JP2548181B2 - Ａｐｃ装置 - Google Patents
Ａｐｃ装置Info
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- JP2548181B2 JP2548181B2 JP62072446A JP7244687A JP2548181B2 JP 2548181 B2 JP2548181 B2 JP 2548181B2 JP 62072446 A JP62072446 A JP 62072446A JP 7244687 A JP7244687 A JP 7244687A JP 2548181 B2 JP2548181 B2 JP 2548181B2
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は映像信号中のバースト信号と周波数が一定の
関係にあり、位相が同期関係にある連続信号を得るため
のAPC装置に係り、特にその同期引込特性の改善に関す
るものである。
関係にあり、位相が同期関係にある連続信号を得るため
のAPC装置に係り、特にその同期引込特性の改善に関す
るものである。
従来の技術 以下にVTRのAPC装置を例にとり説明する。
カラー映像信号磁気テープなどに記録するには輝度信
号をFM変調し、搬送色信号をその低域側に周波数変換す
る方法がとられる。そして、再生時には輝度信号を復調
するとともに搬送色信号のもとの周波数に戻すようにし
ている。ここで、VTRの記録および再生時に搬送色信号
を周波数変換するための周波数変換用信号はAPC装置と
必要に応じて設けられたAFC装置により得られる。すな
わち、記録時のAPC装置ではカラー映像信号から分離さ
れた搬送色信号中の周波数SCのバースト信号と制御発
振器Ｎ発振信号を位相比較し、その位相比較誤差信号で
制御発振器の発振周波数を可変して上記バースト信号と
周波数が等しく位相の同期した連続信号を得、AFC装置
にて水平走査周波数Ｈに比例した低域変換搬送色信号
の副搬送波周波数となる周波数fL＝kfHの連続信号を
得、周波数SCとＬの連続信号は別に設けられた周波
数変換器に供給され、和の周波数SC＋Ｌの連続信号
を得て、上記搬送色信号を周波数変換する周波数変換用
信号としている。一方、再生時においては、APC装置に
基準発振器を設け、搬送色信号中のバースト信号と基準
発振器の出力信号を位相比較し、その位相比較誤差信号
で制御発振器を制御し、AFC回路では再生水平同期信号
からその周波数に比例した信号を作成し、上記APC装置
の制御発振器からの信号と上記AFC装置からの信号を別
に設けた周波数変換器に供給して、それぞれの和の周波
数を有する信号を得て、低域変換搬送色信号をもとの周
波数に戻すための周波数変換用信号としている。
号をFM変調し、搬送色信号をその低域側に周波数変換す
る方法がとられる。そして、再生時には輝度信号を復調
するとともに搬送色信号のもとの周波数に戻すようにし
ている。ここで、VTRの記録および再生時に搬送色信号
を周波数変換するための周波数変換用信号はAPC装置と
必要に応じて設けられたAFC装置により得られる。すな
わち、記録時のAPC装置ではカラー映像信号から分離さ
れた搬送色信号中の周波数SCのバースト信号と制御発
振器Ｎ発振信号を位相比較し、その位相比較誤差信号で
制御発振器の発振周波数を可変して上記バースト信号と
周波数が等しく位相の同期した連続信号を得、AFC装置
にて水平走査周波数Ｈに比例した低域変換搬送色信号
の副搬送波周波数となる周波数fL＝kfHの連続信号を
得、周波数SCとＬの連続信号は別に設けられた周波
数変換器に供給され、和の周波数SC＋Ｌの連続信号
を得て、上記搬送色信号を周波数変換する周波数変換用
信号としている。一方、再生時においては、APC装置に
基準発振器を設け、搬送色信号中のバースト信号と基準
発振器の出力信号を位相比較し、その位相比較誤差信号
で制御発振器を制御し、AFC回路では再生水平同期信号
からその周波数に比例した信号を作成し、上記APC装置
の制御発振器からの信号と上記AFC装置からの信号を別
に設けた周波数変換器に供給して、それぞれの和の周波
数を有する信号を得て、低域変換搬送色信号をもとの周
波数に戻すための周波数変換用信号としている。
ところで、家庭用VTRにおいては、一般に複数のヘッ
ドを用いて磁気テープ上のトラックに交互に記録してい
るので、再生時のヘッド切換時に信号の不連続が発生
し、水平同期信号が増減するという状態が発生し、この
時、色信号も不連続となる。しかも、VHS方式の家庭用V
TRのように高密度記録を行なうため色信号の位相を例え
ば90度ずつ位相シフトして記録しているものでは、これ
を元に戻す回路のタイミングが狂い、しばしば90度,180
