JP2850643B2 - ディジタル色信号復調装置 - Google Patents
ディジタル色信号復調装置Info
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- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/79—Processing of colour television signals in connection with recording
- H04N9/80—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback
- H04N9/82—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback the individual colour picture signal components being recorded simultaneously only
- H04N9/83—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback the individual colour picture signal components being recorded simultaneously only the recorded chrominance signal occupying a frequency band under the frequency band of the recorded brightness signal
- H04N9/84—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback the individual colour picture signal components being recorded simultaneously only the recorded chrominance signal occupying a frequency band under the frequency band of the recorded brightness signal the recorded signal showing a feature, which is different in adjacent track parts, e.g. different phase or frequency
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- Signal Processing (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は主に、民生用ビデオテー
プレコーダ（以下、ＶＴＲとする）で再生された色信号
の処理に関するもので、低域変換された色信号をディジ
タル信号処理により色差信号に復調するものである。
プレコーダ（以下、ＶＴＲとする）で再生された色信号
の処理に関するもので、低域変換された色信号をディジ
タル信号処理により色差信号に復調するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、ＶＴＲの信号処理にディジタル技
術を導入して性能の向上を目指した様々な方式が提案さ
れている。
術を導入して性能の向上を目指した様々な方式が提案さ
れている。
【０００３】特に色信号の場合、信号のフォーマットは
規定されているものの信号処理については特に大きな規
定はないため、ディジタル処理に適した回路構成をある
程度自由に採用することが可能となる。
規定されているものの信号処理については特に大きな規
定はないため、ディジタル処理に適した回路構成をある
程度自由に採用することが可能となる。
【０００４】以下に、ＶＨＳ方式の従来のアナログ色信
号処理回路と提案されたディジタル色信号処理回路につ
