WO2005083883A1 - 波形等化器及びこれを有する情報再生装置 - Google Patents

波形等化器及びこれを有する情報再生装置 Download PDF

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conductance amplifier
waveform equalizer
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Koji Nishikawa
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Rohm Co., Ltd
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/0422—Frequency selective two-port networks using transconductance amplifiers, e.g. gmC filters
    • H03H11/0433—Two integrator loop filters

Definitions

  • Waveform equalizer and information reproducing apparatus having the same
  • the present invention relates to a waveform equalizer that performs an equalization process on an input signal, and an information reproducing apparatus that has the waveform equalizer and reproduces information stored on an optical disk or the like.
  • an information reproducing apparatus using a magnetic disk such as a hard disk or an optical disk such as a compact disk (CD) as a recording medium has been used for an external storage device of a computer, an audio device or the like.
  • the attenuation of the reproduced signal in the high band is caused by the optical pickup unit that detects information stored on the optical disk as an optical signal, the response characteristics of a circuit that converts the optical signal into an electric signal, and the like.
  • the amount of boost in the high frequency band (gain in the high frequency band based on the gain in the low frequency band) in this equalization processing is determined by using a control circuit or the like provided in the information reproducing apparatus.
  • the boost amount is adjusted so that the amplitude of the reproduced signal attenuated in the high frequency range becomes the same as the amplitude in the low frequency range, so that the information recorded on the recording medium such as an optical disk can be adjusted. Improves reading accuracy (reduces reading errors).
  • an equiripple filter (equiripple filter) or the like is generally used.
  • Figures 6 and 7 show the characteristics of the equiripple filter. As shown by the line 100 in FIG. 6, the gain in the high band is larger than that in the low band. Also, as shown by the line 101 in FIG. 7, the group delay has no frequency dependency! , (The phase vs. frequency characteristic is linear), the change in group delay difference between each band between the input and output waveforms of the equiripple filter Does not occur.
  • the group delay difference is caused by a combination of factors inside the integrated circuit (IC) including the circuit for performing the above equalization processing and factors outside the IC such as the response characteristics of the optical pickup unit mechanism.
  • IC integrated circuit
  • the circuit for performing the above equalization processing and factors outside the IC such as the response characteristics of the optical pickup unit mechanism.
  • it is difficult to correct the group delay difference to make the group delay difference zero or to reduce it
  • the waveform distortion of the reproduced signal due to the group delay difference causes optical disc distortion.
  • Etc. the reading accuracy of information recorded on the recording medium is degraded (read errors are increased).
  • the present invention can perform gain adjustment and group delay adjustment of an attenuated frequency band separately and independently, and can perform waveform equalization that can easily perform signal equalization processing. It is intended to provide a device and an information reproducing device.
  • the waveform equalizer is capable of setting a boost amount for performing gain adjustment for a predetermined frequency band of an input signal to the waveform equalizer, An arithmetic circuit for adjusting the gain of the input signal by changing the boost amount, and a first conductance amplifier and a second conductance amplifier connected to a preceding stage or a subsequent stage of the arithmetic circuit, An all-pass filter that adjusts and corrects the group delay characteristic of the input signal by changing the conductance of at least one of the first conductance amplifier and the second conductance amplifier.
  • the gain adjustment of the input signal attenuated in the high frequency range and the adjustment for correcting the group delay characteristic can be performed separately and independently.
  • adjustment since adjustment can be performed individually, waveform equalization The adjustment for performing the equalization processing of the input signal to the device is facilitated.
  • the all-pass filter is connected between an input / output circuit of the first conductance amplifier, includes a differentiator including a first capacitor, and the first conductance It is preferable to further include a second capacitor connected between the input side of the amplifier and the output side of the second conductance amplifier! /.
  • an input voltage to the all-pass filter is supplied to one input terminal of the first conductance amplifier, and one input terminal of the second conductance amplifier is provided. Is supplied with a voltage applied to the output terminal of the first conductance amplifier, and the other input terminal of the first conductance amplifier and the other input terminal of the second conductance amplifier receive the output voltage of the all-pass filter. Are applied to the output terminal of the second conductance amplifier, respectively, and the input voltage to the all-pass filter and the voltage applied to the output terminal of the first conductance amplifier have inverted phases. ing.
  • the all-pass filter fixes the conductance of the first conductance amplifier, makes the conductance of the second conductance amplifier variable, and changes the conductance of the second conductance amplifier.
  • the group delay characteristic of the input signal may be adjusted and corrected while fixing the group delay of the input signal in the DC region.
  • the all-pass filter varies the conductance of the first conductance amplifier and changes the conductance of the first conductance amplifier, thereby correcting a group delay characteristic of the input signal. May be changed!
  • the first conductance Changing the conductance of the amplifier facilitates adjustment of the group delay.
  • the arithmetic circuit may have an equal ripple filter power.
  • an information reproducing apparatus comprises: a detecting unit that detects information recorded on a recording medium and converts the information into an electric signal;
  • An information reproducing apparatus comprising: a waveform equalizer that receives the waveform equalizer; and a processing circuit that processes an output of the waveform equalizer power, using any one of the waveform equalizers described above as the waveform equalizer,
  • a control unit is provided for setting the boost amount and setting a variable conductance among the conductance of the first conductance amplifier and the conductance of the second conductance amplifier.
  • the gain adjustment and the group delay adjustment of the attenuated frequency band can be performed independently and independently, and the signal equalization is performed. Processing can be performed easily.
  • FIG. 1 is a block diagram of a CD playback device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram of an all-pass filter in FIG. 1.