度の位相ずれが発生する。通常再生ではこのヘッド切換
は垂直同期信号の前に１回だけであるが、早送り・巻戻
し再生等の特殊再生時においては画面の中央でもヘッド
切換が行なわれ、ここでの位相ずれは非常に見ぐるしく
なる。
ドを用いて磁気テープ上のトラックに交互に記録してい
るので、再生時のヘッド切換時に信号の不連続が発生
し、水平同期信号が増減するという状態が発生し、この
時、色信号も不連続となる。しかも、VHS方式の家庭用V
TRのように高密度記録を行なうため色信号の位相を例え
ば90度ずつ位相シフトして記録しているものでは、これ
を元に戻す回路のタイミングが狂い、しばしば90度,180
度の位相ずれが発生する。通常再生ではこのヘッド切換
は垂直同期信号の前に１回だけであるが、早送り・巻戻
し再生等の特殊再生時においては画面の中央でもヘッド
切換が行なわれ、ここでの位相ずれは非常に見ぐるしく
なる。
加えて、一般に家庭用VTRで用いられている位相比較
器は入力信号が同期状態から180度ずれた状態でも同期
状態と同じ様な出力信号レベルとなり、180度ずれた状
態から同期状態への引込時間は非常に遅くなる。
器は入力信号が同期状態から180度ずれた状態でも同期
状態と同じ様な出力信号レベルとなり、180度ずれた状
態から同期状態への引込時間は非常に遅くなる。
第４図は特公昭59−23155号公報に示されているもの
と同一原理の同期引込特性を改善する手段を有する従来
のAPC装置の再生時のブロック図を示すものであり、１
はVTRの再生信号入力端子、２はVTR再生信号から低域変
換搬送色信号を分離するLPF（低域通過フィルタ）、３
は周波数変換器、４はもとの周波数に戻された搬送色信
号の出力端子、５はバーストゲート回路、６は基準発振
器、７は90゜移相回路、8,9は位相比較器、10はループ
フィルタ、11は制御発振器、12は水平同期信号の入力端
子、13は互いに逆極性の２種類の信号を出力するAFC装
置、14は位相比較器９出力信号のレベルに応じて制御信
号を発生する判別回路、15は判別回路14出力信号により
AFC装置13出力信号を切換えて出力する切換回路、16は
制御発振器11出力信号と切換回路15出力信号の和の周波
数である周波数変換器３の周波数変換用信号を得るため
の周波数変換器であって、端子１から入力されたVTRの
再生信号から低域変換搬送色信号がLPF2で分離され、周
波数変換器３でもとの周波数の搬送色信号に戻され、端
子４から出力されると共にバーストゲート回路５に入力
され、バースト信号が分離される。基準発振器６は端子
４から出力される搬送色信号の搬送周波数となる発振周
波数を有し、これを90゜移相回路で90゜位相を変化させ
ることにより90゜移相回路入出力に互いに90゜位相の異
なる基準信号を得る。位相比較器8,9では上記バースト
信号と互いに90゜位相の異なる基準信号を位相比較す
る。位相比較器８出力信号は適当なゲインと高域遮断特
性を有するループフィルタでループゲイン設定と不要周
波数成分の除去が行なわれた後制御発振器11の発振周波
数を制御し、位相比較器９出力信号は判別回路14でその
出力レベルが内蔵する基準レベルと比較され、その結果
に基づいて切換回路15を制御する。切換回路15は端子12
から入力された水平同期信号の周波数に比例し、互いに
逆極性（位相差が180゜）のAFC装置からの信号を切換え
て周波数変換器16に入力する。周波数変換器16は制御発
振器11の出力信号と切換回路15からの信号の和の周波数
の信号を得て周波数変換用信号とする。以上において、
周波数変換器３−バーストゲート回路５−位相比較器８
−ループフィルタ10−制御発振器11−周波数変換器16−
周波数変換器３はAPCループを構成し、位相比較器８の
入力信号であるバースト信号と基準発振器６からの信号
の位相差が90゜、位相比較器８出力信号が零になる様に
制御される。この同期状態の時、位相比較器９の２つの
入力信号の位相差を０度とすると、位相比較器９からは
正の信号が出力される。APCループが同期状態にない
時、位相比較器９の２つの入力信号の位相差の絶対値が
90度以上になると位相比較器９からは負の信号（180度
で負の最大になる）が出力される。判別回路14は位相比
較器９からの信号が負の方向に所定のレベルを越えたこ
とを検出して位相差が180゜付近にあることを判別し、
切換回路15でAFC装置からの信号の位相を180度切換える
もので、その結果、周波数変換用信号の位相が180度変
化し、APCループがすみやかに同期状態となる様にする
ものである。
と同一原理の同期引込特性を改善する手段を有する従来
のAPC装置の再生時のブロック図を示すものであり、１
はVTRの再生信号入力端子、２はVTR再生信号から低域変