いて説明する。
号処理回路と提案されたディジタル色信号処理回路につ
いて説明する。
【０００５】図７は従来のアナログ色信号処理回路のブ
ロック図である。入力端子７ａに与えられた低域変換搬
送色信号は周波数変換器７００で周波数変換され、くし
形フィルタ７０１とＢＰＦ（Band Pass Filter）７０２
でクロストークおよび高調波成分が除去されたのち、搬
送色信号として出力端子７ｄに出力される。
ロック図である。入力端子７ａに与えられた低域変換搬
送色信号は周波数変換器７００で周波数変換され、くし
形フィルタ７０１とＢＰＦ（Band Pass Filter）７０２
でクロストークおよび高調波成分が除去されたのち、搬
送色信号として出力端子７ｄに出力される。
【０００６】一方、搬送色信号のバースト信号はバース
トゲート７０３で抜き出され、水晶発振器７０５の基準
周波数と位相比較器７０４で位相比較される。その結果
得られた位相誤差信号はＬＰＦ（Low Pass Filter）７
０６で濾波され、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscilla
tor）７０７を制御する。
トゲート７０３で抜き出され、水晶発振器７０５の基準
周波数と位相比較器７０４で位相比較される。その結果
得られた位相誤差信号はＬＰＦ（Low Pass Filter）７
０６で濾波され、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscilla
tor）７０７を制御する。
【０００７】また、搬送波発生回路７０８は入力端子７
ｂに与えられた水平同期信号ｆHの４０倍の周波数で発
振するＰＬＬ回路であり、同時に入力端子７ｃに与えら
れるロータリー信号ＲＳで９０゜ローテーション処理を
行う。
ｂに与えられた水平同期信号ｆHの４０倍の周波数で発
振するＰＬＬ回路であり、同時に入力端子７ｃに与えら
れるロータリー信号ＲＳで９０゜ローテーション処理を
行う。
【０００８】そして、周波数変換器７０９はＶＣＯ７０
７と搬送波発生回路７０８の出力をミックスし、ＢＰＦ
７１０で不要成分を除去した出力を搬送波として周波数
変換器７００に与える。
７と搬送波発生回路７０８の出力をミックスし、ＢＰＦ
７１０で不要成分を除去した出力を搬送波として周波数
変換器７００に与える。
【０００９】このような従来のアナログ方式では、メイ
ンの周波数変換がＰＬＬループで行われていることと、
ループ内にくし形フィルタが存在していることにより、
高速の応答特性を得ようとすると回路動作が不安定にな
るため、ジッタに対する追従性を向上させることができ
ない。
ンの周波数変換がＰＬＬループで行われていることと、
ループ内にくし形フィルタが存在していることにより、
高速の応答特性を得ようとすると回路動作が不安定にな
るため、ジッタに対する追従性を向上させることができ
ない。
【００１０】図８はこうした問題点を解決するために提
案されたディジタル色信号処理回路の一部分を示したブ
ロック図である（例えば、特公平４−４７９９号公
報）。
案されたディジタル色信号処理回路の一部分を示したブ
ロック図である（例えば、特公平４−４７９９号公
報）。
【００１１】入力端子８ａに与えられた低域変換搬送色
信号はＡ／Ｄ変換器８０でディジタル化され、復調器８
１でＲ−Ｙ信号およびＢ−Ｙ信号の２つの色差信号に復
調され、くし形フィルタ８２に通される。
信号はＡ／Ｄ変換器８０でディジタル化され、復調器８
１でＲ−Ｙ信号およびＢ−Ｙ信号の２つの色差信号に復
調され、くし形フィルタ８２に通される。
【００１２】ここで、バーストゲート８４で抜き取られ
たＲ−Ｙ信号のバースト期間の信号は、Ｄ／Ａ変換器８
６でアナログ化され、ＬＰＦ８７をへて可変周波数発振
器８８を制御する。
たＲ−Ｙ信号のバースト期間の信号は、Ｄ／Ａ変換器８
６でアナログ化され、ＬＰＦ８７をへて可変周波数発振
器８８を制御する。
【００１３】そして、可変周波数発振器８８で生成した