  • FIG. 3 is a diagram showing a group delay characteristic of the all-pass filter in FIG. 1.
  • FIG. 4 is a diagram showing group delay characteristics of the all-pass filter in FIG. 1.
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram of a modification of the all-pass filter in FIG. 1.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating characteristics of an equiripple filter conventionally used in a waveform equalizer.
  • FIG. 7 is a diagram showing characteristics of an equiripple filter conventionally used in a waveform equalizer. Explanation of symbols
  • FIG. 1 shows the configuration of a CD playback device as an example of an information playback device.
  • FIG. 1 Outline of CD playback device
  • reference numeral 2 denotes a compact disk (CD) as a recording medium.
  • a CD reproducing apparatus 1 includes a spindle motor 3 for rotating a CD 2 and a laser beam for reading information recorded on the CD 2.
  • Optical boost 4 a detector 5 that converts an optical signal detected by the optical pickup 4 into an electric signal and outputs it as an RF (Radio Frequency) signal, an RF amplifier 6 that amplifies the RF signal, and a boost amount
  • the equal ripple filter (equal ripple filter) 7a and the equal ripple filter 7a which can be set freely and boost the high frequency band of the amplified RF signal output from the RF amplifier 6 to adjust the gain.
  • the spindle motor 3 and the optical pickup 4 schematically includes a driver 10 for controlling the servo mechanism, a CPU (Central Processing Unit: central processing unit) 11 for controlling the equi-removable filter 7a, the all-pass filter 7b, and the driver 10.
  • the CPU 11 can be replaced with any one having a function similar to that of the CPU 11 as an example having the function of controlling the equiripple filter 7a, the all-pass filter 7b, and the driver 10 (for example, MPU ( Micro Processing Unit).
  • a signal for determining the boost amount of the equiripple filter 7a is provided from the CPU 11, and a signal for determining characteristics of the all-pass filter 7b described later is also provided from the CPU 11.
  • the equal ripple filter 7a and the all-pass filter 7b equalize the waveform of the amplified RF signal output from the RF amplifier 6, and constitute a waveform equalizer 7 that outputs an equalized signal.
  • the characteristics of the equiripple filter 7a are the same as those in FIGS. 6 and 7, and the description is omitted.
  • FIG. 2 Configuration and operation of all-pass filter
  • the all-pass filter 7b has two variable conductance amplifiers (hereinafter simply referred to as “gm amplifiers”) 22 and 23.
  • the conductances gml and gm2 can be freely controlled by current control or voltage control from the CPU 11, respectively. Can be set.
  • the output voltage of the equiripple filter 7a is supplied to the positive (non-inverting) input terminal (+) of the gm amplifier 22, the input terminal of the inverter 24, and one end of the capacitor 26 via the terminal 20.
  • the other end of 26 is connected to the output terminal and negative (inverted) input terminal (1) of the gm amplifier 23 and the negative input terminal (1) of the gm amplifier 22 respectively.
  • the output terminal of the inverter 24 is connected to the output terminal of the gm amplifier 22 and the positive input terminal (+) of the gm amplifier 23 via the capacitor 25.
  • the voltage applied to the output terminal of the gm amplifier 23 is supplied to the AZD converter 8 (see FIG. 1) via the terminal 21.
  • the inverter 24 and the capacitor 25 constitute a differentiator.
  • the all-pass filter 7b thus configured forms a second-order all-pass filter.
  • the transfer function T (s) of the second-order all-pass filter is represented by the following equation (1).
  • Q is a quality factor
  • s is a Laplace operator
  • ⁇ is a natural angular frequency
  • ⁇ is an angular frequency.
  • the gain of a second-order all-pass filter such as the all-pass filter 7b is 1 independent of frequency.
  • the phase ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ in the function T (s) is expressed by the following equation (2).
  • Equation (5) Comparing Equation (5) with Equation (1) for the transfer function of a general second-order all-pass filter
  • the group delay GD in the DC region of the all-pass filter 7b becomes 2Cl / gml, and does not depend on the conductance gm2 of the gm amplifier 23.
  • the conductance gml of the gm amplifier 22 and changing the conductance gm2 of the gm amplifier 23, the signal input to the all-pass filter 7b is changed. It is possible to fix the group delay in the DC range and easily adjust the group delay only in the high range.
  • the signal input to the waveform equalizer 7 is fixed by fixing the conductance gml of the gm amplifier 22 and changing the conductance gm2 of the gm amplifier 23. It can be said that it is possible to adjust the group delay only in the high frequency range while fixing the group delay in the direct current range.
  • the gm amplifier 22 may not be a variable conductance amplifier but may be a conductance amplifier having a fixed conductance. In this case, the circuit scale of the gm amplifier 22 can be reduced, and the CPU 11 does not need to control the gm amplifier 22, so that wiring for performing the control can be omitted and the processing of the CPU 11 can be simplified.
  • FIGS. 3 and 4 are graphs in which the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents group delay, and the group delay characteristic of the all-pass filter 7b is calculated based on the above equation (5).
  • Curve 40, 41, and 42 in FIG. 3, respectively (8 1111, 8 1112) (1.0, 1.5), (1.0, 1.0), (1.2, 0,0. 5) Group delay characteristics when [mAZV] ([milliamp Z volts]) are shown. That is, the curves 40, 41, and 42 show changes in the group delay characteristics when gm2 is changed after fixing gml!
  • the group delay becomes maximum (about 3. Onsec) at the frequency: about 150 MHz
  • the curve 41 becomes the maximum group delay (about 4.3 nsec) at the frequency: about 130 MHz
  • the curve 42 shows the group delay.