換搬送色信号を分離するLPF（低域通過フィルタ）、３
は周波数変換器、４はもとの周波数に戻された搬送色信
号の出力端子、５はバーストゲート回路、６は基準発振
器、７は90゜移相回路、8,9は位相比較器、10はループ
フィルタ、11は制御発振器、12は水平同期信号の入力端
子、13は互いに逆極性の２種類の信号を出力するAFC装
置、14は位相比較器９出力信号のレベルに応じて制御信
号を発生する判別回路、15は判別回路14出力信号により
AFC装置13出力信号を切換えて出力する切換回路、16は
制御発振器11出力信号と切換回路15出力信号の和の周波
数である周波数変換器３の周波数変換用信号を得るため
の周波数変換器であって、端子１から入力されたVTRの
再生信号から低域変換搬送色信号がLPF2で分離され、周
波数変換器３でもとの周波数の搬送色信号に戻され、端
子４から出力されると共にバーストゲート回路５に入力
され、バースト信号が分離される。基準発振器６は端子
４から出力される搬送色信号の搬送周波数となる発振周
波数を有し、これを90゜移相回路で90゜位相を変化させ
ることにより90゜移相回路入出力に互いに90゜位相の異
なる基準信号を得る。位相比較器8,9では上記バースト
信号と互いに90゜位相の異なる基準信号を位相比較す
る。位相比較器８出力信号は適当なゲインと高域遮断特
性を有するループフィルタでループゲイン設定と不要周
波数成分の除去が行なわれた後制御発振器11の発振周波
数を制御し、位相比較器９出力信号は判別回路14でその
出力レベルが内蔵する基準レベルと比較され、その結果
に基づいて切換回路15を制御する。切換回路15は端子12
から入力された水平同期信号の周波数に比例し、互いに
逆極性（位相差が180゜）のAFC装置からの信号を切換え
て周波数変換器16に入力する。周波数変換器16は制御発
振器11の出力信号と切換回路15からの信号の和の周波数
の信号を得て周波数変換用信号とする。以上において、
周波数変換器３−バーストゲート回路５−位相比較器８
−ループフィルタ10−制御発振器11−周波数変換器16−
周波数変換器３はAPCループを構成し、位相比較器８の
入力信号であるバースト信号と基準発振器６からの信号
の位相差が90゜、位相比較器８出力信号が零になる様に
制御される。この同期状態の時、位相比較器９の２つの
入力信号の位相差を０度とすると、位相比較器９からは
正の信号が出力される。APCループが同期状態にない
時、位相比較器９の２つの入力信号の位相差の絶対値が
90度以上になると位相比較器９からは負の信号（180度
で負の最大になる）が出力される。判別回路14は位相比
較器９からの信号が負の方向に所定のレベルを越えたこ
とを検出して位相差が180゜付近にあることを判別し、
切換回路15でAFC装置からの信号の位相を180度切換える
もので、その結果、周波数変換用信号の位相が180度変
化し、APCループがすみやかに同期状態となる様にする
ものである。
発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記のような構成では、位相があまり変
化していない状態で判別回路14がノイズで誤動作した場
合、逆に色相異常が発生することになる。また、判別回
路14に時定数の大きなフィルタを設けてノイズの影響を
受けにくい様にすると判別が遅れて正常な位相に戻るの
が遅くなることになる。特に、何回も再生して減磁した
テープ，何回もダビングしたテープ，トラッキングがず
れた状態で再生した時や特殊再生（スチル，早送り・巻
戻し再生）時において判別回路の誤動作が発生しやす
い。また、この場合、切換回路による位相シフト量は18
0゜であるので、判別回路による検出は180゜付近に限定
され、その以下の同期ずれでは引込特性は改善されな
い。このため、位相シフトを90度にすることも考えられ
ているが、90度付近の位相ずれの判別は、よりノイズの
影響を受けやすくなって不安定となるという問題点を有
していた。
化していない状態で判別回路14がノイズで誤動作した場
合、逆に色相異常が発生することになる。また、判別回
路14に時定数の大きなフィルタを設けてノイズの影響を
受けにくい様にすると判別が遅れて正常な位相に戻るの
が遅くなることになる。特に、何回も再生して減磁した
テープ，何回もダビングしたテープ，トラッキングがず
れた状態で再生した時や特殊再生（スチル，早送り・巻
戻し再生）時において判別回路の誤動作が発生しやす
い。また、この場合、切換回路による位相シフト量は18
0゜であるので、判別回路による検出は180゜付近に限定
され、その以下の同期ずれでは引込特性は改善されな
い。このため、位相シフトを90度にすることも考えられ
ているが、90度付近の位相ずれの判別は、よりノイズの