クロックをＡ／Ｄ変換器８０と復調器８１に供給するこ
とにより、周波数および位相に追従するフィードバック
ループを形成し、復調軸を制御する。
クロックをＡ／Ｄ変換器８０と復調器８１に供給するこ
とにより、周波数および位相に追従するフィードバック
ループを形成し、復調軸を制御する。
【００１４】一方、演算回路８３はバーストゲート８
４，８５で抜き取られたＲ−ＹおよびＢ−Ｙ信号のバー
スト期間の信号から前述のフィードバックループで取り
除くことができなかった位相誤差信号を検出し、フィー
ドフォワード制御で正規の復調軸となるように演算を行
う。
４，８５で抜き取られたＲ−ＹおよびＢ−Ｙ信号のバー
スト期間の信号から前述のフィードバックループで取り
除くことができなかった位相誤差信号を検出し、フィー
ドフォワード制御で正規の復調軸となるように演算を行
う。
【００１５】従って、出力端子８ｂおよび８ｃにジッタ
の除去されたＲ−Ｙ信号とＢ−Ｙ信号を得ることができ
る。
の除去されたＲ−Ｙ信号とＢ−Ｙ信号を得ることができ
る。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、色復調を従来のアナログ信号処理と同様に
ループ内にくし形フィルタを含んだフィードバック方式
のＡＰＣ（Auto Phase Control）回路で行うため、回路
の安定性の面から十分な高速応答をさせることができな
い。
の構成では、色復調を従来のアナログ信号処理と同様に
ループ内にくし形フィルタを含んだフィードバック方式
のＡＰＣ（Auto Phase Control）回路で行うため、回路
の安定性の面から十分な高速応答をさせることができな
い。
【００１７】したがって、周波数の高いジッタ成分を含
んだ信号に対してはくし形フィルタは周波数特性通りの
ノイズ除去ができなくなる。
んだ信号に対してはくし形フィルタは周波数特性通りの
ノイズ除去ができなくなる。
【００１８】その結果、残留する位相誤差の検出精度が
下がるので、応答特性の改善を図るために導入されたフ
ィードフォワードの位相誤差補正回路によるジッタ抑圧
効果も不十分なものになるという問題点を有していた。
下がるので、応答特性の改善を図るために導入されたフ
ィードフォワードの位相誤差補正回路によるジッタ抑圧
効果も不十分なものになるという問題点を有していた。
【００１９】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、色復調をフィードバックループをもたないＡＦＣ
（Auto Frequency Control）回路のみで行うため、ＡＰ
Ｃ方式に比べて応答速度を速くすることができ、くし形
フィルタも本来の周波数特性通りのノイズ除去が可能と
なり、残留する位相誤差の検出精度が向上する。
で、色復調をフィードバックループをもたないＡＦＣ
（Auto Frequency Control）回路のみで行うため、ＡＰ
Ｃ方式に比べて応答速度を速くすることができ、くし形
フィルタも本来の周波数特性通りのノイズ除去が可能と
なり、残留する位相誤差の検出精度が向上する。
【００２０】そして検出精度が向上したことにより、さ
らに高性能なフィードフォワードの位相誤差補正方式を
採用して、よりジッタの抑圧効果を高めたディジタル色
信号復調装置を提供することを目的とする。
らに高性能なフィードフォワードの位相誤差補正方式を
採用して、よりジッタの抑圧効果を高めたディジタル色
信号復調装置を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のディジタル色信号復調装置は、第１，第２の
入力信号を基準として２つの直交した搬送波を出力する
搬送波発生回路と、前記搬送波発生回路の出力で、ビデ
オテープレコーダの再生信号である低域変換搬送色信号
を復調し、第１，第２の色差信号を出力する復調回路
と、前記第１，第２の色差信号をそれぞれくし形特性に
濾波する第１，第２のくし形フィルタと、前記第１，第
２のくし形フィルタの出力を一定期間遅延させる第１，