  • the group delays in the DC region of curves 40-42 are all 2. Onsec (all curves 40-42 Below 10 MHz, the group delay is almost 2 nsec! /
  • gml, gm2 (1.0, 1.0) to correct the group delay difference of the signal. (Eliminate the difference between the group delay in the DC region and the group delay at a frequency of 130 MHz).
  • the group delay is maximum (about 2.8 nsec) at a frequency of about 200 MHz, and the group delay in the DC region is about 1.3 nsec.
  • the group delay is maximum (about 4.3 nsec) at a frequency of about 130 MHz, and the group delay in the DC region is 2.
  • the group delay is maximum (about 8.6 nsec) at the frequency: about 70 MHz, and the group delay in the DC region is 4. Onsec.
  • the frequency at which the group delay is maximized is approximately 100MHz to approximately 150MHz, whereas curves 50, 51, and 52 are different. In each case, the frequency at which the group delay is maximized differs greatly. Therefore, if the frequency for correcting the group delay is fluid, such as 70 MHz to 200 MHz, the adjustment can be easily performed by adjusting only gml or both gml and gm2.
  • the waveform equalizer 7 includes the equi-ripple filter 7a that boosts the high frequency band, and the all-pass filter 7b that compensates (corrects) the group delay difference of the signal output from the equi-ripple filter 7a. Since the adjustment of the boost amount and the adjustment of the group delay can be performed separately and independently, both adjustments can be easily performed.
  • an all-pass filter 67b which is a modification of the specific circuit configuration of the all-pass filter 7b, will be described with reference to FIG.
  • the all-pass filter 67b may be used in place of the all-pass filter 7b of the CD playback device 1 in FIG. 1.
  • a description will be given assuming that the all-pass filter 7b in FIG. 1 is replaced with the all-pass filter 67b.
  • the all-pass filter 67b is a variable conductance amplifier of two differential inputs and differential outputs. Have conductances gml and gm2 (not shown in FIG. 5). The conductances gml and gm2 can be freely set by current control or voltage control from the CPU 11, respectively.
  • the output voltage Vin of the equiripple filter 7a is given to the terminal 60 with reference to the terminal 61, and the voltage Vin is given to the differential input terminal of the gm amplifier 71 (the negative input terminal of the differential input terminal).
  • Input terminal (1) is given to the positive input terminal (+) of the differential input terminal).
  • the terminal 60 is connected to the negative output terminal ( ⁇ ) of the differential output terminal of the gm amplifier 70 and the negative input terminal (1) of the differential input terminal of the gm amplifier 71 via the capacitor 73, respectively.
  • the positive output terminal (+) and the terminal 62 of the differential output terminal of the gm amplifier 71 are connected via the capacitor 74, respectively.
  • the terminal 61 is connected to a positive output terminal (+) of a differential output terminal of the gm amplifier 70 and a positive input terminal (+) of a differential input terminal of the gm amplifier 71 via a capacitor 72, respectively. Connected to the negative output terminal (-) of the differential output terminal of the gm amplifier 71 and the terminal 63 via the capacitor 75.
  • the voltage applied to the differential output terminals of the gm amplifier 71 is fed back to the inputs of the gm amplifiers 70 and 71.
  • the positive output terminal (+) of the differential output terminal of the gm amplifier 71 is the negative input terminal (1) of the negative feedback input terminal of the gm amplifier 70 and the negative input terminal of the negative feedback input terminal of the gm amplifier 71.
  • the negative output terminal of the differential output terminal of the gm amplifier 71 is connected to the positive input terminal (+) of the negative feedback input terminal of the gm amplifier 70, and the negative input terminal of the gm amplifier 71. It is connected to each of the positive input terminals (+) of the feedback input terminals.
  • the voltage Vout applied to the terminal 62 based on the voltage applied to the terminal 63 is supplied to the AZD converter 8 (see FIG. 1) as the output voltage of the all-pass filter 67b.
  • the capacitance of both capacitors 72 and 73 is C1 and the capacitance of both capacitors 74 and 75 is C2.
  • a CD is taken as an example of the recording medium, and the information reproducing apparatus is used as the information reproducing apparatus.
  • the CD playback device has been described as an example, but in addition to a CD, the recording medium is CD-R (for ompact Disk Recordable), D-ROM (for ompact Disk Read Only Memory), and CD-RW (for Compact Disk).
  • an all-pass filter 7b is connected to a stage subsequent to the equal ripple filter 7a, and an all-pass filter 7b is connected to a stage preceding the equal ripple filter 7a.
  • a waveform equalizer may be configured.
  • the gain adjustment and the group delay adjustment of the attenuated frequency band can be performed independently and independently, and the signal equalization process is easily performed. be able to.