影響を受けやすくなって不安定となるという問題点を有
していた。
本発明はかかる点に鑑み、位相ずれが発生した場合、
一度に位相を正しい値に戻すのではなく、徐々に、しか
もすみやかに同期状態に戻る様にした、さらに同期ずれ
の検出範囲も90゜付近から180゜までと広い範囲にわた
って同期引込特性を改善できる、特にディジタル信号処
理で実現が容易なAPC装置を提供することを目的とす
る。
一度に位相を正しい値に戻すのではなく、徐々に、しか
もすみやかに同期状態に戻る様にした、さらに同期ずれ
の検出範囲も90゜付近から180゜までと広い範囲にわた
って同期引込特性を改善できる、特にディジタル信号処
理で実現が容易なAPC装置を提供することを目的とす
る。
問題点を解決するための手段 本発明は搬送色信号を互いに90度の位相差の復調用信
号を用いて復調して搬送色信号中のバースト信号と復調
用信号の位相差に応じた信号である第1,第２の位相差信
号を得る手段と、符号が第２の位相差信号に等しく大き
さが所定の値の信号を発生する手段と、第１の位相差信
号のレベルに応じて上記第２の位相差信号と上記符号が
第２の位相差信号に等しく大きさが所定の値の信号を切
換えて出力する切換手段と、切換手段出力信号に適当な
周波数特性を与えるフィルタ手段と、フィルタ手段出力
信号に応じて上記互いに90度の位相差の復調用信号の周
波数および位相を制御する手段を備えたAPC装置であ
る。
号を用いて復調して搬送色信号中のバースト信号と復調
用信号の位相差に応じた信号である第1,第２の位相差信
号を得る手段と、符号が第２の位相差信号に等しく大き
さが所定の値の信号を発生する手段と、第１の位相差信
号のレベルに応じて上記第２の位相差信号と上記符号が
第２の位相差信号に等しく大きさが所定の値の信号を切
換えて出力する切換手段と、切換手段出力信号に適当な
周波数特性を与えるフィルタ手段と、フィルタ手段出力
信号に応じて上記互いに90度の位相差の復調用信号の周
波数および位相を制御する手段を備えたAPC装置であ
る。
作用 本発明は前記した構成により、APC装置が同期状態か
らずれて第１の位相差信号のレベルが所定の値を越える
と第２の位相差信号は第２の位相信号と符号が等しく大
きさが適当な値の信号と切換わりAPC装置の同期引込特
性を改善する。この時、切換手段出力信号はフィルタ手
段で帯域制限されるので切換時の変化はゆるやかとな
り、色相改善は徐々に変化する。同期ずれの検出範囲、
第２の位相差信号と切換える信号の値を適当な値とする
ことで、応答速度，ノイズに対する影響は最適化され
る。
らずれて第１の位相差信号のレベルが所定の値を越える
と第２の位相差信号は第２の位相信号と符号が等しく大
きさが適当な値の信号と切換わりAPC装置の同期引込特
性を改善する。この時、切換手段出力信号はフィルタ手
段で帯域制限されるので切換時の変化はゆるやかとな
り、色相改善は徐々に変化する。同期ずれの検出範囲、
第２の位相差信号と切換える信号の値を適当な値とする
ことで、応答速度，ノイズに対する影響は最適化され
る。
実 施 例 第１図は本発明の第１の実施例におけるAPC装置のブ
ロック図を示すものであり、ディジタル信号処理回路で
実現したものである。第１図において、51は標本化周期
Ｔでディジタル化された第１の搬送色信号の入力端子、
52,53は乗算器、54,55はLPFであって、乗算器52、LPF54
は第１の復調器を、乗算器53、LPF55は第２の復調器を
構成する。56,57はバーストゲート回路、58は入力端子
１から入力された搬送色信号中のバースト信号と第1,第
２の復調器の復調用信号の位相誤差をバーストゲート回
路56,57出力信号に基づいて演算する位相誤差検出器、5
9は位相誤差検出器出力信号に適当なゲインと適当な周
波数特性を与え誤差角周波数信号に変換するループフィ
ルタ、60は基準信号発生器、61は加算器、62は角周波数
信号を位相信号に変換する積分器、63は位相信号を正弦
波信号に変換するSIN変換器、64は位相信号を余弦波信
号に変換するCOS変換器であって、SIN変換器63とCOS変
換器64は互いに90゜の位相差の復調用信号を出力する。
65,66は乗算器、67は減算器であって、変調器を構成す
る。68は第２の基準信号発生器、69は積分器、70はSIN
変換器、71はCOS変換器であって、SIN変換器70、COS変
換器71は互いに90゜の位相差の変調用信号を出力する。
72は周波数変換された第２の搬送色信号の出力端子であ
る。
ロック図を示すものであり、ディジタル信号処理回路で
実現したものである。第１図において、51は標本化周期
Ｔでディジタル化された第１の搬送色信号の入力端子、
52,53は乗算器、54,55はLPFであって、乗算器52、LPF54