第２の遅延回路と、前記第１，第２のくし形フィルタの
出力に残留する位相誤差をゲートパルスの期間で検出す
る位相誤差検出回路と、前記第１，第２の遅延回路の出
力に残留する位相誤差を前記位相誤差検出回路の出力を
用いて補正する位相誤差補正回路とで構成している。
に本発明のディジタル色信号復調装置は、第１，第２の
入力信号を基準として２つの直交した搬送波を出力する
搬送波発生回路と、前記搬送波発生回路の出力で、ビデ
オテープレコーダの再生信号である低域変換搬送色信号
を復調し、第１，第２の色差信号を出力する復調回路
と、前記第１，第２の色差信号をそれぞれくし形特性に
濾波する第１，第２のくし形フィルタと、前記第１，第
２のくし形フィルタの出力を一定期間遅延させる第１，
第２の遅延回路と、前記第１，第２のくし形フィルタの
出力に残留する位相誤差をゲートパルスの期間で検出す
る位相誤差検出回路と、前記第１，第２の遅延回路の出
力に残留する位相誤差を前記位相誤差検出回路の出力を
用いて補正する位相誤差補正回路とで構成している。
【００２２】
【作用】本発明は上記した構成により、搬送波発生回路
で生成した互いに直交する２つの搬送波を用いて低域変
換搬送色信号を復調する。
で生成した互いに直交する２つの搬送波を用いて低域変
換搬送色信号を復調する。
【００２３】復調された２つの色差信号はくし形フィル
タを通って位相誤差検出回路および遅延回路に導かれ
る。
タを通って位相誤差検出回路および遅延回路に導かれ
る。
【００２４】そして、遅延回路により所定期間遅延され
た色差信号を、位相誤差検出回路で検出した位相誤差情
報をもとに位相誤差補正回路で補正し、ジッタのない色
差信号を得る。
た色差信号を、位相誤差検出回路で検出した位相誤差情
報をもとに位相誤差補正回路で補正し、ジッタのない色
差信号を得る。
【００２５】
【実施例】以下、本発明の実施例について、図１から図
６を参照しながら説明する。
６を参照しながら説明する。
【００２６】図１は本発明の実施例におけるディジタル
色信号復調装置の構成を示したブロック図である。
色信号復調装置の構成を示したブロック図である。
【００２７】入力端子１ａに与えられた低域変換搬送色
信号は搬送波発生回路１１で生成された互いに直交する
２つの搬送波とともに復調回路１０に入力される。復調
回路１０では同期検波による復調が行われ、その際に生
じた不要成分が除去されて色差信号Ｅr，Ｅbを出力す
る。
信号は搬送波発生回路１１で生成された互いに直交する
２つの搬送波とともに復調回路１０に入力される。復調
回路１０では同期検波による復調が行われ、その際に生
じた不要成分が除去されて色差信号Ｅr，Ｅbを出力す
る。
【００２８】ここで、搬送波発生回路１１で生成する搬
送波は水平同期信号の４０倍の周波数に同期したもので
あり、その具体的な構成例を図２に示す。
送波は水平同期信号の４０倍の周波数に同期したもので
あり、その具体的な構成例を図２に示す。
【００２９】まず、入力端子１ｂに与えられる水平同期
信号に同期したパルスＨＳの１周期内に４０周期分のの
こぎり波ωc(n)（ｎは自然数）をＡＦＣ２０で発生させ
る。
信号に同期したパルスＨＳの１周期内に４０周期分のの
こぎり波ωc(n)（ｎは自然数）をＡＦＣ２０で発生させ
る。
【００３０】次に、位相シフタ２１で入力端子１ｃに与
えられるロータリー信号ＲＳの極性によりパルスＨＳの
周期毎にωc(n)の位相が９０゜進相あるいは遅相するよ
うにシフトされる。
えられるロータリー信号ＲＳの極性によりパルスＨＳの
周期毎にωc(n)の位相が９０゜進相あるいは遅相するよ
うにシフトされる。
【００３１】そして、ｓｉｎ−Ｔａｂｌｅ２２およびｃ
ｏｓ−Ｔａｂｌｅ２３で（数１），（数２）に示す互い
に直交した搬送波が生成される。
ｏｓ−Ｔａｂｌｅ２３で（数１），（数２）に示す互い
に直交した搬送波が生成される。
【００３２】
【数１】
【００３３】
【数２】
【００３４】図３は上述したＡＦＣ２０と位相シフタ２