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Abstract

　入力信号の所定の周波数帯域に対するゲイン調整を行うためのブースト量が設定自在であり、前記ブースト量を変化させることにより前記入力信号のゲイン調整を行う演算回路（７ａ）と、前記演算回路の前段または後段に接続されるとともに、第１のコンダクタンスアンプ及び第２のコンダクタンスアンプを有し、前記第１のコンダクタンスアンプ及び前記第２のコンダクタンスアンプの少なくとも一方のコンダクタンスを変化させることにより、前記入力信号の群遅延特性を調整して補正するオールパスフィルタ（７ｂ）とを備える。

Description

明 細 書
波形等化器及びこれを有する情報再生装置
技術分野
[0001] 本発明は、入力された信号に等化処理を行う波形等化器、及び該波形等化器を有 し光ディスク等に記憶された情報を再生する情報再生装置に関する。
背景技術
[0002] 従来から、ハードディスク等の磁気ディスクやコンパクトディスク（CD)等の光デイス クを被記録媒体とする情報再生装置がコンピュータの外部記憶装置やオーディオ機 器等に用いられている。
[0003] 一般に、光ディスク等力も再生される再生信号の周波数が高域になればなるほど、 再生信号の振幅は低域 (例えば、 1MHz以下）におけるものより小さくなる。つまり、 再生信号は高域 (例えば、 100MHz以上程度）において減衰してしまう。この高域に おける再生信号の減衰は、光ディスク再生装置を例にとれば、光ディスクに記憶され た情報を光信号として検出する光ピックアップ部ゃ該光信号を電気信号に変換する 回路の応答特性等に対応して生じるものであるが、従来より、この減衰した高域の振 幅を低域における振幅と同等にするために、高域に対してゲインを上げる（以下、「ブ 一ストする」 t 、う） t 、う等化 (ィコライジング)処理が行われて 、る。
[0004] 通常、この等化処理における高域のブースト量 (低域の周波数帯域におけるゲイン を基準とした高域の周波数帯域におけるゲイン）は、情報再生装置に設けられた制 御回路等を用いて設定自在となっており、高域で減衰した再生信号の振幅を低域に おける振幅と同様になるようにブースト量の調整を行って、光ディスク等の被記録媒 体に記録された情報の読み取り精度の向上 (読み取りエラーの減少）を図っている。
[0005] このブースト量を調整する構成としては、等リプルフィルタ (イクイリプルフィルタ)等 が一般的に用いられる。図 6及び図 7に等リプルフィルタの特性を示す。図 6の線 100 に示すように、高域におけるゲインが低域におけるものより大きい。また、図 7の線 10 1に示すように、群遅延に周波数依存性はな！、 (位相対周波数特性が線形である）た め、等リプルフィルタの入出力波形間で、各々の帯域間における群遅延差に変化は 生じない。
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0006] 一方にお 、て、近年、光ディスク等の被記録媒体に記録された情報の再生の高速 化に対する要望は高まっている。該高速化を実現しょうとした際、再生信号における 低域の周波数帯 (例えば、 1MHz以下程度)の群遅延と高域の周波数帯 (例えば、 1 OOMHz以上程度)の群遅延との間に比較的大きな群遅延差が発生する（通常、低 域における群遅延より高域における群遅延の方が小さくなる)。
[0007] この群遅延差は、上記等化処理を行う回路を含む集積回路 (IC)の内部における 要因や、光ピックアップ部機構の応答特性等の IC外部における要因が複合して発生 するのである力 従来の等リプルフィルタのみによる等化処理では、群遅延差の補正 (群遅延差をゼロとする、または減少させる）は困難であり、該群遅延差による再生信 号の波形歪みが、光ディスク等の被記録媒体に記録された情報の読み取り精度を劣 化 (読み取りエラーを増加）させてしまう。
[0008] 本発明は、上記の点に鑑み、減衰した周波数帯域のゲイン調整と群遅延の調整を 、別個独立に行うことができ、信号の等化処理を容易に行うことができる波形等化器 及び情報再生装置を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0009] 上記目的を達成するために本発明に係る波形等化器は、当該波形等化器への入 力信号の所定の周波数帯域に対するゲイン調整を行うためのブースト量が設定自在 であり、前記ブースト量を変化させることにより前記入力信号のゲイン調整を行う演算 回路と、前記演算回路の前段または後段に接続されるとともに、第 1のコンダクタンス アンプ及び第 2のコンダクタンスアンプを有し、前記第 1のコンダクタンスアンプ及び 前記第 2のコンダクタンスアンプの少なくとも一方のコンダクタンスを変化させることに より、前記入力信号の群遅延特性を調整して補正するオールパスフィルタとを備えて いる。
[0010] これにより、高域で減衰した入力信号のゲイン調整と、群遅延特性を補正するため の調整を、別個独立に行うことができる。また、調整を個別に行えるため、波形等化 器に対する入力信号の等化処理を行うための調整が容易になる。
[0011] また、上記構成を実現するために、前記オールパスフィルタは、前記第 1のコンダク タンスアンプの入出力回路間に接続され、第 1のコンデンサを含む微分器、及び前 記第 1のコンダクタンスアンプの入力側と前記第 2のコンダクタンスアンプの出力側間 に接続される第 2のコンデンサ、を更に有するようにするとよ!/、。