は第１の復調器を、乗算器53、LPF55は第２の復調器を
構成する。56,57はバーストゲート回路、58は入力端子
１から入力された搬送色信号中のバースト信号と第1,第
２の復調器の復調用信号の位相誤差をバーストゲート回
路56,57出力信号に基づいて演算する位相誤差検出器、5
9は位相誤差検出器出力信号に適当なゲインと適当な周
波数特性を与え誤差角周波数信号に変換するループフィ
ルタ、60は基準信号発生器、61は加算器、62は角周波数
信号を位相信号に変換する積分器、63は位相信号を正弦
波信号に変換するSIN変換器、64は位相信号を余弦波信
号に変換するCOS変換器であって、SIN変換器63とCOS変
換器64は互いに90゜の位相差の復調用信号を出力する。
65,66は乗算器、67は減算器であって、変調器を構成す
る。68は第２の基準信号発生器、69は積分器、70はSIN
変換器、71はCOS変換器であって、SIN変換器70、COS変
換器71は互いに90゜の位相差の変調用信号を出力する。
72は周波数変換された第２の搬送色信号の出力端子であ
る。
以上のように構成された本実施例のAPC装置につい
て、以下その動作を説明する。端子１より入力された第
１の搬送色信号（搬送周波数を１とする）は第1,第２
の復調器で第1,第２の復調色信号に復調される。バース
トゲート回路56,57は第1,第２の復調色信号からバース
ト信号に対応する第1,第２の位相差信号を取り出し、位
相誤差検出器58はこれらからバースト信号と復調用信号
の位相誤差を演算して位相誤差信号を得る。位相誤差信
号はループフィルタ59で誤差角周波数信号に変換され、
第１の基準信号発生器60からの基準角周波数信号に加算
器61で加算され、積分器62で積分されて位相信号に変換
され、SIN変換器63、COS変換器64で第1,第２の復調器の
復調用信号に変換される。ここで、乗算器53−LPF55−
バーストゲート回路57−位相差検出器58−ループフィル
タ59−加算器61−積分器62−COS変換器64−乗算器53は
主たるAPCループを構成し、SIN変換器63−乗算器52−CP
F54−バーストゲート回路56はAPCループの同期引込特性
の改善のために補助的に動作するものとする。今、端子
51から入力される標本化周期Ｔでディジタル信号に変換
された任意の時刻nT（ｎは任意の整数）における第１の
搬送色信号を、その振幅をＡ（nT），位相をφ（nT），
角周波数をW1として 2A（nT）sin｛W1nT＋φ（nT）｝ と表わし、SIN変換器63からの復調用信号を sin｛W1nT＋φａ（nT）｝ とし、COS変換器64からの復調用信号を cos｛W1nT＋φａ（nT）｝ とするとLPF54,55出力にはそれぞれ、 Ａ（nT）cos｛φ（nT）−φａ（nT）｝， Ａ（nT）sin｛φ（nT）−φａ（nT）｝ が得られる。今、バースト信号の振幅をAb（nT），位相
をπ＋φｂ（nT）とすると、バースト信号に対するLPF5
4,55出力信号は −Ab（nT）cos｛φａ（nT）−φｂ（nT）｝， Ab（nT）sin｛φａ（nT）−φｂ（nT）｝ であって、バーストゲート回路56,57出力にはこれらに
対応した第1,第２の信号ΔＣ（mTH），ΔＳ（mTH）
が得られる。ここで、THは水平同期信号の同期,mは任意
の整数であり、ΔＣ（mTH），ΔＳ（mTH）は例えば
nTがmTH近傍の１つの時刻におけるLPF54,55出力信号に
より決まる値またはnTがmTH近傍のいくつかの時刻にお
ける平均値により決まる値であり、ここでは、 ΔＣ（mTH）＝−Ab（nT）cos｛φａ（nT）−φｂ（n
T）｝ ΔＳ（mTH）＝−Ab（nT）sin｛φａ（nT）−φｂ（n
T）｝ とする。位相誤差検出器58はΔＣ（mTH），ΔＳ（m
TH）にもとづいて位相誤差信号Δ（mTH）を発生する
ものであり、ループフィルタ59はこれに所定の定数Ｋを
乗じ、適当な周波数特性を与えて誤差角周波数信号ΔＷ
（nT）に変換し、ΔＷ（nT）は第１の基準信号発生器60
出力信号W1と加算器61で加算される。ディジタル信号処
理では積分器62の積分はその出力位相信号をθ（nT）と
して、 と表わされる。このため、ループフィルタ59及び第１の
基準信号発生器60にあらかじめ標本化周期Ｔを乗じてお
くと積分器62は加算器と遅延時間Ｔを有する遅延回路だ
け構成できる。そこでここでは角周波数信号という表現
に標本化周期Ｔを乗じた信号も含めるものとする。結局
第1,第２の復調器の復調用信号はそれぞれ sinθ（nT）,cosθ（nT） となり、その周波数と位相が位相誤差検出器58出力信号
により制御されることになる。
て、以下その動作を説明する。端子１より入力された第