１の回路動作を示した波形図である。図３（ａ）はＡＦ
Ｃ２０の出力であるωc(n)の出力波形であり、ダイナミ
ックレンジを２nとして、時刻ｔH（ｔHは水平同期信号
期間）のあいだに４０サイクルののこぎり波が存在して
いる。
１の回路動作を示した波形図である。図３（ａ）はＡＦ
Ｃ２０の出力であるωc(n)の出力波形であり、ダイナミ
ックレンジを２nとして、時刻ｔH（ｔHは水平同期信号
期間）のあいだに４０サイクルののこぎり波が存在して
いる。
【００３５】また、図３（ｂ）は位相シフタ２１でωc
(n)の位相が時刻ｔH毎に９０゜ずつシフトする様子（図
では進相）を示したものである。
(n)の位相が時刻ｔH毎に９０゜ずつシフトする様子（図
では進相）を示したものである。
【００３６】ダイナミックレンジが２nであるので９０
゜の位相情報は２n-2で表される。したがって、時刻ｔH
毎に９０゜進相させるにはωc(n)の値に２n-2を加えて
いけばよく、これにより４周期で３６０゜進むことがわ
かる。
゜の位相情報は２n-2で表される。したがって、時刻ｔH
毎に９０゜進相させるにはωc(n)の値に２n-2を加えて
いけばよく、これにより４周期で３６０゜進むことがわ
かる。
【００３７】ただし、搬送波発生回路１１はＡＦＣのみ
で構成されているため、生成された搬送波は周波数にし
か追従しない。
で構成されているため、生成された搬送波は周波数にし
か追従しない。
【００３８】したがって、低域変換搬送色信号がωc(n)
＋θなる周波数および位相で変調されていた場合、くし
形フィルタ１２，１３を通った色差信号Ｅr，Ｅbは、初
期位相θだけ復調軸がずれたかたちで復調される。この
様子を図４で示す。
＋θなる周波数および位相で変調されていた場合、くし
形フィルタ１２，１３を通った色差信号Ｅr，Ｅbは、初
期位相θだけ復調軸がずれたかたちで復調される。この
様子を図４で示す。
【００３９】図４（ａ）は正規の復調軸で復調された場
合のベクトル図であり、ＥRはＲ−Ｙ信号、ＥBはＢ−Ｙ
信号、そしてＡはバースト信号の振幅を表している。
合のベクトル図であり、ＥRはＲ−Ｙ信号、ＥBはＢ−Ｙ
信号、そしてＡはバースト信号の振幅を表している。
【００４０】一方、初期位相θが補正されずに復調され
た場合のベクトル図が図４（ｂ）であり、ＥrはＲ−Ｙ
信号、ＥbはＢ−Ｙ信号、そしてバースト信号はＲ−Ｙ
軸に（数３），Ｂ−Ｙ軸に（数４）なるかたちで現れ
る。
た場合のベクトル図が図４（ｂ）であり、ＥrはＲ−Ｙ
信号、ＥbはＢ−Ｙ信号、そしてバースト信号はＲ−Ｙ
軸に（数３），Ｂ−Ｙ軸に（数４）なるかたちで現れ
る。
【００４１】
【数３】
【００４２】
【数４】
【００４３】また、ＥRとＥr，ＥBとＥbの関係は（数
５），（数６）のようになる。
５），（数６）のようになる。
【００４４】
【数５】
【００４５】
【数６】
【００４６】ここで、搬送波発生回路１１のＡＦＣ２０
で取りきれないジッタ成分が存在すれば、θは一定でな
く時間の関数となり、θ（ｔ）は図５（ａ）に示すよう
な正弦波状の変化をする。
で取りきれないジッタ成分が存在すれば、θは一定でな
く時間の関数となり、θ（ｔ）は図５（ａ）に示すよう
な正弦波状の変化をする。
【００４７】この位相誤差θ（ｔ）をライン毎に検出す
ると、タイムベースエラーと呼ばれる図５（ｂ）に示す
ような零次ホールド特性の位相誤差が得られる。
ると、タイムベースエラーと呼ばれる図５（ｂ）に示す
ような零次ホールド特性の位相誤差が得られる。
【００４８】しかしながら、図５（ｂ）の時刻ｔ＝ｔH
で検出された位相誤差θ（ｔH）のみで誤差補正を行う
と、ｔ＝ｔH+1付近では図５（ｃ）に示すような位相誤
差が残留することになる。
で検出された位相誤差θ（ｔH）のみで誤差補正を行う
と、ｔ＝ｔH+1付近では図５（ｃ）に示すような位相誤
差が残留することになる。
【００４９】ここで、図５（ｃ）で表わされる一次ホー
ルド特性の位相誤差をベロシティエラーと呼ぶ。
ルド特性の位相誤差をベロシティエラーと呼ぶ。