[0012] また、更に上記構成を実現するために、前記第 1のコンダクタンスアンプの一方の 入力端子には前記オールパスフィルタへの入力電圧が与えられ、前記第 2のコンダ クタンスアンプの一方の入力端子には前記第 1のコンダクタンスアンプの出力端子に 加わる電圧が与えられ、前記第 1のコンダクタンスアンプの他方の入力端子及び前記 第 2のコンダクタンスアンプの他方の入力端子には、前記オールパスフィルタの出力 電圧に相当する前記第 2のコンダクタンスアンプの出力端子に加わる電圧がそれぞ れ与えられており、前記オールパスフィルタへの入力電圧と前記第 1のコンダクタンス アンプの出力端子に加わる電圧は、位相が反転している。
[0013] また、前記オールパスフィルタは、前記第 1のコンダクタンスアンプのコンダクタンス を固定とする一方、前記第 2のコンダクタンスアンプのコンダクタンスを可変とし、前記 第 2のコンダクタンスアンプのコンダクタンスを変化させることにより、前記入力信号の 直流域の群遅延を固定しつつ前記入力信号の群遅延特性を調整して補正するよう にしてもよい。
[0014] これにより、直流域の群遅延を固定し、容易に高域のみの群遅延を調整することが できる。また、前記第 1のコンダクタンスアンプのコンダクタンスを可変とする必要がな いので、前記第 1のコンダクタンスアンプの回路規模を小さくすることができ、ひいて は波形等化器の回路規模を小さくすることができる。また、前記第 1のコンダクタンス アンプを外部力 制御する必要がなくなるため、配線の省略、制御処理の簡略化が 図れる。
[0015] また、前記オールパスフィルタは、前記第 1のコンダクタンスアンプのコンダクタンス を可変とし、前記第 1のコンダクタンスアンプのコンダクタンスを変ィ匕させることにより、 前記入力信号の群遅延特性を補正する周波数帯域を変更するようにしてもよ!、。
[0016] 群遅延特性を補正する周波数帯域が流動的である場合は、第 1のコンダクタンスァ ンプのコンダクタンスを変化させることにより、群遅延の調整が容易となる。
[0017] また、前記演算回路は、等リプルフィルタ力 なるようにしてもよい。
[0018] 等リプルフィルタの位相対周波数特性は線形であるため、入力信号の等化処理を 行うための調整がより容易になる。
[0019] また、上記目的を達成するために本発明に係る情報再生装置は、被記録媒体に記 録された情報を検出して電気信号に変換する検出部と、前記電気信号を入力信号と して受ける波形等化器と、該波形等化器力 の出力を処理する処理回路とを備える 情報再生装置において、波形等化器として上記に記載の波形等化器の何れかを用 い、前記ブースト量の設定、及び前記第 1のコンダクタンスアンプのコンダクタンスと 前記第 2のコンダクタンスアンプのコンダクタンスのうち、可変となっているコンダクタ ンスの設定を行う制御部を備えて 、る。
発明の効果
[0020] 上述した通り、本発明に係る波形等化器及び情報再生装置によれば、減衰した周 波数帯域のゲイン調整と群遅延の調整を、別個独立に行うことができ、信号の等化 処理を容易に行うことができる。
図面の簡単な説明
[0021] [図 1]本発明の実施形態に係る CD再生装置のブロック図である。
[図 2]図 1におけるオールパスフィルタの回路構成図である。
[図 3]図 1におけるオールパスフィルタの群遅延特性を示す図である。
[図 4]図 1におけるオールパスフィルタの群遅延特性を示す図である。
[図 5]図 1におけるオールパスフィルタの変形例の回路構成図である。
[図 6]従来より波形等化器に用いられている等リプルフィルタの特性を示す図である。
[図 7]従来より波形等化器に用いられている等リプルフィルタの特性を示す図である。 符号の説明
[0022] 1 CD再生装置
2 CD
3 スピンドノレモータ
4 光ピックアップ 5 ディテクタ
6 RFアンプ
7 波形等化部
7a 等リプルフィルタ
7b、 67b オールパスフィルタ
8 AZDコンバータ
9 信号処理部
10 ドライノ
11 CPU
22、 23 可変コンダクタンスアンプ
70、 71 差動入力差動出力型の可変コンダクタンスアンプ
24 インバータ
25、 26、 72、 73、 74、 75 コンデンサ
20、 21、 60、 61、 62、 63 端子
発明を実施するための最良の形態
[0023] 以下、本発明に係る波形等化器及びこの波形等化器を有する情報再生装置の実 施形態について、図面を参照しながら説明する。図 1は、情報再生装置の例として C D再生装置の構成を示したものである。
[0024] (図 1 : CD再生装置の概略）
図 1において、 2は被記録媒体であるコンパクトディスク（CD)であり、 CD再生装置 1は、 CD2を回転駆動するスピンドルモータ 3と、 CD2に記録された情報をレーザー 光を用いて読みとるための光ビップアップ 4と、光ピックアップ 4で検出された光信号 を電気信号に変換し RF (Radio Frequency：高周波)信号として出力するディテクタ 5 と、該 RF信号を増幅する RFアンプ 6と、ブースト量が自在に設定可能であり RFアン プ 6から出力される増幅した RF信号のうち高域の周波数帯域をブーストしてゲイン調 整を行う等リプルフィルタ (イクイリプルフィルタ） 7aと、等リプルフィルタ 7aの出力する 信号の群遅延特性を補正する (各々の帯域間における群遅延差をなくす)オールパ スフィルタ 7bと、オールパスフィルタ 7bの出力する等化信号を二値化する AZDコン バータ 8と、 AZDコンバータ 8からのデジタル信号を処理して CD2に記録された情 報を利用または図示しな 、メモリ等に該情報を提供する信号処理部 9と、上記スピン ドルモータ 3及び光ピックアップ 4のサーボ機構を制御するドライバ 10と、上記等リブ ルフィルタ 7a、オールパスフィルタ 7b及びドライバ 10を制御する CPU (Central Processing Unit:中央処理装置） 11とから概略構成される。尚、上記等リプルフィル タ 7a、オールパスフィルタ 7b及びドライバ 10を制御する機能を有するものとして CPU 11を例示した力 同様の機能を有するものであれば何れでも CPU11と置換可能で ある（例えば、 MPU (Micro Processing Unit)等）。
