B）の出力が、それ
ぞれＤ−Ａ変換器（24R）及び（24B）を介して、カラー
変調器（52）に供給されて、この変調器（52）からノン
リニアエンファシスされた搬送色信号Cemphが出力され
る。

上述のように、本実施例においては、ベースバンド信
号である色差信号をノンリニアエンファシス処理するた
め、前出第８図等のトラップに代えて高域フィルタが用
いられる。

第２図に示すように、高域フィルタ（30）は本線（2
1）からの入力信号が共通に供給される第１及び第２の
係数乗算器（31）及び（32）と、係数乗算器（31）及び
（32）の出力がそれぞれ供給される加算器（33）及び単
位遅延器（34）とを備え、遅延器（34）の出力が加算器
（33）に供給されて構成される。

リミッタ（40）は、第１及び第２の非線形変換回路
（ROM）（41）及び（42）と、本線（43）のROM（41）よ
りも上流に挿入された加算器（44）と、ROM（42）の出
力を加算器（44）にフィードバックする単位遅延器（4
5）とを備え、加算器（44）の出力が両ROM（41）及び
（42）に共通に供給され、ROM（41）の出力が導出され
て構成される。

G₂ 一実施例の動作次に、第３図及び第４図をも参照しながら、本実施例
の動作について説明する。

前述のように、本実施例では、ノンリニアエンファシ
ス処理をベースバンドで行なうため、前出第６図のアナ
ログノンリニアエンファシス回路中のトラップ（13），
リミッタ（14）及び減衰器（15）は、第３図Ａに示すよ
うに、コイルＬ及び抵抗器Rlを直列接続した高域フィル
タ（３）と、逆並列接続されたダイオード対（４）とを
並列に接続して、基本的に構成される。そして、ダイオ
ード対（４）の内部抵抗を可変抵抗器Rvに置換すること
により、その等価回路は同図Ｂのように表わされる。ま
た、そのエンファシス特性は前出第９図の正の周波数領
域の特性が基準とされる。

第３図Ｂの回路の伝達函数は次の（１）式のように表
わされる。

ここにτ_１＝L/Rl ‥‥（1a） τ_２＝L/（Rl＋Rv） ‥‥（1b）この（１）式に次の（２）式で示される双１次変換を
施して、（３）式で表わされるような特性のデジタルフ
ィルタが得られる。

ここにＴはサンプリング周期ここにＡ（Rv）＝RlRv/（１＋２τ_２/T）・・・（3a）Ｂ（Rv）＝−（１−２τ_２/T）／（１＋２τ_２/T）・・・（3b）Ｃ＝１＋２τ_１/T ・・・（3c）Ｄ＝１−２τ_１/T ・・・（3d）この（３）式のうち、分子の（Ｃ＋Dz^-1）は第２図の
高域フィルタ（30）の形に構成され、Ｃ及びＤがそれぞ
れ乗算器（31）及び（32）の係数となる。また、分母の
１−Ｂ（Rv）z^-1は同図のリミッタ（40）のうち、第２
のROM（42），加算器（44）及び遅延器（45）のフィー
ドバックループの形に構成される。更に、分子のＡ（R
v）は第１のROM（41）として構成される。

ダイオード対（４）の内部抵抗Rvは、入力信号レベル
に応じてノンリニアに変化するから、第２図のROM（4
1）及び（42）に（3a）式及び（3b）式に相当するデー
タを格納することにより、何らの調整を必要とせずに、
安定な特性のデジタルリミッタ（40）が構成される。

この場合、分子のＡ（Rv）が主として振幅特性を表わ
し、分母のＢ（Rv）が主として周波数特性を表わし、第
１図のノンリニアエンファシス回路の特性は、Rvの変化
に対して、第４図に示すように変化する。

第２図のデジタルリミッタ（40）は、第５図Ａに示す
ように、フィードバックループ内でROM（42）を本線（4
3）に移動させると共に、フィードバックループよりも
下流側の本線（43）にＡ（Rv）/B（Rv）に相当するデー
タが格納されたROM（41H）を挿入したリミッタ（40H）
と置換してもよい。または同図Ｂに示すように、本線
（43）の下流のROM（41）を本線（43）上でフィードバ
ックループ内に移動させると共に、Ｂ（Rv）/A（Rv）に
相当するデータが格納されたROM（42J）の出力を単位遅
延器（45）を介して加算器（44）にフィードバックする
リミッタ（40J）と置換してもよい。

但し、第５図のリミッタ（40H）及び（40J）では、RO
M（41H）または（42J）に格納すべきデータのダイナミ
ッタレンジが大きくなる。

以上、本発明をVTRのクロマエンファシスに適用した
実施例について説明したが、本発明をクロマデエンファ
シスに適用する場合は、第１図の加算器（22R）及び（2
2B）、第２図の加算器（22）に代えて、それぞれ減算器
を用いればよい。