【００５０】以上のことから、ジッタ抑圧特性をさらに
優れたものにするためには、一次近似されたライン間の
位相誤差をライン内の１サンプリングデータ毎に補正す
ればよいことがわかる。
優れたものにするためには、一次近似されたライン間の
位相誤差をライン内の１サンプリングデータ毎に補正す
ればよいことがわかる。
【００５１】図６はベロシティエラーを検出し、１サン
プリング毎の補正データを算出する位相誤差検出回路１
６の具体的な構成を示したブロック図である。
プリング毎の補正データを算出する位相誤差検出回路１
６の具体的な構成を示したブロック図である。
【００５２】入力端子６ａ，６ｂに与えられる色差信号
が図５（ｂ）の時刻ｔH+1の信号、すなわちＨ＋１ライ
ン目の信号であるとすれば、そのバースト信号はそれぞ
れ（数７），（数８）で表わされる。
が図５（ｂ）の時刻ｔH+1の信号、すなわちＨ＋１ライ
ン目の信号であるとすれば、そのバースト信号はそれぞ
れ（数７），（数８）で表わされる。
【００５３】
【数７】
【００５４】
【数８】
【００５５】これらの信号はそれぞれ、バースト信号平
均回路６００，６０２で入力端子１ｄに与えられたゲー
トパルスＢＧの期間平均化され、ｌｏｇ−Ｔａｂｌｅ６
０１，６０３で対数変換されて、減算器６０４で減算さ
れる。
均回路６００，６０２で入力端子１ｄに与えられたゲー
トパルスＢＧの期間平均化され、ｌｏｇ−Ｔａｂｌｅ６
０１，６０３で対数変換されて、減算器６０４で減算さ
れる。
【００５６】減算器６０４の出力は（数９）となるた
め、ｅｘｐ−Ｔａｂｌｅ６０５で指数変換し、ａｒｃｔ
ａｎ−Ｔａｂｌｅ６０６でアークタンジェントをとるこ
とにより、Ｈ＋１ライン目のタイムベースエラーθH+1
が求まる。
め、ｅｘｐ−Ｔａｂｌｅ６０５で指数変換し、ａｒｃｔ
ａｎ−Ｔａｂｌｅ６０６でアークタンジェントをとるこ
とにより、Ｈ＋１ライン目のタイムベースエラーθH+1
が求まる。
【００５７】
【数９】
【００５８】また、ホールド回路６０７では１ライン前
のタイムベースエラーθHがホールドされているため、
減算器６０８でθH+1−θHなるベロシティエラーが算出
される。
のタイムベースエラーθHがホールドされているため、
減算器６０８でθH+1−θHなるベロシティエラーが算出
される。
【００５９】この値を１／Ｎ回路６０９でＮ分の１（Ｎ
は１ラインのサンプリングデータ数）し、積分器６１０
で積分したデータとホールド回路６０７の出力を加算器
６１１で加算することにより、出力端子６ｃに（数１
０）で表わされる、１サンプリング毎の補正データθ
（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）が得られる。
は１ラインのサンプリングデータ数）し、積分器６１０
で積分したデータとホールド回路６０７の出力を加算器
６１１で加算することにより、出力端子６ｃに（数１
０）で表わされる、１サンプリング毎の補正データθ
（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）が得られる。
【００６０】
【数１０】
【００６１】一方、くし形フィルタ１２，１３の出力は
遅延回路１４，１５にも入力されるが、これは上述した
ように２ライン間の位相誤差から補正データを算出する
ために補正対象が１ライン前の色差信号となるためで、
通常はラインメモリ等を用いることになる。
遅延回路１４，１５にも入力されるが、これは上述した
ように２ライン間の位相誤差から補正データを算出する
ために補正対象が１ライン前の色差信号となるためで、
通常はラインメモリ等を用いることになる。
【００６２】遅延回路１４，１５の出力である色差信号
Ｅr，Ｅbと位相誤差検出回路１６の出力であるθ（ｎ）
を用いて、位相誤差補正回路１７では（数５）および
（数６）に示した演算を行い、その結果出力端子１ｅ，
１ｆにジッタのない色差信号Ｅ R，ＥBが得られる。
Ｅr，Ｅbと位相誤差検出回路１６の出力であるθ（ｎ）