[0025] 等リプルフィルタ 7aのブースト量を決定するための信号は、 CPU11から与えられて おり、後述するオールパスフィルタ 7bの特性を決定する信号も、 CPU11から与えら れている。また、等リプルフィルタ 7aとオールパスフィルタ 7bは、 RFアンプ 6が出力す る増幅された RF信号の波形を等化し、等化信号を出力する波形等化部 7を構成す る。また、等リプルフィルタ 7aの特性は、図 6及び図 7におけるものと同様であるため、 説明を省略する。
[0026] (図 2 :オールパスフィルタの構成.動作）
次に、オールパスフィルタ 7bの回路構成について図 2を用いて説明する。オールパ スフィルタ 7bは、 2つの可変コンダクタンスアンプ（以下、単に「gmアンプ」と記す） 22 及び 23を有し、それぞれのコンダクタンス gml、 gm2は CPU11からの電流制御また は電圧制御により、それぞれ自在に設定可能となっている。等リプルフィルタ 7aの出 力電圧は、端子 20を介して gmアンプ 22の正 (非反転)入力端子（+ )、インバータ 2 4の入力端子、及びコンデンサ 26の一端に夫々与えられており、コンデンサ 26の他 端は gmアンプ 23の出力端子及び負（反転)入力端子 (一)、並びに gmアンプ 22の負 入力端子 (一)の夫々と接続されている。インバータ 24の出力端子はコンデンサ 25を 介して gmアンプ 22の出力端子及び gmアンプ 23の正入力端子（ + )の夫々に接続 されている。また、 gmアンプ 23の出力端子にカ卩わる電圧は端子 21介して、 AZDコ ンバータ 8 (図 1参照）に与えられる。尚、インバータ 24とコンデンサ 25は、微分器を 構成することとなる。
[0027] このように構成されたオールパスフィルタ 7bは、 2次のオールパスフィルタを構成す る。ここで、一般的に、 2次のオールパスフィルタの伝達関数 T(s)は、次式（1)のよう に表される。
[数 1] ωο
s + ωο
Q
T (s) =
ωο
2 丄
s 十 s + ωο
Q
ω o
ωο 2 — ωム— j：
Q
(1 )
ωο
ωο — ω + j ω
Q
[0029] 但し、 Qはクオリティファクタ、 sはラプラス演算子、 ωοは固有角周波数、 ωは角周 波数である。この伝達関数 T(s)力らも分力るように、オールパスフィルタ 7bのような 2 次のオールパスフィルターの利得 (ゲイン）は、周波数に依存せず 1になる。ここで、 関数 T(s)における位相 Θは次式（2)のように表される。
[0030] [数 2] r
ω ο ω
Θ = — 2 tan (2)
Q ω ο ― ω
ノ
[0031] 従って、群遅延を GDとすると、次式（3)が成立する。
[0032] [数 3]
Figure imgf000009_0001
更に、直流域における群遅延を GDffl。とすると、次式 (4)が成立する（ω =0を上記 式（3)に代入することで、 GD は得られる）。 [0034] [数 4]
2
GD (4)
Q ω o
[0035] ここで、図 2におけるコンデンサ 25とコンデンサ 26の静電容量を、それぞれ Cl、 C2 とすると、オールパスフィルタ 7bの伝達関数 T(s)は、次式（5)のようになる。
[0036] [数 5] gm 1 gm 2 gm2
s +
C 1 C 2 C 2
T(s) (5)
gm2 gm 1 gm 2
C 2 C 1 C 2
[0037] この式（5)と、一般的な 2次のオールパスフィルタの伝達関数の式（1)と比較すると
、以下の式 (6)及び（7)が成立する。
[0038] [数 6] gm 1 gm 2
ω ο (6)
C 1 C 2
[0039] [数 7] gm 1 C 2
Q = (7)
gra2 C 1 上記式（6)及び（7)を、上記式 (4)に代入すると、オールパスフィルタ 7bの直流域 の群遅延 GD は、 2Cl/gmlとなり、 gmアンプ 23のコンダクタンス gm2に依存しな いことが分かる。即ち、 gmアンプ 22のコンダクタンス gmlを固定し、 gmアンプ 23のコ ンダクタンス gm2を変化させることにより、オールパスフィルタ 7bに入力された信号の 直流域の群遅延を固定し、容易に高域のみの群遅延を調整することができる。尚、 等リプルフィルタ 7aの位相対周波数特性は線形なのであるから、 gmアンプ 22のコン ダクタンス gmlを固定し、 gmアンプ 23のコンダクタンス gm2を変化させることにより、 波形等化部 7に入力された信号の直流域の群遅延を固定しつつ、高域のみの群遅 延を調整することができるともいえる。
[0041] また、 gmアンプ 22のコンダクタンス gmlを固定し、全く可変とする必要がなければ 、 gmアンプ 22を可変コンダクタンスアンプとせず、固定のコンダクタンスを有したコン ダクタンスアンプとしてもよい。その場合は、 gmアンプ 22の回路規模を小さくできると ともに、 CPU11が gmアンプ 22を制御する必要がなくなるので、該制御を行う配線の 省略及び CPU11の処理の簡略化が図れる。
[0042] (図 3、 4 :群遅延特性グラフ）
次に、図 3及び図 4を用いてオールパスフィルタ 7bの群遅延特性を説明する。図 3 及び図 4は、横軸を周波数、縦軸を群遅延とし、オールパスフィルタ 7bの群遅延特性 を上記式（5)に基づき算出して図示したものである。図 3、図 4の双方において、 C1 = C2= lpF (ピコファラッド）としている。