いずれの場合にも、本実施例では、搬送色信号ではな
く、ベースバンドの色差信号をデジタル処理するように
したので、例えば1MHz程度のサンプリング周波数で足
り、回路構成が簡単になると共に、消費電力が低減され
る。

G₃ 他の実施例の構成次に、第６図及び第７図を参照しながら、本発明によ
る非線形信号処理装置をVTRのクロマエンファシスに適
用した他の実施例について説明する。

本発明の他の実施例の構成を第６図に示す。この第６
図において、前出第１図及び第２図に対応する部分には
同一の符号を付けて重複説明を省略する。

第６図において、（60R）及び（60B）はデジタルリミ
ッタであって、それぞれデジタル高域フィルタ（30R）
及び（30B）の出力が供給される。

一方のデジタルリミッタ（60R）は、第１及び第２の
乗算器（61R）よりも上流に挿入された加算器（64R）
と、乗算器（62R）の出力を加算器（64R）にフィードバ
ックする単位遅延器（65R）とを備え、加算器（64R）の
出力が両乗算器（61R）及び（62R）に共通に供給され、
乗算器（61）の出力が導出されて構成される。

他方のデジタルリミッタ（60B）もこれと同様に構成
される。

（71）及び（72）は非線形変換回路（ROM）、（73）
はベクトル演算回路であって、リミッタ（60R）及び（6
0B）の各本線（63R）及び（63B）の信号がベクトル演算
回路（73）に供給され、この演算回路（73）の出力がRO
M（71）及び（72）に供給される。一方のROM（71）の出
力がリミッタ（60R）及び（60B）の各一方の乗算器（61
R）及び（61B）に共通に供給されると共に、他方のROM
（72）の出力がリミッタ（60R）及び（60B）の各他方の
乗算器（62R）及び（62B）に共通に供給される。その余
の構成は前出第１図及び第２図と同様である。

G₄ 他の実施例の動作第６図の実施例の動作は次のとおりである。

リミッタ（60R）及び（60B）の各本線（63R）及び（6
3B）から、振幅Ｕの高域赤色差信号(R-Y)_Hと振幅Ｖの高
域青色差信号(B-Y)_Hとがベクトル演算回路（73）に供給
され、もとの高域色信号の振幅が演算される。この演算結果が両ROM（71）及び（72）
に供給されて、一方のROM（71）からは、前出（3a）式
に示すような振幅特性係数Ａ（Rv）が読み出されると共
に、他方のROM（72）からは、前出（3b）式に示すよう
な周波数特性係数Ｂ（Rv）が読み出される。

リミッタ（60R）及び（60B）の各一方の乗算器（61
R）及び（61B）において、各高域色差信号(R-Y)_H及び(B
-Y)_Hに振幅特性係数Ａ（Rv）が乗算されると共に、各他
方の乗算器（62R）及び（62B）において、各高域色差信
号(R-Y)_H及び(B-Y)_Hに周波数特性係数Ｂ（Rv）が乗算さ
れて、高域色差信号(R-Y)_H及び(B-Y)_Hは、もとの高域色
信号の振幅に応じて、ノンリニアエンファシスされる。

カラー復調器（51）に供給される搬送色信号Ｃのレベ
ルが例えば0dBであって、その位相が例えば第７図A,Bに
示すように、赤またはマゼンタであるとすると、カラー
復調器（51）から出力される両色差信号（Ｒ−Ｙ）及び
（Ｂ−Ｙ）の合成ベクトルは、同図に破線で示すような
もとの色信号RiまたはMiとなる。

もとの色信号がその信号帯域の上限（500kHz）近傍の
周波数であるとき、復調器（51）からの色差信号（Ｒ−
Ｙ）及び（Ｂ−Ｙ）は、高域フィルタ（30R）及び（30
B）を通過し、リミッタ（60R）及び（60B）において、
前出第９図を参照して、例えば6dBの同率でそれぞれ圧
縮されてカラー変調器（52）に供給され、再び搬送色信
号に変換される。

このとき、圧縮色差信号の合成ベクトルは、第７図に
実線で示すように、もとの色信号RiまたはMiと比べて、
振幅（彩度）が圧縮されたRcまたはMcとなり、第６図の
実施例では、圧縮の前後で色相が変化することはない。

これに対して、前出第１図及び第２図の実施例では、
上述と同様に、大振幅の搬送色信号が供給された場合、
圧縮の前後で色相が変化してしまう。これはカラー復調
器（51）からの赤色差信号（Ｒ−Ｙ）及び（Ｂ−Ｙ）が
リミッタ（40R）及び（40B）において、その振幅の大小
に応じて、それぞれ異なる率で圧縮されるからである。