１の搬送色信号（搬送周波数を１とする）は第1,第２
の復調器で第1,第２の復調色信号に復調される。バース
トゲート回路56,57は第1,第２の復調色信号からバース
ト信号に対応する第1,第２の位相差信号を取り出し、位
相誤差検出器58はこれらからバースト信号と復調用信号
の位相誤差を演算して位相誤差信号を得る。位相誤差信
号はループフィルタ59で誤差角周波数信号に変換され、
第１の基準信号発生器60からの基準角周波数信号に加算
器61で加算され、積分器62で積分されて位相信号に変換
され、SIN変換器63、COS変換器64で第1,第２の復調器の
復調用信号に変換される。ここで、乗算器53−LPF55−
バーストゲート回路57−位相差検出器58−ループフィル
タ59−加算器61−積分器62−COS変換器64−乗算器53は
主たるAPCループを構成し、SIN変換器63−乗算器52−CP
F54−バーストゲート回路56はAPCループの同期引込特性
の改善のために補助的に動作するものとする。今、端子
51から入力される標本化周期Ｔでディジタル信号に変換
された任意の時刻nT（ｎは任意の整数）における第１の
搬送色信号を、その振幅をＡ（nT），位相をφ（nT），
角周波数をW1として 2A（nT）sin｛W1nT＋φ（nT）｝ と表わし、SIN変換器63からの復調用信号を sin｛W1nT＋φａ（nT）｝ とし、COS変換器64からの復調用信号を cos｛W1nT＋φａ（nT）｝ とするとLPF54,55出力にはそれぞれ、 Ａ（nT）cos｛φ（nT）−φａ（nT）｝， Ａ（nT）sin｛φ（nT）−φａ（nT）｝ が得られる。今、バースト信号の振幅をAb（nT），位相
をπ＋φｂ（nT）とすると、バースト信号に対するLPF5
4,55出力信号は −Ab（nT）cos｛φａ（nT）−φｂ（nT）｝， Ab（nT）sin｛φａ（nT）−φｂ（nT）｝ であって、バーストゲート回路56,57出力にはこれらに
対応した第1,第２の信号ΔＣ（mTH），ΔＳ（mTH）
が得られる。ここで、THは水平同期信号の同期,mは任意
の整数であり、ΔＣ（mTH），ΔＳ（mTH）は例えば
nTがmTH近傍の１つの時刻におけるLPF54,55出力信号に
より決まる値またはnTがmTH近傍のいくつかの時刻にお
ける平均値により決まる値であり、ここでは、 ΔＣ（mTH）＝−Ab（nT）cos｛φａ（nT）−φｂ（n
T）｝ ΔＳ（mTH）＝−Ab（nT）sin｛φａ（nT）−φｂ（n
T）｝ とする。位相誤差検出器58はΔＣ（mTH），ΔＳ（m
TH）にもとづいて位相誤差信号Δ（mTH）を発生する
ものであり、ループフィルタ59はこれに所定の定数Ｋを
乗じ、適当な周波数特性を与えて誤差角周波数信号ΔＷ
（nT）に変換し、ΔＷ（nT）は第１の基準信号発生器60
出力信号W1と加算器61で加算される。ディジタル信号処
理では積分器62の積分はその出力位相信号をθ（nT）と
して、 と表わされる。このため、ループフィルタ59及び第１の
基準信号発生器60にあらかじめ標本化周期Ｔを乗じてお
くと積分器62は加算器と遅延時間Ｔを有する遅延回路だ
け構成できる。そこでここでは角周波数信号という表現
に標本化周期Ｔを乗じた信号も含めるものとする。結局
第1,第２の復調器の復調用信号はそれぞれ sinθ（nT）,cosθ（nT） となり、その周波数と位相が位相誤差検出器58出力信号
により制御されることになる。
変調器は第1,第２の復調色信号に第２の基準信号発生
器で決まる周波数を有する変調用信号で変調して必要な
周波数を有する搬送色信号を得て、端子72から出力す
る。
器で決まる周波数を有する変調用信号で変調して必要な
周波数を有する搬送色信号を得て、端子72から出力す
る。
第２図は位相誤差検出器58の具体例のブロック図であ
り、第３図はその動作波形図である。第２図において、
81,82は第1,第２の位相差信号ΔＣ（mTH），Δ
Ｓ（mH）の入力端子、83は第２の位相差信号ΔＳ（mT
H）の正負を判別する符号判別回路、84は符号判別回路8
3出力信号に応じて定数Ａまたは−Ａを切換えて出力す
る切換回路、85は第２の位相差信号ΔＣ（mTH）と定
数Ｂを比較してレベル判別するレベル判定回路、86はΔ
Ｓ（mTH）と切換回路84出力信号をレベル判別回路85
出力信号に応じて切換える切換回路、87は位相誤差検出
器の出力端子である。
り、第３図はその動作波形図である。第２図において、
81,82は第1,第２の位相差信号ΔＣ（mTH），Δ
Ｓ（mH）の入力端子、83は第２の位相差信号ΔＳ（mT
H）の正負を判別する符号判別回路、84は符号判別回路8
3出力信号に応じて定数Ａまたは−Ａを切換えて出力す
る切換回路、85は第２の位相差信号ΔＣ（mTH）と定