を用いて、位相誤差補正回路１７では（数５）および
（数６）に示した演算を行い、その結果出力端子１ｅ，
１ｆにジッタのない色差信号Ｅ R，ＥBが得られる。
【００６３】なお、本発明ではくし形フィルタが常時入
った構成になっているが、記録が長時間モードと標準モ
ードの場合とでくし形フィルタのオン・オフを切り替え
る構成をとっても構わない。
った構成になっているが、記録が長時間モードと標準モ
ードの場合とでくし形フィルタのオン・オフを切り替え
る構成をとっても構わない。
【００６４】
【発明の効果】以上のように本発明は、くし形フィルタ
の影響がないＡＦＣ回路を用いたことにより応答特性の
よい色復調が可能となるため、くし形フィルタでは周波
数特性通りのノイズ除去効果が得られる。
の影響がないＡＦＣ回路を用いたことにより応答特性の
よい色復調が可能となるため、くし形フィルタでは周波
数特性通りのノイズ除去効果が得られる。
【００６５】したがって位相誤差の検出精度も向上する
ため、フィードフォワードの位相誤差補正回路で正確な
ベロシティエラー補正が可能となり、さらなる画質の向
上が図れる。
ため、フィードフォワードの位相誤差補正回路で正確な
ベロシティエラー補正が可能となり、さらなる画質の向
上が図れる。
【図１】本発明の実施例におけるディジタル色信号復調
装置の構成を示すブロック図
装置の構成を示すブロック図
【図２】図１の搬送波発生回路１１の具体構成を示すブ
ロック図
ロック図
【図３】図２のＡＦＣ２０および位相シフタ２１の出力
を表わす波形図
を表わす波形図
【図４】ＮＴＳＣ信号の復調軸とθだけ位相がずれたと
きの関係を表わすベクトル図
きの関係を表わすベクトル図
【図５】同実施例におけるタイムベースエラーおよびベ
ロシティエラーを表わす波形図
ロシティエラーを表わす波形図
【図６】図１の位相誤差検出回路１６の具体構成を示す
ブロック図
ブロック図
【図７】従来例におけるアナログ色信号処理回路の構成
を示すブロック図
を示すブロック図
【図８】従来例におけるディジタル色信号処理回路の構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
１０ 復調回路 １１ 搬送波発生回路 １２，１３ くし形フィルタ １４，１５ 遅延回路 １６ 位相誤差検出回路 １７ 位相誤差補正回路 ２０ ＡＦＣ ２１ 位相シフタ ２２ ｓｉｎ−Ｔａｂｌｅ ２３ ｃｏｓ−Ｔａｂｌｅ ６００，６０２ バースト信号平均回路 ６０１，６０３ ｌｏｇ−Ｔａｂｌｅ ６０５ ｅｘｐ−Ｔａｂｌｅ ６０６ ａｒｃｔａｎ−Ｔａｂｌｅ ６０７ ホールド回路 ６１０ 積分器
Claims (1)
- 【請求項１】 第１，第２の入力信号を基準として２つ
の直交した搬送波を出力する搬送波発生回路と、 前記搬送波発生回路の出力で、ビデオテープレコーダの
再生信号である低域変換搬送色信号を復調し、第１，第
２の色差信号を出力する復調回路と、 前記第１，第２の色差信号をそれぞれくし形特性に濾波
する第１，第２のくし形フィルタと、 前記第１，第２のくし形フィルタの出力を一定期間遅延
させる第１，第２の遅延回路と、 前記第１，第２のくし形フィルタに残留する位相誤差を
ゲートパルスの期間で検出する位相誤差検出回路と、 前記第１，第２の遅延回路の出力に残留する位相誤差を
前記位相誤差検出回路の出力を用いて補正する位相誤差
補正回路とを備え、 前記搬送波発生回路は、第１の入力信号に同期した信号
を作成する自動周波数制御回路と、前記第１の入力信号
と第２の入力信号とに応じて前記自動周波数制御回路の
出力位相をシフトする位相シフタと、前記位相シフタの
出力に応じて、互いに直交する第１，第２の搬送波を作
成するｓｉｎ−Ｔａｂｌｅおよびｃｏｓ−Ｔａｂｌｅと
で構成し、低域変換搬送波色信号の変調周波数およびラ
イン毎の位相シフトに同期した前記搬送波を発生させる
ディジタル色信号復調回路。
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