第７図Ａの例では、大振幅の赤色差信号（Ｒ−Ｙ）が
6dB圧縮されるのに対して、小振幅の青色差信号（Ｂ−
Ｙ）が約2dB圧縮され、圧縮色差信号の合成ベクトル
は、同図に１点鎖線で示すように、もとの色信号Riとは
色相が異なるRdとなる。また、第７図Ｂの例では、大振
幅の赤色差信号（Ｒ−Ｙ）が6dB圧縮されるのに対し
て、小振幅の青色差信号（Ｂ−Ｙ）が約4.5dB圧縮さ
れ、圧縮色差信号の合成ベクトルは、同図に１点鎖線で
示すように、もとの色信号Miとは色相が異なるMdとな
る。

第７図A,Bから容易に理解されるように、第１図及び
第２図の実施例では、もとの色信号の色相が色差信号軸
のいずれか一方に近い程、各色差信号の圧縮率の差が大
きくなって、圧縮色信号の色相ずれが大きくなる。

ところで、前出第２図のデジタルリミッタ（40）は、
第５図ＡまたはＢに示すように、ROM（41），（42）の
いずれか一方をフィードバックループ内または本線上で
移動させると共に、この移動に対応して、他方のROMに
格納される係数データを変更することができた。

同様に、第６図のデジタルリミッタ（60R）及び（60
B）は、各乗算器（61R），（62R）及び（61B），（62
B）のいずれか各一方をフィードバックループ内または
本線上で移動させると共に、この移動に対応して、他方
の乗算器に接続されたROMに格納される係数データを前
述の実施例と同様に変更することができる。

第６図の実施例においても、第１図の実施例と同様
に、ベースバンドの色差信号をデジタル処理するため、
1MHz程度のサンプリング周波数で足りる。

また、第６図の実施例では、両色差信号のベクトル和
を算出することにより、原搬送色信号の振幅に応じてノ
ンリニアエンファシスを行なうようにしたので、エンフ
ァシスの前後で色相を一定に維持することができると共
に、ROM（71）及び（72）を両色差信号（Ｒ−Ｙ）及び
（Ｂ−Ｙ）に共通に使用することができて、回路構成を
一層簡単にすることができる。

Ｈ発明の効果以上詳述のように、本発明によれば、ベースバンドの
色差信号をデジタル化し、高域フィルタとリミッタとを
介して加算器（または減算器）に供給すると共に、直接
に加算器（または減算器）に供給するようにしたので、
簡単な構成で所要の非線形特性を安定に実現することの
できる非線形信号処理装置が得られる。

また、ベースバンドの色差信号をデジタル処理するこ
とにより低いサンプリング周波数で足りるので、回路構
成を簡単にすることができると共に消費電力を低減する
ことができる。

しかも、両色差信号のベクトル和を算出することによ
り、原搬送色信号の振幅に応じてノンリニアエンファシ
スを行なうようにしたので、エンファシスの前後で色相
を一定に維持することができると共に、非線形変換回路
を両色差信号に共通に使用することができて、回路構成
を一層簡単にすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は本発明による非線形信号処理装置の
一実施例及びその要部の構成を示すブロック図、第３図
は本発明の説明のための結線図、第４図は本発明の一実
施例の特性を示す線図、第５図は本発明の実施例の要部
の構成を示すブロック図、第６図は本発明の他の実施例
の構成を示すブロック図、第７図は本発明の他の実施例
の動作を説明するための線図、第８図及び第９図は従来
のノンリニアエンファシス回路の構成例を示すブロック
図及びその特性曲線図、第10図及び第11図は従来のノン
リニアエンファシス回路及びノンリニアデエンファシス
回路の具体的構成例を示す結線図である。（30），（30R），（30B）はデジタル高域フィルタ、
（40），（40R），（40B），（60R），（60B）はデジタ
ルリミッタ、（41），（42），（71），（72）は非線形
変換回路（ROM）、（61R），（61B），（62R），（62
B）は乗算器、（73）はベクトル演算回路である。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】デジタル化した一方の色差信号を一方の加
算器または減算器に直接に供給すると共に、上記一方の色差信号を、一方の高域フィルタ手段を介し
て、特性係数格納用の非線形変換回路を備えた一方のリ
ミッタ手段に供給し、デジタル化した他方の色差信号を他方の加算器または減
算器に直接に供給すると共に、上記他方の色差信号を、他方の高域フィルタ手段を介し
て、上記一方のリミッタ手段と上記非線形変換回路を共
用する他方のリミッタ手段に供給し、上記一方のリミッタ手段に供給された上記一方の色差信
号と上記他方のリミッタ手段に供給された上記他方の色
差信号との振幅のベクトル和を演算手段で演算し、上記演算手段の演算結果に応じて上記非線形変換回路か
ら読み出した上記特性係数を、上記一方のリミッタ手段
で上記一方の色差信号に乗算すると共に上記他方のリミ
ッタ手段で上記他方の色差信号に乗算し、上記特性係数を乗算された上記一方の色差信号を上記一
方のリミッタ手段から上記一方の加算器または減算器に
供給し、上記特性係数を乗算された上記他方の色差信号を上記他
方のリミッタ手段から上記他方の加算器または減算器に
供給するようにしたことを特徴とする非線形信号処理装
置。