数Ｂを比較してレベル判別するレベル判定回路、86はΔ
Ｓ（mTH）と切換回路84出力信号をレベル判別回路85
出力信号に応じて切換える切換回路、87は位相誤差検出
器の出力端子である。
ΔＣ（mTH），ΔＳ（mTH）は前述の様にφａ（n
T）−φｂ（nT）の関数であり、φａ−φｂに対するΔ
C,ΔＳの値が第３図ａに示すものであるとし、切換
回路84がΔＳが正の時、正の値Ａを、ΔＳが負の
時、負の値−Ａを出力し、切換回路86がΔＣが定数Ｂ
より小さい時ΔＳを、ΔＣが定数Ｂより大きい時、
切換回路84出力信号を出力するものとすると端子87出力
信号は第３図ｂに示すようになる。なお必ずしもＡと−
Ａの絶対値は等しくなくても良い。ここで、符号判別回
路83はディジタル信号処理では実質的に不要でありΔ
Ｓを表わすディジタル信号の最上位ビットが切換回路84
の制御信号となり、切換回路84はインバータだけでも構
成可能である。またレベル判別回路85は加算器または減
算器だけで、Ｂ＝０またはＢ＝±2p（ｐは整数）とする
と符号判別回路83と同様、回路は不要となりΔＣの符
号ビットまたは上位何bitかのゲート演算した結果が切
換回路86の制御信号となる。
T）−φｂ（nT）の関数であり、φａ−φｂに対するΔ
C,ΔＳの値が第３図ａに示すものであるとし、切換
回路84がΔＳが正の時、正の値Ａを、ΔＳが負の
時、負の値−Ａを出力し、切換回路86がΔＣが定数Ｂ
より小さい時ΔＳを、ΔＣが定数Ｂより大きい時、
切換回路84出力信号を出力するものとすると端子87出力
信号は第３図ｂに示すようになる。なお必ずしもＡと−
Ａの絶対値は等しくなくても良い。ここで、符号判別回
路83はディジタル信号処理では実質的に不要でありΔ
Ｓを表わすディジタル信号の最上位ビットが切換回路84
の制御信号となり、切換回路84はインバータだけでも構
成可能である。またレベル判別回路85は加算器または減
算器だけで、Ｂ＝０またはＢ＝±2p（ｐは整数）とする
と符号判別回路83と同様、回路は不要となりΔＣの符
号ビットまたは上位何bitかのゲート演算した結果が切
換回路86の制御信号となる。
以上のように本実施例によれば位相誤差検出器として
は定数Ａまたは−Ａを発生するインバータと切換回路86
のためのマルチプレクサとレベル判別回路85のための加
算器（又は減算器）、さらにＢ＝０またはＢ＝±2pの時
には加算器（又は減算器）が不要になって非常に簡単な
ディジタル回路で実現できる。さらに性能的にはVTRに
は色信号のレベルを一定に保つACC回路が設けられてい
るのでバースト信号のレベルAbは安定であり、Abが大き
くなりすぎてAPCループの応答が不安定になることはな
く、逆に搬送色信号のレベルが小さすぎてACC回路の制
御範囲以下になった時にはAbは小さくなるが、この場
合、一般にバースト信号のS/Nが悪いためAbが小さくな
ってAPCのループゲインが下がりAPCの応答が遅くなるこ
とはむしろ望ましい。この目的のため、Ｂの値を適当に
選ぶと、Abが小さくなった時、切換回路がΔＳだけを
出力する様にすることができる。
は定数Ａまたは−Ａを発生するインバータと切換回路86
のためのマルチプレクサとレベル判別回路85のための加
算器（又は減算器）、さらにＢ＝０またはＢ＝±2pの時
には加算器（又は減算器）が不要になって非常に簡単な
ディジタル回路で実現できる。さらに性能的にはVTRに
は色信号のレベルを一定に保つACC回路が設けられてい
るのでバースト信号のレベルAbは安定であり、Abが大き
くなりすぎてAPCループの応答が不安定になることはな
く、逆に搬送色信号のレベルが小さすぎてACC回路の制
御範囲以下になった時にはAbは小さくなるが、この場
合、一般にバースト信号のS/Nが悪いためAbが小さくな
ってAPCのループゲインが下がりAPCの応答が遅くなるこ
とはむしろ望ましい。この目的のため、Ｂの値を適当に
選ぶと、Abが小さくなった時、切換回路がΔＳだけを
出力する様にすることができる。
なお、以上はNTSC信号の場合の例であるが、PAL信号
の場合にはバースト信号の位相は１水平走査毎に±45゜
ずつづれている。すなわち、バースト信号の位相は となり、 となるので、それぞれ１水平走査期間THずれた信号を加
算すると、 となって、ゲインを 倍にするだけでNTSCと全く同じ処理ができる。
の場合にはバースト信号の位相は１水平走査毎に±45゜
ずつづれている。すなわち、バースト信号の位相は となり、 となるので、それぞれ１水平走査期間THずれた信号を加
算すると、 となって、ゲインを 倍にするだけでNTSCと全く同じ処理ができる。
発明の効果 以上説明したように、本発明によれば、APC同期がは
ずれて位相が180度近くずれた時誤差位相信号が小さく
なりすぎてAPC装置の応答が遅くなるのを改善すること