[0043] 図 3における曲線 40、41、42は、それぞれ(81111、81112) = (1. 0、 1. 5)、 (1. 0、 1. 0)、 (1. 0、0. 5) [mAZV] ( [ミリアンペア Zボルト])とした時の群遅延特性を示 している。即ち、曲線 40、 41及び 42は gmlを固定した上で、 gm2を変化させたとき の群遅延特性の変化を示して!/、ることにもなる。
[0044] 曲線 40では、周波数:約 150MHzで群遅延は最大（約 3. Onsec)となり、曲線 41 では、周波数:約 130MHzで群遅延は最大 (約 4. 3nsec)となり、曲線 42では、周 波数:約 100MHzで群遅延は最大（約 8. 3nsec)となっている。また、曲線 40— 42 に対応する gmlは全て 1. 0[mAZV]であるため、曲線 40— 42の直流域における 群遅延は、全て 2. Onsecとなっている（曲線 40— 42の全てにおいて、低域の 10M Hz以下では群遅延は、ほぼ 2nsecとなって!/、る）。
[0045] 例えば、直流域における群遅延より周波数 130MHzにおける群遅延の方が 2. 3n sec分だけ小さい信号がオールパスフィルタ 7bに入力（或は、波形等化部 7に入力） された場合、 (gml, gm2) = (1. 0、 1. 0)に調整して、該信号の群遅延差を補正す る（直流域における群遅延と周波数 130MHzにおける群遅延との差をなくす)。
[0046] また、曲線 40、 41、 42のそれぞれにおいて、群遅延が最大になる周波数は、約 10 OMHz—約 150MHzと近似している。従って、群遅延を補正する周波数が 130MH zである等、固定されている場合 (予め分かっている場合）には、 gmlを固定した上で gm2を可変とし、 CPU11が gm2のみを調整 (設定)するようにすれば、調整が容易と なる。
[0047] 一方、図 4における曲線 50、 51、 52は、それぞれ（gml、 gm2) = (l. 5、 1. 5)、（ 1. 0、 1. 0)、 (0. 5、 0. 5) [mAZV]とした時の群遅延特性を示している。
[0048] 曲線 50では、周波数:約 200MHzで群遅延は最大 (約 2. 8nsec)となるとともに直 流域の群遅延は約 1. 3nsecとなる。曲線 51では、周波数:約 130MHzで群遅延は 最大 (約 4. 3nsec)となるとともに直流域の群遅延は 2. Onsecとなる。曲線 52では、 周波数：約 70MHzで群遅延は最大 (約 8. 6nsec)となるとともに直流域の群遅延は 4. Onsecとなる。
[0049] また、図 3における曲線 40、 41、 42のそれぞれにおいて、群遅延が最大になる周 波数が約 100MHz—約 150MHzと近似しているのに比して、曲線 50、 51、 52のそ れぞれにおいて、群遅延が最大になる周波数は大きく相違している。従って、群遅延 を補正する周波数が 70MHz— 200MHzである等、流動的である場合は、 gmlのみ を或いは gmlと gm2の双方を調整するようにすれば、調整が容易となる。
[0050] 上述したように波形等化部 7は、高域の周波数帯域をブーストする等リプルフィルタ 7aと、等リプルフィルタ 7aの出力する信号の群遅延差を補償 (補正)するオールパス フィルタ 7bとを備え、ブースト量の調整と群遅延の調整を別個独立に行うことができる ため、双方の調整を容易に行うことができる。
[0051] (図 5 :オールパスフィルタの変形）
次に、図 5を用いて、オールパスフィルタ 7bの具体的回路構成の変形例であるォー ルパスフィルタ 67bを説明する。オールパスフィルタ 67bを、図 1における CD再生装 置 1のオールパスフィルタ 7bの代わりに用いても良ぐ以下、図 1におけるオールパス フィルタ 7bをオールパスフィルタ 67bに置き換えたものとして説明する。
[0052] オールパスフィルタ 67bは、 2つの差動入力差動出力型の可変コンダクタンスアン プ 70及び 71を有し、それぞれのコンダクタンス gml、 gm2は（図 5では図示されない ) CPU11からの電流制御または電圧制御により、それぞれ自在に設定可能となって いる。等リプルフィルタ 7aの出力電圧 Vinは、端子 61を基準として端子 60に与えられ ており、その電圧 Vinは、 gmアンプ 71の差動入力端子に与えられている (該差動入 力端子の負入力端子 (一)を基準として該差動入力端子の正入力端子（ + )に与えら れている）。
[0053] 端子 60は、コンデンサ 73を介して gmアンプ 70の差動出力端子の負出力端子 (-) 及び gmアンプ 71の差動入力端子の負入力端子 (一）に夫々接続されるとともに、コン デンサ 74を介して gmアンプ 71の差動出力端子の正出力端子（+ )及び端子 62に 夫々接続されている。
[0054] 端子 61は、コンデンサ 72を介して gmアンプ 70の差動出力端子の正出力端子（+ )及び gmアンプ 71の差動入力端子の正入力端子（+ )に夫々接続されるとともに、コ ンデンサ 75を介して gmアンプ 71の差動出力端子の負出力端子 (-)及び端子 63に 夫々接続されている。
[0055] また、 gmアンプ 71の差動出力端子に加わる電圧は、 gmアンプ 70及び 71の入力 に帰還されている。具体的には、 gmアンプ 71の差動出力端子の正出力端子（+ )は 、 gmアンプ 70の負帰還入力端子の負入力端子 (一)及び gmアンプ 71の負帰還入力 端子の負入力端子 (一)の夫々に接続されるとともに、 gmアンプ 71の差動出力端子 の負出力端子 (一)は、 gmアンプ 70の負帰還入力端子の正入力端子（+ )及び gmァ ンプ 71の負帰還入力端子の正入力端子（+ )の夫々に接続されている。
[0056] 端子 63に加わる電圧を基準とした端子 62に加わる電圧 Voutは、オールパスフィ ルタ 67bの出力電圧として、 AZDコンバータ 8 (図 1参照）に与えられる。また、コンデ ンサ 72、 73の双方の静電容量を C1とし、コンデンサ 74、 75の双方の静電容量を C 2とする。
[0057] このように構成されたオールパスフィルタ 67bにお!/、ても、上記式（5)— (7)は成立 し、群遅延特性も図 3及び図 4と同様となる。
[0058] < <変形等 > >
上述の実施例においては、被記録媒体として CDを例に挙げ、情報再生装置として CD再生装置を例に挙げて説明したが、被記録媒体としては CDの他、 CD— R ( し ompact Disk Recordable)、 し D— ROM (し ompact Disk Read Only Memory)、 CD-RW (Compact Disk Rewritable)、 MD (Mini Disk)ゝ MO (Magneto Optical disk)、 DVD (Digital Versatile Disk)、 DVD— R (Digital Versatile Disk Recordable)、 DVD-ROM (Digital Versatile Disk Read Only Memory)、 DVD— RW - DVD + RW (Digital Versatile Disk Rewritable)、 DVD— RAM (Digital Versatile Disk Random Access Memory)、 BD (Blu— ray Disc)等の光ディスク-光 磁気ディスクや、フロッピー（登録商標）ディスク、ハードディスク等の磁気ディスクであ つてもよぐ情報再生装置としては CD再生装置の他、上記の MD等のそれぞれを再 生する情報再生装置であってもよ 、。
[0059] また、図 1の波形等化部 7において、等リプルフィルタ 7aの後段にオールパスフィル タ 7bを接続して!/、るが、等リプルフィルタ 7aの前段にオールパスフィルタ 7bを接続し て波形等化部を構成してもよ ヽ。
産業上の利用可能性
[0060] 本発明に係る波形等化器及び情報再生装置によれば、減衰した周波数帯域のゲ イン調整と群遅延の調整を別個独立に行うことができ、信号の等化処理を容易に行う ことができる。

Claims

請求の範囲
[1] 当該波形等化器への入力信号の所定の周波数帯域に対するゲイン調整を行うた めのブースト量が設定自在であり、前記ブースト量を変化させることにより前記入力信 号のゲイン調整を行う演算回路と、前記演算回路の前段または後段に接続されるとと もに、第 1のコンダクタンスアンプ及び第 2のコンダクタンスアンプを有し、前記第 1の コンダクタンスアンプ及び前記第 2のコンダクタンスアンプの少なくとも一方のコンダク タンスを変化させることにより、前記入力信号の群遅延特性を調整して補正するォー ルパスフィルタとを備えたことを特徴とする波形等化器。
[2] 前記オールパスフィルタは、前記第 1のコンダクタンスアンプの入出力回路間に接 続され、第 1のコンデンサを含む微分器、及び前記第 1のコンダクタンスアンプの入力 側と前記第 2のコンダクタンスアンプの出力側間に接続される第 2のコンデンサ、を更 に有してなることを特徴とする請求項 1に記載の波形等化器。
[3] 前記第 1のコンダクタンスアンプの一方の入力端子には前記オールパスフィルタへ の入力電圧が与えられ、前記第 2のコンダクタンスアンプの一方の入力端子には前 記第 1のコンダクタンスアンプの出力端子に加わる電圧が与えられ、前記第 1のコン ダクタンスアンプの他方の入力端子及び前記第 2のコンダクタンスアンプの他方の入 力端子には、前記オールパスフィルタの出力電圧に相当する前記第 2のコンダクタン スアンプの出力端子に加わる電圧がそれぞれ与えられており、前記オールパスフィ ルタへの入力電圧と前記第 1のコンダクタンスアンプの出力端子に加わる電圧は、位 相が反転していることを特徴とする請求項 2に記載の波形等化器。
[4] 前記オールパスフィルタは、前記第 1のコンダクタンスアンプのコンダクタンスを固定 とする一方、前記第 2のコンダクタンスアンプのコンダクタンスを可変とし、前記第 2の コンダクタンスアンプのコンダクタンスを変ィ匕させることにより、前記人力信号の直流 域の群遅延を固定しつつ前記入力信号の群遅延特性を調整して補正することを特 徴とする請求項 2または請求項 3に記載の波形等化器。
[5] 前記オールパスフィルタは、前記第 1のコンダクタンスアンプのコンダクタンスを可変 とし、前記第 1のコンダクタンスアンプのコンダクタンスを変化させることにより、前記入 力信号の群遅延特性を補正する周波数帯域を変更することを特徴とする請求項 2ま たは請求項 3に記載の波形等化器。
[6] 前記演算回路は、等リプルフィルタ力 なることを特徴とする請求項 1一請求項 3の 何れかに記載の波形等化器。
[7] 被記録媒体に記録された情報を検出して電気信号に変換する検出部と、前記電気 信号を入力信号として受ける波形等化器と、該波形等化器からの出力を処理する処 理回路とを備える情報再生装置において、
前記波形等化器として請求項 1一請求項 3の何れかに記載の波形等化器を用い、 前記ブースト量の設定、及び前記第 1のコンダクタンスアンプのコンダクタンスと前記 第 2のコンダクタンスアンプのコンダクタンスのうち、可変となっているコンダクタンスの 設定を行う制御部を備えたことを特徴とする情報再生装置。
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