ができる。しかも、フィルタ効果により何回かに分けて
補正が行なわれるので色相変化が自然であり、しかも位
相ずれが90度以上の広い範囲に対し引込特性の改善をは
かることができる。
ずれて位相が180度近くずれた時誤差位相信号が小さく
なりすぎてAPC装置の応答が遅くなるのを改善すること
ができる。しかも、フィルタ効果により何回かに分けて
補正が行なわれるので色相変化が自然であり、しかも位
相ずれが90度以上の広い範囲に対し引込特性の改善をは
かることができる。
また、APC装置をディジタル信号処理で実現する場
合、インバータとマルチプレクサ等の簡単なゲート回路
の追加だけで良く、その実用的効果は大きい。
合、インバータとマルチプレクサ等の簡単なゲート回路
の追加だけで良く、その実用的効果は大きい。
第１図は本発明の一実施例のAPC装置のブロック図、第
２図は同実施例における位相誤差検出器の一実施例のブ
ロック図、第３図は位相誤差検出器の同実施例の動作波
形図、第４図は従来のAPC装置のブロック図である。 51……搬送色信号の入力端子、52,53……乗算器、54,55
……LPF、56,57……バーストゲート回路、58……位相誤
差検出器、59……ループフィルタ、60……第１の基準信
号発生器、61……加算器、62……積分器、63……SIN変
換器、64……COS変換器、83……符号判別回路、84……
切換回路、85……レベル判別回路、86……切換回路。
２図は同実施例における位相誤差検出器の一実施例のブ
ロック図、第３図は位相誤差検出器の同実施例の動作波
形図、第４図は従来のAPC装置のブロック図である。 51……搬送色信号の入力端子、52,53……乗算器、54,55
……LPF、56,57……バーストゲート回路、58……位相誤
差検出器、59……ループフィルタ、60……第１の基準信
号発生器、61……加算器、62……積分器、63……SIN変
換器、64……COS変換器、83……符号判別回路、84……
切換回路、85……レベル判別回路、86……切換回路。
Claims (1)
- 【請求項１】搬送色信号を互いに90度の位相差の復調用
信号を用いて復調して搬送色信号中のバースト信号と復
調用信号の位相差に応じた信号である第１・第２の位相
差信号を得る手段と、符号が上記第２の位相差信号に等
しく大きさが所定の値の第３の信号を発生する手段と、
上記第１の位相差信号のレベルに応じて上記第２の位相
差信号と上記第３の信号を切換えて出力する切換手段
と、この切換手段の出力信号に所定の周波数特性を与え
るフィルタ手段と、このフィルタ手段の出力信号に応じ
て上記復調用信号の周波数および位相を制御する手段と
を備えたことを特徴とするAPC装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62072446A JP2548181B2 (ja) | 1987-03-26 | 1987-03-26 | Ａｐｃ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62072446A JP2548181B2 (ja) | 1987-03-26 | 1987-03-26 | Ａｐｃ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63238793A JPS63238793A (ja) | 1988-10-04 |
| JP2548181B2 true JP2548181B2 (ja) | 1996-10-30 |
Family
ID=13489524
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62072446A Expired - Fee Related JP2548181B2 (ja) | 1987-03-26 | 1987-03-26 | Ａｐｃ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2548181B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2850643B2 (ja) * | 1992-06-09 | 1999-01-27 | 松下電器産業株式会社 | ディジタル色信号復調装置 |
-
1987
- 1987-03-26 JP JP62072446A patent/JP2548181B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63238793A (ja) | 1988-10-04 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |