JP2000353957A - アナログ信号のディジタル変換方法 - Google Patents
アナログ信号のディジタル変換方法Info
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- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、sin (θ−φ)を制御偏差εとして
求める際に、制御偏差εの前段の第１出力信号sin θ−
φ)・f(t)を比較器による正負判定によってディジタル
信号化することにより、殆んどをディジタル回路化し、
ＩＣ化しやすくしたアナログ信号のディジタル変換方法
を提供することを目的とする。 【解決手段】 本発明によるアナログ信号のディジタル
変換方法は、回転検出信号をマルチプライヤ(200)に導
入して演算することにより得られたsin(θ−φ)・f(t)を
比較器(54)による正負判定によりディジタル信号化する
ことにより、安定でかつ安価な構成とする方法である。
求める際に、制御偏差εの前段の第１出力信号sin θ−
φ)・f(t)を比較器による正負判定によってディジタル
信号化することにより、殆んどをディジタル回路化し、
ＩＣ化しやすくしたアナログ信号のディジタル変換方法
を提供することを目的とする。 【解決手段】 本発明によるアナログ信号のディジタル
変換方法は、回転検出信号をマルチプライヤ(200)に導
入して演算することにより得られたsin(θ−φ)・f(t)を
比較器(54)による正負判定によりディジタル信号化する
ことにより、安定でかつ安価な構成とする方法である。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、アナログ信号のデ
ィジタル変換方法に関し、特に、ｓｉｎ（θ−φ）を制
御偏差εとして求める際に第１出力信号ｓｉｎ（θ−
φ）・ｆ（ｔ）を比較器による正負判定によりディジタ
ル信号化することにより変換性能（安定性、高速性、耐
ノイズ性）の向上並びにアナログ回路の削減によりモノ
リシックＩＣ化を有利化させるための新規な改良に関す
る。
ィジタル変換方法に関し、特に、ｓｉｎ（θ−φ）を制
御偏差εとして求める際に第１出力信号ｓｉｎ（θ−
φ）・ｆ（ｔ）を比較器による正負判定によりディジタ
ル信号化することにより変換性能（安定性、高速性、耐
ノイズ性）の向上並びにアナログ回路の削減によりモノ
リシックＩＣ化を有利化させるための新規な改良に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、用いられていたこの種のアナログ
信号のディジタル変換方法としては、例えば、図１１に
示すトラッキング方式が多く用いられている。すなわ
ち、図１１において符号１で示されるものは、励磁信号
（すなわちリファレンス信号）Ｅ・ｓｉｎωｔで励磁さ
れるレゾルバであり、このレゾルバ１から得られる２相
出力ＫＥｓｉｎθｓｉｎωｔ，ＫＥｃｏｓθｓｉｎωｔ
は演算器２で演算され、その出力信号ＫＥｓｉｎωｔ・
ｓｉｎ（θ−φ）（但し、θはレゾルバ回転角度、φは
出力カウンタ値）が前記励磁信号Ｅ・ｓｉｎωｔが入力
される同期整流部３で同期整流されている。前記同期整
流部３から得られた出力信号ＫＥｓｉｎ（θ−φ）は電
圧制御発振器４を介してパルス出力４ａとしてカウンタ
５に入力されてディジタル角度出力である出力カウンタ
値φがカウンタ５から得られる。この出力カウンタ値φ
はフィードバックされてフィードバックループが形成さ
れている。従って、前記同期整流部３からの出力信号Ｋ
Ｅｓｉｎ（θ−φ）によって速度信号６を得ると共に、
カウンタ５からの出力カウンタ値φにより位置信号７を
得ることができる。
信号のディジタル変換方法としては、例えば、図１１に
示すトラッキング方式が多く用いられている。すなわ
ち、図１１において符号１で示されるものは、励磁信号
（すなわちリファレンス信号）Ｅ・ｓｉｎωｔで励磁さ
れるレゾルバであり、このレゾルバ１から得られる２相
出力ＫＥｓｉｎθｓｉｎωｔ，ＫＥｃｏｓθｓｉｎωｔ
は演算器２で演算され、その出力信号ＫＥｓｉｎωｔ・
ｓｉｎ（θ−φ）（但し、θはレゾルバ回転角度、φは
出力カウンタ値）が前記励磁信号Ｅ・ｓｉｎωｔが入力
される同期整流部３で同期整流されている。前記同期整
流部３から得られた出力信号ＫＥｓｉｎ（θ−φ）は電
圧制御発振器４を介してパルス出力４ａとしてカウンタ
５に入力されてディジタル角度出力である出力カウンタ
値φがカウンタ５から得られる。この出力カウンタ値φ
はフィードバックされてフィードバックループが形成さ
れている。従って、前記同期整流部３からの出力信号Ｋ
Ｅｓｉｎ（θ−φ）によって速度信号６を得ると共に、
カウンタ５からの出力カウンタ値φにより位置信号７を
得ることができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来のアナログ信号の
ディジタル変換方法は、以上のように構成されていたた
め、次のような課題が存在していた。すなわち、前述の
回路構成においては各構成部分の一部に複雑なアナログ
構成があるため全体構成を一体のモノリシック半導体化
し難く、励磁回路等もディスクリートの部品として外付
けにならざるを得ず、低価格化、小型軽量化、高信頼
性、利便性を達成することは困難であった。更に、追従
速度の好適な改善手段が見当たらなかった。
ディジタル変換方法は、以上のように構成されていたた
め、次のような課題が存在していた。すなわち、前述の
回路構成においては各構成部分の一部に複雑なアナログ
構成があるため全体構成を一体のモノリシック半導体化
し難く、励磁回路等もディスクリートの部品として外付
けにならざるを得ず、低価格化、小型軽量化、高信頼
性、利便性を達成することは困難であった。更に、追従
速度の好適な改善手段が見当たらなかった。
【０００４】本発明は、以上のような課題を解決するた
めになされたもので、特に、ｓｉｎ（θ−φ）を制御偏
差εとして求める際に、第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）
・ｆ（ｔ）を比較器による正負判定によりディジタル信
号化することにより変換性能（安定性、高速性、耐ノイ
ズ性）の向上並びにアナログ回路の削減によりモノリシ
ックＩＣ化を有利化させるようにしたアナログ信号のデ
ィジタル変換方法を提供することを目的とする。
めになされたもので、特に、ｓｉｎ（θ−φ）を制御偏
差εとして求める際に、第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）
・ｆ（ｔ）を比較器による正負判定によりディジタル信
号化することにより変換性能（安定性、高速性、耐ノイ
ズ性）の向上並びにアナログ回路の削減によりモノリシ
ックＩＣ化を有利化させるようにしたアナログ信号のデ
ィジタル変換方法を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によるアナログ信
号のディジタル変換方法は、回転検出器から得た回転検
出信号〔sin θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)但し、ｆ(t)は
励磁成分〕よりディジタル角度出力(φ)を得るようにし
たアナログ信号のディジタル変換方法において、前記回
転検出信号〔sin θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)〕をマルチ
プライヤに導入して前記ディジタル角度出力(φ)より得
られるsin φ及びcos φと相互演算して〔sin θ・ｆ
(t)×cos φ〕−〔cos θ・ｆ(t)×sin φ〕＝sin (θ
−φ)・ｆ(t)を第１出力信号として得ると共に、前記第
１出力信号sin (θ−φ)・ｆ(t)を同期検波し励磁成分
ｆ(t)を除去して第２出力信号sin (θ−φ)を制御偏差
εとして求める際に、前記第１出力信号sin (θ−φ)・
ｆ(t)を比較器による正負判定によりディジタル信号化
する方法であり、また、前記制御偏差εは、補償器を経
てディジタル角速度信号ω（＝φドット）としてカウン
タに入力されてカウントされ、前記カウンタから前記デ
ィジタル角度出力(φ)を得る方法であり、また、前記マ
ルチプライヤでは、sin 用及びcos 用１０bit乗算型Ｄ
／Ａコンバータを用い、前記カウンタとして１２bit カ
ウンタを用いる方法であり、また、前記ディジタル角度
出力(φ)は、sin ＲＯＭ及びcos ＲＯＭを介して前記si
n 用及びcos 用１０bit 乗算型Ｄ／Ａコンバータに帰還
入力されており、前記sin ＲＯＭ及びcos ＲＯＭには、
非線形特性が書込まれている方法であり、また、前記回
転検出器の回転子の回転に応じて前記回転検出信号〔si
n θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)〕を出力する出力巻線に対
して直流バイアス電流を印加し、前記出力巻線の断線時
には差動アンプから前記回転検出信号〔sin θ・ｆ
(t)，cos θ・ｆ(t)〕の最大電圧値よりも高い電圧値の
断線検出信号が出力される方法であり、さらに、前記回
転検出信号sin θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)に含まれる励
磁成分と、前記回転検出器の励磁信号との位相差を検出
し、前記回転検出信号励磁成分の立上がり及び立下がり
のエッジを検出して同期検波部に導入するリファレンス
信号を前記回転検出信号に含まれる励磁成分に同期させ
る方法である。
号のディジタル変換方法は、回転検出器から得た回転検
出信号〔sin θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)但し、ｆ(t)は
励磁成分〕よりディジタル角度出力(φ)を得るようにし
たアナログ信号のディジタル変換方法において、前記回
転検出信号〔sin θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)〕をマルチ
プライヤに導入して前記ディジタル角度出力(φ)より得
られるsin φ及びcos φと相互演算して〔sin θ・ｆ
(t)×cos φ〕−〔cos θ・ｆ(t)×sin φ〕＝sin (θ
−φ)・ｆ(t)を第１出力信号として得ると共に、前記第
１出力信号sin (θ−φ)・ｆ(t)を同期検波し励磁成分
ｆ(t)を除去して第２出力信号sin (θ−φ)を制御偏差
εとして求める際に、前記第１出力信号sin (θ−φ)・
ｆ(t)を比較器による正負判定によりディジタル信号化
する方法であり、また、前記制御偏差εは、補償器を経
てディジタル角速度信号ω（＝φドット）としてカウン
タに入力されてカウントされ、前記カウンタから前記デ
ィジタル角度出力(φ)を得る方法であり、また、前記マ
ルチプライヤでは、sin 用及びcos 用１０bit乗算型Ｄ
／Ａコンバータを用い、前記カウンタとして１２bit カ
ウンタを用いる方法であり、また、前記ディジタル角度
出力(φ)は、sin ＲＯＭ及びcos ＲＯＭを介して前記si
n 用及びcos 用１０bit 乗算型Ｄ／Ａコンバータに帰還
入力されており、前記sin ＲＯＭ及びcos ＲＯＭには、
非線形特性が書込まれている方法であり、また、前記回
転検出器の回転子の回転に応じて前記回転検出信号〔si
n θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)〕を出力する出力巻線に対
して直流バイアス電流を印加し、前記出力巻線の断線時
には差動アンプから前記回転検出信号〔sin θ・ｆ
(t)，cos θ・ｆ(t)〕の最大電圧値よりも高い電圧値の
断線検出信号が出力される方法であり、さらに、前記回
転検出信号sin θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)に含まれる励
磁成分と、前記回転検出器の励磁信号との位相差を検出
し、前記回転検出信号励磁成分の立上がり及び立下がり
のエッジを検出して同期検波部に導入するリファレンス
信号を前記回転検出信号に含まれる励磁成分に同期させ
る方法である。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、図面と共に本発明によるア
ナログ信号のディジタル変換方法の好適な実施の形態に
ついて説明する。図１は本発明によるアナログ信号のデ
ィジタル変換方法を適用するディジタルトラッキング方
式Ｒ／Ｄ変換器を示す構成図である。図１において符号
１で示されるものはレゾルバ又はシンクロからなる回転
検出器であり、この回転検出器１の図示しない励磁巻線
には、ディジタルトラッキング方式Ｒ／Ｄ（レゾルバ／
ディジタル）変換器１００の励磁信号発生器５０からの
１０ＫＨｚの正弦波よりなるリファレンス信号ｓｉｎω
ｔである励磁信号（成分）ｆ（ｔ）が印加されており、
回転子（図示せず）の回転に応じて２相の出力巻線（図
示せず）から２相の回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），
ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）がｓｉｎ用１０ｂｉｔ乗算型Ｄ／Ａ
コンバータ５１及びｃｏｓ用１０ｂｉｔ乗算型Ｄ／Ａコ
ンバータ５２に入力されている。
ナログ信号のディジタル変換方法の好適な実施の形態に
ついて説明する。図１は本発明によるアナログ信号のデ
ィジタル変換方法を適用するディジタルトラッキング方
式Ｒ／Ｄ変換器を示す構成図である。図１において符号
１で示されるものはレゾルバ又はシンクロからなる回転
検出器であり、この回転検出器１の図示しない励磁巻線
には、ディジタルトラッキング方式Ｒ／Ｄ（レゾルバ／
ディジタル）変換器１００の励磁信号発生器５０からの
１０ＫＨｚの正弦波よりなるリファレンス信号ｓｉｎω
ｔである励磁信号（成分）ｆ（ｔ）が印加されており、
回転子（図示せず）の回転に応じて２相の出力巻線（図
示せず）から２相の回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），
ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）がｓｉｎ用１０ｂｉｔ乗算型Ｄ／Ａ
コンバータ５１及びｃｏｓ用１０ｂｉｔ乗算型Ｄ／Ａコ
ンバータ５２に入力されている。
【０００７】前記各１０ｂｉｔ乗算型Ｄ／Ａコンバータ
５１，５２からの各出力（後述のようにディジタル角度
出力φのｓｉｎφ及びｃｏｓφがｓｉｎＲＯＭ６０及び
ｃｏｓＲＯＭ６１を介して各コンバータ５１，５２に帰
還入力されている）ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）・ｃｏｓφ及び
ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）・ｓｉｎφは、減算器５３で減算
｛〔ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）・ｃｏｓφ〕−〔ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）・ｓｉｎφ〕＝ｓｉｎθ（θ−φ）・ｆ（ｔ）｝
されて第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）が得ら
れる。この第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）は
コンパレータ５４により正負判定されて同期検波部５５
に入力され、同期位相検出断線検出部６２からのリファ
レンス信号ｆ（ｔ）により同期検波されて第２信号であ
る制御偏差ε＝ｓｉｎ（θ−φ）が補償器５６を経て１
２ｂｉｔのカウンタ５７によりカウントされて前述のデ
ィジタル角度出力φがパラレルインターフェース５８を
介してパラレル出力５８ａとして出力される。前記ディ
ジタル角度出力φは、シリアルインターフェース５９を
介してシリアル出力５９ａとして出力され、パルス出力
発生ロジック６３によって周知のＡ，Ｂ，Ｚ相及びＵ，
Ｖ，Ｗ相等のモータ等を制御するために必要とするパル
ス出力６３ａが出力される。同時に、前述したように、
予め所要の非線形特性が書込まれたｓｉｎＲＯＭ６０及
びｃｏｓＲＯＭ６１にディジタル角度出力φが入力され
て各々ｓｉｎφ及びｃｏｓφを出力している。なお、前
述の各コンバータ５１，５２、減算器５３及び比較器５
４によりマルチプライヤ（制御偏差演算部）２００を構
成している。さらに、前記同期位相検出断線検出部６２
からの断線検出信号６２ａは自己診断部７０で判別され
た後、システム制御部８０に入力され、このシステム制
御部８０では分解能設定、Ｕ，Ｖ，Ｗ極数設定、自己診
断出力、入出力制御信号、システム制御信号等の信号の
設定又は出力を行うことができるように構成されてい
る。
５１，５２からの各出力（後述のようにディジタル角度
出力φのｓｉｎφ及びｃｏｓφがｓｉｎＲＯＭ６０及び
ｃｏｓＲＯＭ６１を介して各コンバータ５１，５２に帰
還入力されている）ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）・ｃｏｓφ及び
ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）・ｓｉｎφは、減算器５３で減算
｛〔ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）・ｃｏｓφ〕−〔ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）・ｓｉｎφ〕＝ｓｉｎθ（θ−φ）・ｆ（ｔ）｝
されて第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）が得ら
れる。この第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）は
コンパレータ５４により正負判定されて同期検波部５５
に入力され、同期位相検出断線検出部６２からのリファ
レンス信号ｆ（ｔ）により同期検波されて第２信号であ
る制御偏差ε＝ｓｉｎ（θ−φ）が補償器５６を経て１
２ｂｉｔのカウンタ５７によりカウントされて前述のデ
ィジタル角度出力φがパラレルインターフェース５８を
介してパラレル出力５８ａとして出力される。前記ディ
ジタル角度出力φは、シリアルインターフェース５９を
介してシリアル出力５９ａとして出力され、パルス出力
発生ロジック６３によって周知のＡ，Ｂ，Ｚ相及びＵ，
Ｖ，Ｗ相等のモータ等を制御するために必要とするパル
ス出力６３ａが出力される。同時に、前述したように、
予め所要の非線形特性が書込まれたｓｉｎＲＯＭ６０及
びｃｏｓＲＯＭ６１にディジタル角度出力φが入力され
て各々ｓｉｎφ及びｃｏｓφを出力している。なお、前
述の各コンバータ５１，５２、減算器５３及び比較器５
４によりマルチプライヤ（制御偏差演算部）２００を構
成している。さらに、前記同期位相検出断線検出部６２
からの断線検出信号６２ａは自己診断部７０で判別され
た後、システム制御部８０に入力され、このシステム制
御部８０では分解能設定、Ｕ，Ｖ，Ｗ極数設定、自己診
断出力、入出力制御信号、システム制御信号等の信号の
設定又は出力を行うことができるように構成されてい
る。
【０００８】次に、図１の各部の具体的説明を行う前
に、本発明の基本的機能について述べると図２に示され
る通りである。すなわち、レゾルバ、シンクロからなる
回転検出器１からの回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），
ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）はマルチプライヤである制御偏差演
算部２００に入力され、得られた制御偏差ε＝ｓｉｎ
（θ−φ）を処理する補償器５６と制御対象のカウンタ
５７により構成されている。
に、本発明の基本的機能について述べると図２に示され
る通りである。すなわち、レゾルバ、シンクロからなる
回転検出器１からの回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），
ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）はマルチプライヤである制御偏差演
算部２００に入力され、得られた制御偏差ε＝ｓｉｎ
（θ−φ）を処理する補償器５６と制御対象のカウンタ
５７により構成されている。
【０００９】 従って、回転検出信号をｓｉｎθ・ｆ（ｔ） ｝ ・・・(1) ｃｏｓθ・ｆ（ｔ） とする。但し、θは回転検出器１の回転角度、ｆ（ｔ）
は励磁成分である。ここで、制御偏差εは制御偏差演算
部２００で求められ、この制御偏差εを零にするべくト
ラッキングが行われてＲ／Ｄ変換が行われる。すなわ
ち、 〔ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ〕−〔ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）×ｓｉｎφ〕 ＝（ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｓｉｎφ）・ｆ（ｔ） ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） ・・・・・・・・・(2) この(2)式は同期検波によりｆ（ｔ）項を省略できる。 故に、ε＝ｓｉｎ（θ−φ） ・・・・・・・・・(3) 従って、制御系よりε＝０→θ＝φとなりディジタル変
換が成立する。この基本機能については、従来方式も本
発明方式も同じであるが、本発明においては制御偏差自
体の値（アナログ量、大きさ）を問題にするのではな
く、(3)式の結果を比較器５４（実際には図４で示すよ
うに一対構成）を用いた正／負判定により量子化（ディ
ジタル化）しているのみであることが従来方式と大きく
異なる機能である。
は励磁成分である。ここで、制御偏差εは制御偏差演算
部２００で求められ、この制御偏差εを零にするべくト
ラッキングが行われてＲ／Ｄ変換が行われる。すなわ
ち、 〔ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ〕−〔ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）×ｓｉｎφ〕 ＝（ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｓｉｎφ）・ｆ（ｔ） ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） ・・・・・・・・・(2) この(2)式は同期検波によりｆ（ｔ）項を省略できる。 故に、ε＝ｓｉｎ（θ−φ） ・・・・・・・・・(3) 従って、制御系よりε＝０→θ＝φとなりディジタル変
換が成立する。この基本機能については、従来方式も本
発明方式も同じであるが、本発明においては制御偏差自
体の値（アナログ量、大きさ）を問題にするのではな
く、(3)式の結果を比較器５４（実際には図４で示すよ
うに一対構成）を用いた正／負判定により量子化（ディ
ジタル化）しているのみであることが従来方式と大きく
異なる機能である。
【００１０】図１に示した形態においては、１２ｂｉｔ
分解能のＲ／Ｄ変換器であるが、制御偏差演算部２００
の演算を行うｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤである乗算
型Ｄ／Ａコンバータ５１，５２は、１２ｂｉｔでなく１
０ｂｉｔを使用しているが、これは後述のように、１回
転３６０゜を９０゜毎に４相分割し、９０゜毎の繰り返
しとして演算処理し、回路のハードウェア構成の簡略化
を図っているためである。すなわち、９０゜の角度は１
２ｂｉｔＲ／Ｄ変換器では１０ｂｉｔ分に対応してい
る。また、ディジタル処理化されているため、回路簡略
化のための４相分割手法を用いても性能劣化を回避する
ことができる。
分解能のＲ／Ｄ変換器であるが、制御偏差演算部２００
の演算を行うｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤである乗算
型Ｄ／Ａコンバータ５１，５２は、１２ｂｉｔでなく１
０ｂｉｔを使用しているが、これは後述のように、１回
転３６０゜を９０゜毎に４相分割し、９０゜毎の繰り返
しとして演算処理し、回路のハードウェア構成の簡略化
を図っているためである。すなわち、９０゜の角度は１
２ｂｉｔＲ／Ｄ変換器では１０ｂｉｔ分に対応してい
る。また、ディジタル処理化されているため、回路簡略
化のための４相分割手法を用いても性能劣化を回避する
ことができる。
【００１１】次に、４相分割による制御偏差εの求め方
を以下に示す。この４相分割による動作波形は図３の各
象限ＰＨ１〜ＰＨ４毎の動作であるが、この動作を表で
示すと、表１の第１表の通りである。
を以下に示す。この４相分割による動作波形は図３の各
象限ＰＨ１〜ＰＨ４毎の動作であるが、この動作を表で
示すと、表１の第１表の通りである。
【００１２】
【表１】
【００１３】前記制御偏差演算回路２００は、図４に示
される通りであり、図１で示された減算器５３及び比較
器５４は各々一対で構成され、各比較器５４では各減算
器５３からの出力の正／負判定を行い、各象限ＰＨ１〜
ＰＨ４毎に各ゲートＧ１〜Ｇ４で４相分割動作を前述の
第１表及び図３のように順次行い、リファレンス信号ｆ
（ｔ）が入力されたゲートＧ６から制御偏差εが得られ
る。
される通りであり、図１で示された減算器５３及び比較
器５４は各々一対で構成され、各比較器５４では各減算
器５３からの出力の正／負判定を行い、各象限ＰＨ１〜
ＰＨ４毎に各ゲートＧ１〜Ｇ４で４相分割動作を前述の
第１表及び図３のように順次行い、リファレンス信号ｆ
（ｔ）が入力されたゲートＧ６から制御偏差εが得られ
る。
【００１４】前記補償器５６は、図５に示される等価回
路のように構成される。本発明におけるディジタルトラ
ッキング方式Ｒ／Ｄ変換器の制御対象はカウンタ５７で
あり、１次の積分特性を有しているため、この制御対象
であるカウンタ５７を安定かつ高速・高精度に制御する
手段として２型のフィードバック制御系を実現するた
め、この補償器５６の特性は次のＰＩ（比例＋積分）と
し、１次遅れフィルター（Ｔｆは１次遅れフィルター時
定数）と組み合わせられ、図５の補償器５６は次の(4)
式で表される。 Ｋ（ｓ）＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／Ｓ）×１／１＋Ｔｆ・Ｓ ・・・(4)式 但し、Ｓはラプラス演算子である。１／１＋Ｔｆ・Ｓは
１次遅れフィルターである。△Ｔは動作クロック周期で
ある。ＫFB，ＫFFは(4)式にはないが、ＫFBは静止時の
安定性を、またＫFFは高速応答性の確保／改善を目的と
するもので、具体的な実施では適宜使用している。Ｚ-1
は図６に示されるようにクロック周期（△Ｔ）毎のデー
タ更新に際し、現在値に対する１クロック周期前のラッ
チデータで前回値を示す。その状態は図６に示される通
りである。
路のように構成される。本発明におけるディジタルトラ
ッキング方式Ｒ／Ｄ変換器の制御対象はカウンタ５７で
あり、１次の積分特性を有しているため、この制御対象
であるカウンタ５７を安定かつ高速・高精度に制御する
手段として２型のフィードバック制御系を実現するた
め、この補償器５６の特性は次のＰＩ（比例＋積分）と
し、１次遅れフィルター（Ｔｆは１次遅れフィルター時
定数）と組み合わせられ、図５の補償器５６は次の(4)
式で表される。 Ｋ（ｓ）＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／Ｓ）×１／１＋Ｔｆ・Ｓ ・・・(4)式 但し、Ｓはラプラス演算子である。１／１＋Ｔｆ・Ｓは
１次遅れフィルターである。△Ｔは動作クロック周期で
ある。ＫFB，ＫFFは(4)式にはないが、ＫFBは静止時の
安定性を、またＫFFは高速応答性の確保／改善を目的と
するもので、具体的な実施では適宜使用している。Ｚ-1
は図６に示されるようにクロック周期（△Ｔ）毎のデー
タ更新に際し、現在値に対する１クロック周期前のラッ
チデータで前回値を示す。その状態は図６に示される通
りである。
【００１５】また、制御対象である前記カウンタ５７は
前述のように１２ｂｉｔ構成であり、前段の補償器５６
にて得られる角速度信号ω（＝φドット）を積分するた
めの周知の加減算器により構成され、等価回路で示すと
図７の通りであり、動作クロック周期△Ｔによってカウ
ント動作が行われる。
前述のように１２ｂｉｔ構成であり、前段の補償器５６
にて得られる角速度信号ω（＝φドット）を積分するた
めの周知の加減算器により構成され、等価回路で示すと
図７の通りであり、動作クロック周期△Ｔによってカウ
ント動作が行われる。
【００１６】また、本発明による方法は、図８及び図９
に示される回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ
・ｆ（ｔ）と励磁信号間の位相を自動的に補正する方法
を適用させることが可能であり、図８はブロック図、図
９は波形図である。図８において符号ｓｉｎθ・ｆ
（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）で示されるものは回転検出
器１からの励磁成分ｆ（ｔ）を有するアナログ回転検出
信号からなる回転検出信号であり、この回転検出信号ｓ
ｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）は絶対値比較器
１０に入力されると共に、スイッチ手段１１の第１、第
２端子１２，１３に接続されている。
に示される回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ
・ｆ（ｔ）と励磁信号間の位相を自動的に補正する方法
を適用させることが可能であり、図８はブロック図、図
９は波形図である。図８において符号ｓｉｎθ・ｆ
（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）で示されるものは回転検出
器１からの励磁成分ｆ（ｔ）を有するアナログ回転検出
信号からなる回転検出信号であり、この回転検出信号ｓ
ｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）は絶対値比較器
１０に入力されると共に、スイッチ手段１１の第１、第
２端子１２，１３に接続されている。
【００１７】前記スイッチ手段１１の切換片１１ａに
は、立上りと立下りのエッジを検出するためのエッジ検
出器１４が接続されており、このエッジ検出器１４のエ
ッジ出力１４ａは同期化回路１５に入力されている。こ
こで、回転検出信号の励磁成分ｆ（ｔ）を基準励磁信号
との位相差△ωを考慮しｆ（ｔ）＝ｓｉｎ（ωｔ＋△
ω）とし、基準励磁信号をｆ（ｔ）＝ｓｉｎωｔとす
る。
は、立上りと立下りのエッジを検出するためのエッジ検
出器１４が接続されており、このエッジ検出器１４のエ
ッジ出力１４ａは同期化回路１５に入力されている。こ
こで、回転検出信号の励磁成分ｆ（ｔ）を基準励磁信号
との位相差△ωを考慮しｆ（ｔ）＝ｓｉｎ（ωｔ＋△
ω）とし、基準励磁信号をｆ（ｔ）＝ｓｉｎωｔとす
る。
【００１８】前記回転検出器１に供給される基準励磁信
号ｆ（ｔ）は、９０°・２７０°信号発生器１６及び位
相調整領域設定器１７に入力されている。
号ｆ（ｔ）は、９０°・２７０°信号発生器１６及び位
相調整領域設定器１７に入力されている。
【００１９】前記位相調整領域設定器１７からの出力１
７ａは同期化回路１５に入力され、この同期化回路１５
からは前記基準励磁信号ｆ（ｔ）のｓｉｎωｔを△ω分
だけ移相したｓｉｎ（ωｔ＋△ω）の補正後の新規リフ
ァレンス信号３ａが得られる。
７ａは同期化回路１５に入力され、この同期化回路１５
からは前記基準励磁信号ｆ（ｔ）のｓｉｎωｔを△ω分
だけ移相したｓｉｎ（ωｔ＋△ω）の補正後の新規リフ
ァレンス信号３ａが得られる。
【００２０】次に、実際に自動位相補正する場合につい
て述べる。まず、図９に示されるように、基準励磁信号
ｆ（ｔ）を波形成形してリファレンス位相を確認し、９
０°・２７０°信号発生器１６から９０°トリガ１６ａ
及び２７０°トリガ１６ｂが出力され、位相調整領域設
定器１７にて極性信号２０が形成されると共に、回転検
出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）のトリ
ガ出力１４ａと位相差△ωを検出する。なお、この回転
検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）を波
形成形することにより回転検出信号位相（リファレンス
成分位相）３ｂＡが得られる。
て述べる。まず、図９に示されるように、基準励磁信号
ｆ（ｔ）を波形成形してリファレンス位相を確認し、９
０°・２７０°信号発生器１６から９０°トリガ１６ａ
及び２７０°トリガ１６ｂが出力され、位相調整領域設
定器１７にて極性信号２０が形成されると共に、回転検
出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）のトリ
ガ出力１４ａと位相差△ωを検出する。なお、この回転
検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）を波
形成形することにより回転検出信号位相（リファレンス
成分位相）３ｂＡが得られる。
【００２１】このトリガ出力１４ａによって同期化され
た新規リファレンス信号３ａが得られ、この新規リファ
レンス信号３ａを励磁信号として用いることにより、回
転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）と
新規リファレンス信号３ａとの同期を取ることができ、
回転検出器自体あるいはケーブル・インピーダンスや温
度変化等により発生する位相差△ωを自動的に補正する
ことができる。
た新規リファレンス信号３ａが得られ、この新規リファ
レンス信号３ａを励磁信号として用いることにより、回
転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）と
新規リファレンス信号３ａとの同期を取ることができ、
回転検出器自体あるいはケーブル・インピーダンスや温
度変化等により発生する位相差△ωを自動的に補正する
ことができる。
【００２２】また、前述の位相差△ωを自動補正する場
合、位相調整可能範囲としては、旨ね位相差±９０度の
範囲にわたって可能である。
合、位相調整可能範囲としては、旨ね位相差±９０度の
範囲にわたって可能である。
【００２３】また、図１０に示される方法は、図１に示
される回転検出器１の断線検出方法の具体例を示すもの
である。すなわち、図１０において符号１で示されるも
のは励磁巻線１Ａと出力巻線１Ｂとからなるレゾルバか
らなる回転検出器であり、この出力巻線１Ｂは２相出力
であるため一対構成であるが、ここでは省略し、ｓｉｎ
又はｃｏｓ用の出力巻線１Ｂのみとして説明する。
される回転検出器１の断線検出方法の具体例を示すもの
である。すなわち、図１０において符号１で示されるも
のは励磁巻線１Ａと出力巻線１Ｂとからなるレゾルバか
らなる回転検出器であり、この出力巻線１Ｂは２相出力
であるため一対構成であるが、ここでは省略し、ｓｉｎ
又はｃｏｓ用の出力巻線１Ｂのみとして説明する。
【００２４】前記出力巻線１Ｂの両端に接続された入力
ライン３００，３０１には、一対の第１、第２抵抗Ｒ
１，Ｒ３を介してオペアンプ（演算増幅器）８に接続さ
れ、このオペアンプ８の正相端子８ａには第３抵抗Ｒ２
を介してコモン端子ＣＯＭが接続され、逆相端子８ｂの
出力端子８ｃとの間には第４抵抗Ｒ４が接続されてい
る。前述のオペアンプ８及び各抵抗Ｒ１〜Ｒ４によって
周知の差動アンプ３５０が構成され、この出力端子８ｃ
からは回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）又はｃｏｓθ・
ｆ（ｔ）が出力されるように構成されている。
ライン３００，３０１には、一対の第１、第２抵抗Ｒ
１，Ｒ３を介してオペアンプ（演算増幅器）８に接続さ
れ、このオペアンプ８の正相端子８ａには第３抵抗Ｒ２
を介してコモン端子ＣＯＭが接続され、逆相端子８ｂの
出力端子８ｃとの間には第４抵抗Ｒ４が接続されてい
る。前述のオペアンプ８及び各抵抗Ｒ１〜Ｒ４によって
周知の差動アンプ３５０が構成され、この出力端子８ｃ
からは回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）又はｃｏｓθ・
ｆ（ｔ）が出力されるように構成されている。
【００２５】前記入力ライン３００，３０１には、同一
抵抗値の第５、第６抵抗ＲBU，ＲBLが接続され、直流電
源３５１からの直流バイアス電流ＩＢが第５抵抗ＲBUか
ら出力巻線１Ｂを経て第６抵抗ＲBLに流れるように印加
されている。なお、この直流バイアス電流ＩＢは、前記
回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）又はｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）の電圧レベルには悪影響を与えない程度に設定さ
れている。
抵抗値の第５、第６抵抗ＲBU，ＲBLが接続され、直流電
源３５１からの直流バイアス電流ＩＢが第５抵抗ＲBUか
ら出力巻線１Ｂを経て第６抵抗ＲBLに流れるように印加
されている。なお、この直流バイアス電流ＩＢは、前記
回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）又はｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）の電圧レベルには悪影響を与えない程度に設定さ
れている。
【００２６】次に、動作について説明する。まず、出力
巻線１Ｂが断線せずに正常な場合には、出力巻線１Ｂに
誘起された回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）又はｃｏｓ
θ・ｆ（ｔ）は、差動アンプ３５０を経て出力端子８ｃ
から出力されるが、この出力巻線１Ｂに断線が発生した
場合には、直流バイアス電流ＩＢが出力巻線１Ｂ及び第
６抵抗ＲBLに流れなくなると同時に直流電源３５１が差
動アンプ３５０に印加されて回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ
（ｔ）又はｃｏｓθ・ｆ（ｔ）の代わりに断線検出信号
４００が出力され、この断線検出信号４００は回転検出
信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）又はｃｏｓθ・ｆ（ｔ）の電圧
値よりも大（例えば、５Ｖ）であり、この断線検出信号
４００の電圧レベルを例えば周知のウィンドコンパレー
タ等によって監視することにより断線の有無を検出する
ことができる。
巻線１Ｂが断線せずに正常な場合には、出力巻線１Ｂに
誘起された回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）又はｃｏｓ
θ・ｆ（ｔ）は、差動アンプ３５０を経て出力端子８ｃ
から出力されるが、この出力巻線１Ｂに断線が発生した
場合には、直流バイアス電流ＩＢが出力巻線１Ｂ及び第
６抵抗ＲBLに流れなくなると同時に直流電源３５１が差
動アンプ３５０に印加されて回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ
（ｔ）又はｃｏｓθ・ｆ（ｔ）の代わりに断線検出信号
４００が出力され、この断線検出信号４００は回転検出
信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）又はｃｏｓθ・ｆ（ｔ）の電圧
値よりも大（例えば、５Ｖ）であり、この断線検出信号
４００の電圧レベルを例えば周知のウィンドコンパレー
タ等によって監視することにより断線の有無を検出する
ことができる。
【００２７】
【発明の効果】本発明によるアナログ信号のディジタル
変換方法は、以上のように構成されているため、次のよ
うな効果を得ることができる。すなわち、ｓｉｎ（θ−
φ）を制御偏差εとして求める際に、この制御偏差εの
前段の第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）を比較
器による正負判定によりディジタル信号化し、さらにカ
ウンタに入力してディジタル角度出力を得ているため、
Ｒ／Ｄ変換処理をディジタル化することができ、変換性
能の向上（安定性、高速化、耐ノイズ性）を得ることが
できる。また、アナログ回路の削減により、モノリシッ
クＩＣ化に有利となり、信頼性が高く、小型、低価格な
商品化（量産）が可能となる。また、回転検出器の巻線
の断線も検出することができるため、信頼性の向上を得
ることができる。さらに、回転検出信号と励磁信号（リ
ファレンス信号）間の位相を自動補正できることによ
り、検出精度を向上させ安定化することができる。
変換方法は、以上のように構成されているため、次のよ
うな効果を得ることができる。すなわち、ｓｉｎ（θ−
φ）を制御偏差εとして求める際に、この制御偏差εの
前段の第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）を比較
器による正負判定によりディジタル信号化し、さらにカ
ウンタに入力してディジタル角度出力を得ているため、
Ｒ／Ｄ変換処理をディジタル化することができ、変換性
能の向上（安定性、高速化、耐ノイズ性）を得ることが
できる。また、アナログ回路の削減により、モノリシッ
クＩＣ化に有利となり、信頼性が高く、小型、低価格な
商品化（量産）が可能となる。また、回転検出器の巻線
の断線も検出することができるため、信頼性の向上を得
ることができる。さらに、回転検出信号と励磁信号（リ
ファレンス信号）間の位相を自動補正できることによ
り、検出精度を向上させ安定化することができる。
【図１】本発明によるアナログ信号のディジタル変換方
法のブロック図である。
法のブロック図である。
【図２】図１の機能を示す概略機能構成図である。
【図３】図１の制御偏差演算の４相分割動作波形図であ
る。
る。
【図４】図１の制御偏差演算のブロック図である。
【図５】図１の補償器の等価回路である。
【図６】図５のＺ-1の動作を示す等価回路である。
【図７】図１のカウンタの等価回路である。
【図８】本発明の他の形態を示すブロック図である。
【図９】図８の波形図である。
【図１０】本発明の図１の要部を示す構成図である。
【図１１】従来構成のブロック図である。
【符号の説明】 １ 回転検出器 sinθ・f(t),cosθ・f(t) 回転検出信号 f(t) 励磁信号（リファレンス信号） φ ディジタル角度出力 ２００ マルチプライヤ ５１ sin用１０bit乗算型Ｄ／Ａコンバータ ５２ cos用１０bit乗算型Ｄ／Ａコンバータ ε 制御偏差 ５４ 比較器 ω 角速度信号 ５６ 補償器 ５７ カウンタ ６０ sinＲＯＭ ６１ cosＲＯＭ １Ｂ 出力巻線 ３５０ 差動アンプ ４００ 断線検出信号
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１１年７月１２日（１９９９．７．１
２）
２）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】 明細書
【発明の名称】 アナログ信号のディジタル変換方法
【特許請求の範囲】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、アナログ信号のデ
ィジタル変換方法に関し、特に、ｓｉｎ（θ−φ）を制
御偏差εとして求める際に第１出力信号ｓｉｎ（θ−
φ）・ｆ（ｔ）を比較器による正負判定によりディジタ
ル信号化することにより変換性能（安定性、高速性、耐
ノイズ性）の向上並びにアナログ回路の削減によりモノ
リシックＩＣ化を有利化させるための新規な改良に関す
る。
ィジタル変換方法に関し、特に、ｓｉｎ（θ−φ）を制
御偏差εとして求める際に第１出力信号ｓｉｎ（θ−
φ）・ｆ（ｔ）を比較器による正負判定によりディジタ
ル信号化することにより変換性能（安定性、高速性、耐
ノイズ性）の向上並びにアナログ回路の削減によりモノ
リシックＩＣ化を有利化させるための新規な改良に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、用いられていたこの種のアナログ
信号のディジタル変換方法としては、例えば、図１１に
示すトラッキング方式が多く用いられている。すなわ
ち、図１１において符号１で示されるものは、励磁信号
（すなわちリファレンス信号）Ｅ・ｓｉｎωｔで励磁さ
れるレゾルバであり、このレゾルバ１から得られる２相
出力ＫＥｓｉｎθｓｉｎωｔ，ＫＥｃｏｓθｓｉｎωｔ
は演算器２で演算され、その出力信号ＫＥｓｉｎωｔ・
ｓｉｎ（θ−φ）（但し、θはレゾルバ回転角度、φは
出力カウンタ値）が前記励磁信号Ｅ・ｓｉｎωｔが入力
される同期整流部３で同期整流されている。前記同期整
流部３から得られた出力信号ＫＥｓｉｎ（θ−φ）は電
圧制御発振器４を介してパルス出力４ａとしてカウンタ
５に入力されてディジタル角度出力である出力カウンタ
値φがカウンタ５から得られる。この出力カウンタ値φ
はフィードバックされてフィードバックループが形成さ
れている。従って、前記同期整流部３からの出力信号Ｋ
Ｅｓｉｎ（θ−φ）によって速度信号６を得ると共に、
カウンタ５からの出力カウンタ値φにより位置信号７を
得ることができる。
信号のディジタル変換方法としては、例えば、図１１に
示すトラッキング方式が多く用いられている。すなわ
ち、図１１において符号１で示されるものは、励磁信号
（すなわちリファレンス信号）Ｅ・ｓｉｎωｔで励磁さ
れるレゾルバであり、このレゾルバ１から得られる２相
出力ＫＥｓｉｎθｓｉｎωｔ，ＫＥｃｏｓθｓｉｎωｔ
は演算器２で演算され、その出力信号ＫＥｓｉｎωｔ・
ｓｉｎ（θ−φ）（但し、θはレゾルバ回転角度、φは
出力カウンタ値）が前記励磁信号Ｅ・ｓｉｎωｔが入力
される同期整流部３で同期整流されている。前記同期整
流部３から得られた出力信号ＫＥｓｉｎ（θ−φ）は電
圧制御発振器４を介してパルス出力４ａとしてカウンタ
５に入力されてディジタル角度出力である出力カウンタ
値φがカウンタ５から得られる。この出力カウンタ値φ
はフィードバックされてフィードバックループが形成さ
れている。従って、前記同期整流部３からの出力信号Ｋ
Ｅｓｉｎ（θ−φ）によって速度信号６を得ると共に、
カウンタ５からの出力カウンタ値φにより位置信号７を
得ることができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来のアナログ信号の
ディジタル変換方法は、以上のように構成されていたた
め、次のような課題が存在していた。すなわち、前述の
回路構成においては各構成部分の一部に複雑なアナログ
構成があるため全体構成を一体のモノリシック半導体化
し難く、励磁回路等もディスクリートの部品として外付
けにならざるを得ず、低価格化、小型軽量化、高信頼
性、利便性を達成することは困難であった。更に、追従
速度の好適な改善手段が見当たらなかった。
ディジタル変換方法は、以上のように構成されていたた
め、次のような課題が存在していた。すなわち、前述の
回路構成においては各構成部分の一部に複雑なアナログ
構成があるため全体構成を一体のモノリシック半導体化
し難く、励磁回路等もディスクリートの部品として外付
けにならざるを得ず、低価格化、小型軽量化、高信頼
性、利便性を達成することは困難であった。更に、追従
速度の好適な改善手段が見当たらなかった。
【０００４】本発明は、以上のような課題を解決するた
めになされたもので、特に、ｓｉｎ（θ−φ）を制御偏
差εとして求める際に、第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）
・ｆ（ｔ）を比較器による正負判定によりディジタル信
号化することにより変換性能（安定性、高速性、耐ノイ
ズ性）の向上並びにアナログ回路の削減によりモノリシ
ックＩＣ化を有利化させるようにしたアナログ信号のデ
ィジタル変換方法を提供することを目的とする。
めになされたもので、特に、ｓｉｎ（θ−φ）を制御偏
差εとして求める際に、第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）
・ｆ（ｔ）を比較器による正負判定によりディジタル信
号化することにより変換性能（安定性、高速性、耐ノイ
ズ性）の向上並びにアナログ回路の削減によりモノリシ
ックＩＣ化を有利化させるようにしたアナログ信号のデ
ィジタル変換方法を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によるアナログ信
号のディジタル変換方法は、回転検出器から得た回転検
出信号〔sin θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)但し、ｆ(t)は
励磁成分〕よりディジタル角度出力(φ)を得るようにし
たアナログ信号のディジタル変換方法において、前記回
転検出信号〔sin θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)〕をマルチ
プライヤに導入して前記ディジタル角度出力(φ)より得
られるsin φ及びcos φと相互演算して〔sin θ・ｆ
(t)×cos φ〕−〔cos θ・ｆ(t)×sin φ〕＝sin (θ
−φ)・ｆ(t)を第１出力信号として得ると共に、前記第
１出力信号sin (θ−φ)・ｆ(t)を同期検波し励磁成分
ｆ(t)を除去して第２出力信号sin (θ−φ)を制御偏差
εとして求める際に、前記第１出力信号sin (θ−φ)・
ｆ(t)を比較器による正負判定によりディジタル信号化
する方法であり、また、前記制御偏差εは、補償器を経
てディジタル角速度信号ω（＝φドット）としてカウン
タに入力されてカウントされ、前記カウンタから前記デ
ィジタル角度出力(φ)を得る方法であり、また、前記マ
ルチプライヤでは、sin 用及びcos 用１０bit乗算型Ｄ
／Ａコンバータを用い、前記カウンタとして１２bit カ
ウンタを用いる方法であり、また、前記ディジタル角度
出力(φ)は、sin ＲＯＭ及びcos ＲＯＭを介して前記si
n 用及びcos 用１０bit 乗算型Ｄ／Ａコンバータに帰還
入力されており、前記sin ＲＯＭ及びcos ＲＯＭには、
非線形特性が書込まれている方法であり、また、前記回
転検出器の回転子の回転に応じて前記回転検出信号〔si
n θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)〕を出力する出力巻線に対
して直流バイアス電流を印加し、前記出力巻線の断線時
には差動アンプから前記回転検出信号〔sin θ・ｆ
(t)，cos θ・ｆ(t)〕の最大電圧値よりも高い電圧値の
断線検出信号が出力される方法であり、さらに、前記回
転検出信号sin θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)に含まれる励
磁成分と、前記回転検出器の励磁信号との位相差を検出
し、前記回転検出信号励磁成分の立上がり及び立下がり
のエッジを検出して同期検波部に導入するリファレンス
信号を前記回転検出信号に含まれる励磁成分に同期させ
る方法である。
号のディジタル変換方法は、回転検出器から得た回転検
出信号〔sin θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)但し、ｆ(t)は
励磁成分〕よりディジタル角度出力(φ)を得るようにし
たアナログ信号のディジタル変換方法において、前記回
転検出信号〔sin θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)〕をマルチ
プライヤに導入して前記ディジタル角度出力(φ)より得
られるsin φ及びcos φと相互演算して〔sin θ・ｆ
(t)×cos φ〕−〔cos θ・ｆ(t)×sin φ〕＝sin (θ
−φ)・ｆ(t)を第１出力信号として得ると共に、前記第
１出力信号sin (θ−φ)・ｆ(t)を同期検波し励磁成分
ｆ(t)を除去して第２出力信号sin (θ−φ)を制御偏差
εとして求める際に、前記第１出力信号sin (θ−φ)・
ｆ(t)を比較器による正負判定によりディジタル信号化
する方法であり、また、前記制御偏差εは、補償器を経
てディジタル角速度信号ω（＝φドット）としてカウン
タに入力されてカウントされ、前記カウンタから前記デ
ィジタル角度出力(φ)を得る方法であり、また、前記マ
ルチプライヤでは、sin 用及びcos 用１０bit乗算型Ｄ
／Ａコンバータを用い、前記カウンタとして１２bit カ
ウンタを用いる方法であり、また、前記ディジタル角度
出力(φ)は、sin ＲＯＭ及びcos ＲＯＭを介して前記si
n 用及びcos 用１０bit 乗算型Ｄ／Ａコンバータに帰還
入力されており、前記sin ＲＯＭ及びcos ＲＯＭには、
非線形特性が書込まれている方法であり、また、前記回
転検出器の回転子の回転に応じて前記回転検出信号〔si
n θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)〕を出力する出力巻線に対
して直流バイアス電流を印加し、前記出力巻線の断線時
には差動アンプから前記回転検出信号〔sin θ・ｆ
(t)，cos θ・ｆ(t)〕の最大電圧値よりも高い電圧値の
断線検出信号が出力される方法であり、さらに、前記回
転検出信号sin θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)に含まれる励
磁成分と、前記回転検出器の励磁信号との位相差を検出
し、前記回転検出信号励磁成分の立上がり及び立下がり
のエッジを検出して同期検波部に導入するリファレンス
信号を前記回転検出信号に含まれる励磁成分に同期させ
る方法である。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、図面と共に本発明によるア
ナログ信号のディジタル変換方法の好適な実施の形態に
ついて説明する。図１は本発明によるアナログ信号のデ
ィジタル変換方法を適用するディジタルトラッキング方
式Ｒ／Ｄ変換器を示す構成図である。図１において符号
１で示されるものはレゾルバ又はシンクロからなる回転
検出器であり、この回転検出器１の図示しない励磁巻線
には、ディジタルトラッキング方式Ｒ／Ｄ（レゾルバ／
ディジタル）変換器１００の励磁信号発生器５０からの
１０ＫＨｚの正弦波よりなるリファレンス信号ｓｉｎω
ｔである励磁信号（成分）ｆ（ｔ）が印加されており、
回転子（図示せず）の回転に応じて２相の出力巻線（図
示せず）から２相の回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），
ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）がｓｉｎ用１０ｂｉｔ乗算型Ｄ／Ａ
コンバータ５１及びｃｏｓ用１０ｂｉｔ乗算型Ｄ／Ａコ
ンバータ５２に入力されている。
ナログ信号のディジタル変換方法の好適な実施の形態に
ついて説明する。図１は本発明によるアナログ信号のデ
ィジタル変換方法を適用するディジタルトラッキング方
式Ｒ／Ｄ変換器を示す構成図である。図１において符号
１で示されるものはレゾルバ又はシンクロからなる回転
検出器であり、この回転検出器１の図示しない励磁巻線
には、ディジタルトラッキング方式Ｒ／Ｄ（レゾルバ／
ディジタル）変換器１００の励磁信号発生器５０からの
１０ＫＨｚの正弦波よりなるリファレンス信号ｓｉｎω
ｔである励磁信号（成分）ｆ（ｔ）が印加されており、
回転子（図示せず）の回転に応じて２相の出力巻線（図
示せず）から２相の回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），
ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）がｓｉｎ用１０ｂｉｔ乗算型Ｄ／Ａ
コンバータ５１及びｃｏｓ用１０ｂｉｔ乗算型Ｄ／Ａコ
ンバータ５２に入力されている。
【０００７】前記各１０ｂｉｔ乗算型Ｄ／Ａコンバータ
５１，５２からの各出力（後述のようにディジタル角度
出力φのｓｉｎφ及びｃｏｓφがｓｉｎＲＯＭ６０及び
ｃｏｓＲＯＭ６１を介して各コンバータ５１，５２に帰
還入力されている）ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）・ｃｏｓφ及び
ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）・ｓｉｎφは、減算器５３で減算
｛〔ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）・ｃｏｓφ〕−〔ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）・ｓｉｎφ〕＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）｝さ
れて第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）が得られ
る。この第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）はコ
ンパレータ５４により正負判定されて同期検波部５５に
入力され、同期位相検出断線検出部６２からのリファレ
ンス信号ｆ（ｔ）により同期検波されて第２出力信号で
ある制御偏差ε＝ｓｉｎ（θ−φ）が補償器５６を経て
１２ｂｉｔのカウンタ５７によりカウントされて前述の
ディジタル角度出力φがパラレルインターフェース５８
を介してパラレル出力５８ａとして出力される。前記デ
ィジタル角度出力φは、シリアルインターフェース５９
を介してシリアル出力５９ａとして出力され、パルス出
力発生ロジック６３によって周知のＡ，Ｂ，Ｚ相及び
Ｕ，Ｖ，Ｗ相等のモータ等を制御するために必要とする
パルス出力６３ａが出力される。同時に、前述したよう
に、予め所要の非線形特性が書込まれたｓｉｎＲＯＭ６
０及びｃｏｓＲＯＭ６１にディジタル角度出力φが入力
されて各々ｓｉｎφ及びｃｏｓφを出力している。な
お、前述の各コンバータ５１，５２、減算器５３及び比
較器５４によりマルチプライヤ（制御偏差演算部）２０
０を構成している。さらに、前記同期位相検出断線検出
部６２からの断線検出信号６２ａは自己診断部７０で判
別された後、システム制御部８０に入力され、このシス
テム制御部８０では分解能設定、Ｕ，Ｖ，Ｗ極数設定、
自己診断出力、入出力制御信号、システム制御信号等の
信号の設定又は出力を行うことができるように構成され
ている。
５１，５２からの各出力（後述のようにディジタル角度
出力φのｓｉｎφ及びｃｏｓφがｓｉｎＲＯＭ６０及び
ｃｏｓＲＯＭ６１を介して各コンバータ５１，５２に帰
還入力されている）ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）・ｃｏｓφ及び
ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）・ｓｉｎφは、減算器５３で減算
｛〔ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）・ｃｏｓφ〕−〔ｃｏｓθ・ｆ
（ｔ）・ｓｉｎφ〕＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）｝さ
れて第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）が得られ
る。この第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）はコ
ンパレータ５４により正負判定されて同期検波部５５に
入力され、同期位相検出断線検出部６２からのリファレ
ンス信号ｆ（ｔ）により同期検波されて第２出力信号で
ある制御偏差ε＝ｓｉｎ（θ−φ）が補償器５６を経て
１２ｂｉｔのカウンタ５７によりカウントされて前述の
ディジタル角度出力φがパラレルインターフェース５８
を介してパラレル出力５８ａとして出力される。前記デ
ィジタル角度出力φは、シリアルインターフェース５９
を介してシリアル出力５９ａとして出力され、パルス出
力発生ロジック６３によって周知のＡ，Ｂ，Ｚ相及び
Ｕ，Ｖ，Ｗ相等のモータ等を制御するために必要とする
パルス出力６３ａが出力される。同時に、前述したよう
に、予め所要の非線形特性が書込まれたｓｉｎＲＯＭ６
０及びｃｏｓＲＯＭ６１にディジタル角度出力φが入力
されて各々ｓｉｎφ及びｃｏｓφを出力している。な
お、前述の各コンバータ５１，５２、減算器５３及び比
較器５４によりマルチプライヤ（制御偏差演算部）２０
０を構成している。さらに、前記同期位相検出断線検出
部６２からの断線検出信号６２ａは自己診断部７０で判
別された後、システム制御部８０に入力され、このシス
テム制御部８０では分解能設定、Ｕ，Ｖ，Ｗ極数設定、
自己診断出力、入出力制御信号、システム制御信号等の
信号の設定又は出力を行うことができるように構成され
ている。
【０００８】次に、図１の各部の具体的説明を行う前
に、本発明の基本的機能について述べると図２に示され
る通りである。すなわち、レゾルバ、シンクロからなる
回転検出器１からの回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），
ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）はマルチプライヤである制御偏差演
算部２００に入力され、得られた制御偏差ε＝ｓｉｎ
（θ−φ）を処理する補償器５６と制御対象のカウンタ
５７により構成されている。
に、本発明の基本的機能について述べると図２に示され
る通りである。すなわち、レゾルバ、シンクロからなる
回転検出器１からの回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），
ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）はマルチプライヤである制御偏差演
算部２００に入力され、得られた制御偏差ε＝ｓｉｎ
（θ−φ）を処理する補償器５６と制御対象のカウンタ
５７により構成されている。
【０００９】 従って、回転検出信号をｓｉｎθ・ｆ（ｔ） ｝ ・・・(1) ｃｏｓθ・ｆ（ｔ） とする。但し、θは回転検出器１の回転角度、ｆ（ｔ）
は励磁成分である。ここで、制御偏差εは制御偏差演算
部２００で求められ、この制御偏差εを零にするべくト
ラッキングが行われてＲ／Ｄ変換が行われる。すなわ
ち、 〔ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ〕−〔ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）×ｓｉｎφ〕 ＝（ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｓｉｎφ）・ｆ（ｔ） ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） ・・・・・・・・・(2) この(2)式は同期検波によりｆ（ｔ）項を省略できる。 故に、ε＝ｓｉｎ（θ−φ） ・・・・・・・・・(3) 従って、制御系よりε＝０→θ＝φとなりディジタル変
換が成立する。この基本機能については、従来方式も本
発明方式も同じであるが、本発明においては制御偏差自
体の値（アナログ量、大きさ）を問題にするのではな
く、(2)式の結果を比較器５４（実際には図４で示すよ
うに一対構成）を用いた正／負判定により量子化（ディ
ジタル化）しているのみであることが従来方式と大きく
異なる機能である。
は励磁成分である。ここで、制御偏差εは制御偏差演算
部２００で求められ、この制御偏差εを零にするべくト
ラッキングが行われてＲ／Ｄ変換が行われる。すなわ
ち、 〔ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）×ｃｏｓφ〕−〔ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）×ｓｉｎφ〕 ＝（ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｃｏｓθ・ｓｉｎφ）・ｆ（ｔ） ＝ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ） ・・・・・・・・・(2) この(2)式は同期検波によりｆ（ｔ）項を省略できる。 故に、ε＝ｓｉｎ（θ−φ） ・・・・・・・・・(3) 従って、制御系よりε＝０→θ＝φとなりディジタル変
換が成立する。この基本機能については、従来方式も本
発明方式も同じであるが、本発明においては制御偏差自
体の値（アナログ量、大きさ）を問題にするのではな
く、(2)式の結果を比較器５４（実際には図４で示すよ
うに一対構成）を用いた正／負判定により量子化（ディ
ジタル化）しているのみであることが従来方式と大きく
異なる機能である。
【００１０】図１に示した形態においては、１２ｂｉｔ
分解能のＲ／Ｄ変換器であるが、制御偏差演算部２００
の演算を行うｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤである乗算
型Ｄ／Ａコンバータ５１，５２は、１２ｂｉｔでなく１
０ｂｉｔを使用しているが、これは後述のように、１回
転３６０゜を９０゜毎に４相分割し、９０゜毎の繰り返
しとして演算処理し、回路のハードウェア構成の簡略化
を図っているためである。すなわち、９０゜の角度は１
２ｂｉｔＲ／Ｄ変換器では１０ｂｉｔ分に対応してい
る。また、ディジタル処理化されているため、回路簡略
化のための４相分割手法を用いても性能劣化を回避する
ことができる。
分解能のＲ／Ｄ変換器であるが、制御偏差演算部２００
の演算を行うｓｉｎ，ｃｏｓマルチプライヤである乗算
型Ｄ／Ａコンバータ５１，５２は、１２ｂｉｔでなく１
０ｂｉｔを使用しているが、これは後述のように、１回
転３６０゜を９０゜毎に４相分割し、９０゜毎の繰り返
しとして演算処理し、回路のハードウェア構成の簡略化
を図っているためである。すなわち、９０゜の角度は１
２ｂｉｔＲ／Ｄ変換器では１０ｂｉｔ分に対応してい
る。また、ディジタル処理化されているため、回路簡略
化のための４相分割手法を用いても性能劣化を回避する
ことができる。
【００１１】次に、４相分割による制御偏差εの求め方
を以下に示す。この４相分割による動作波形は図３の各
象限ＰＨ１〜ＰＨ４毎の動作であるが、この動作を表で
示すと、表１の第１表の通りである。
を以下に示す。この４相分割による動作波形は図３の各
象限ＰＨ１〜ＰＨ４毎の動作であるが、この動作を表で
示すと、表１の第１表の通りである。
【００１２】
【表１】
【００１３】前記制御偏差演算回路２００は、図４に示
される通りであり、図１で示された減算器５３及び比較
器５４は各々一対で構成され、各比較器５４では各減算
器５３からの出力の正／負判定を行い、各象限ＰＨ１〜
ＰＨ４毎に各ゲートＧ１〜Ｇ４で４相分割動作を前述の
第１表及び図３のように順次行い、リファレンス信号ｆ
（ｔ）が入力されたゲートＧ６から制御偏差εが得られ
る。
される通りであり、図１で示された減算器５３及び比較
器５４は各々一対で構成され、各比較器５４では各減算
器５３からの出力の正／負判定を行い、各象限ＰＨ１〜
ＰＨ４毎に各ゲートＧ１〜Ｇ４で４相分割動作を前述の
第１表及び図３のように順次行い、リファレンス信号ｆ
（ｔ）が入力されたゲートＧ６から制御偏差εが得られ
る。
【００１４】前記補償器５６は、図５に示される等価回
路のように構成される。本発明におけるディジタルトラ
ッキング方式Ｒ／Ｄ変換器の制御対象はカウンタ５７で
あり、１次の積分特性を有しているため、この制御対象
であるカウンタ５７を安定かつ高速・高精度に制御する
手段として２型のフィードバック制御系を実現するた
め、この補償器５６の特性は次のＰＩ（比例＋積分）と
し、１次遅れフィルター（Ｔｆは１次遅れフィルター時
定数）と組み合わせられ、図５の補償器５６は次の(4)
式で表される。 Ｋ（ｓ）＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／Ｓ）×１／（１＋Ｔｆ・Ｓ） ・・・(4)式 但し、Ｓはラプラス演算子である。１／（１＋Ｔｆ・
Ｓ）は１次遅れフィルターである。△Ｔは動作クロック
周期である。ＫＦＢ，ＫＦＦは(4)式にはないが、ＫＦ
Ｂは静止時の安定性を、またＫＦＦは高速応答性の確保
／改善を目的とするもので、具体的な実施では適宜使用
している。Ｚ−１は図６に示されるようにクロック周期
（△Ｔ）毎のデータ更新に際し、現在値に対する１クロ
ック周期前のラッチデータで前回値を示す。その状態は
図６に示される通りである。
路のように構成される。本発明におけるディジタルトラ
ッキング方式Ｒ／Ｄ変換器の制御対象はカウンタ５７で
あり、１次の積分特性を有しているため、この制御対象
であるカウンタ５７を安定かつ高速・高精度に制御する
手段として２型のフィードバック制御系を実現するた
め、この補償器５６の特性は次のＰＩ（比例＋積分）と
し、１次遅れフィルター（Ｔｆは１次遅れフィルター時
定数）と組み合わせられ、図５の補償器５６は次の(4)
式で表される。 Ｋ（ｓ）＝（Ｋｐ＋Ｋｉ／Ｓ）×１／（１＋Ｔｆ・Ｓ） ・・・(4)式 但し、Ｓはラプラス演算子である。１／（１＋Ｔｆ・
Ｓ）は１次遅れフィルターである。△Ｔは動作クロック
周期である。ＫＦＢ，ＫＦＦは(4)式にはないが、ＫＦ
Ｂは静止時の安定性を、またＫＦＦは高速応答性の確保
／改善を目的とするもので、具体的な実施では適宜使用
している。Ｚ−１は図６に示されるようにクロック周期
（△Ｔ）毎のデータ更新に際し、現在値に対する１クロ
ック周期前のラッチデータで前回値を示す。その状態は
図６に示される通りである。
【００１５】また、制御対象である前記カウンタ５７は
前述のように１２ｂｉｔ構成であり、前段の補償器５６
にて得られる角速度信号ω（＝φドット）を積分するた
めの周知の加減算器により構成され、等価回路で示すと
図７の通りであり、動作クロック周期△Ｔによってカウ
ント動作が行われる。
前述のように１２ｂｉｔ構成であり、前段の補償器５６
にて得られる角速度信号ω（＝φドット）を積分するた
めの周知の加減算器により構成され、等価回路で示すと
図７の通りであり、動作クロック周期△Ｔによってカウ
ント動作が行われる。
【００１６】また、本発明による方法は、図８及び図９
に示される回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ
・ｆ（ｔ）と励磁信号間の位相を自動的に補正する方法
を適用させることが可能であり、図８はブロック図、図
９は波形図である。図８において符号ｓｉｎθ・ｆ
（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）で示されるものは回転検出
器１からの励磁成分ｆ（ｔ）を有するアナログ回転検出
信号からなる回転検出信号であり、この回転検出信号ｓ
ｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）は絶対値比較器
１０に入力されると共に、スイッチ手段１１の第１、第
２端子１２，１３に接続されている。
に示される回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ
・ｆ（ｔ）と励磁信号間の位相を自動的に補正する方法
を適用させることが可能であり、図８はブロック図、図
９は波形図である。図８において符号ｓｉｎθ・ｆ
（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）で示されるものは回転検出
器１からの励磁成分ｆ（ｔ）を有するアナログ回転検出
信号からなる回転検出信号であり、この回転検出信号ｓ
ｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）は絶対値比較器
１０に入力されると共に、スイッチ手段１１の第１、第
２端子１２，１３に接続されている。
【００１７】前記スイッチ手段１１の切換片１１ａに
は、立上りと立下りのエッジを検出するためのエッジ検
出器１４が接続されており、このエッジ検出器１４のエ
ッジ出力１４ａは同期化回路１５に入力されている。こ
こで、回転検出信号の励磁成分ｆ（ｔ）を基準励磁信号
との位相差△ωを考慮しｆ（ｔ）＝ｓｉｎ（ωｔ＋△
ω）とし、基準励磁信号をｆ（ｔ）＝ｓｉｎωｔとす
る。
は、立上りと立下りのエッジを検出するためのエッジ検
出器１４が接続されており、このエッジ検出器１４のエ
ッジ出力１４ａは同期化回路１５に入力されている。こ
こで、回転検出信号の励磁成分ｆ（ｔ）を基準励磁信号
との位相差△ωを考慮しｆ（ｔ）＝ｓｉｎ（ωｔ＋△
ω）とし、基準励磁信号をｆ（ｔ）＝ｓｉｎωｔとす
る。
【００１８】前記回転検出器１に供給される基準励磁信
号ｆ（ｔ）は、９０°・２７０°信号発生器１６及び位
相調整領域設定器１７に入力されている。
号ｆ（ｔ）は、９０°・２７０°信号発生器１６及び位
相調整領域設定器１７に入力されている。
【００１９】前記位相調整領域設定器１７からの出力１
７ａは同期化回路１５に入力され、この同期化回路１５
からは前記基準励磁信号ｆ（ｔ）のｓｉｎωｔを△ω分
だけ移相したｓｉｎ（ωｔ＋△ω）の補正後の新規リフ
ァレンス信号３ａが得られる。
７ａは同期化回路１５に入力され、この同期化回路１５
からは前記基準励磁信号ｆ（ｔ）のｓｉｎωｔを△ω分
だけ移相したｓｉｎ（ωｔ＋△ω）の補正後の新規リフ
ァレンス信号３ａが得られる。
【００２０】次に、実際に自動位相補正する場合につい
て述べる。まず、図９に示されるように、基準励磁信号
ｆ（ｔ）を波形整形してリファレンス位相を確認し、９
０°・２７０°信号発生器１６から９０°トリガ１６ａ
及び２７０°トリガ１６ｂが出力され、位相調整領域設
定器１７にて極性信号２０が形成されると共に、回転検
出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）のトリ
ガ出力１４ａと位相差△ωを検出する。なお、この回転
検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）を波
形整形することにより回転検出信号位相（リファレンス
成分位相）３ｂＡが得られる。
て述べる。まず、図９に示されるように、基準励磁信号
ｆ（ｔ）を波形整形してリファレンス位相を確認し、９
０°・２７０°信号発生器１６から９０°トリガ１６ａ
及び２７０°トリガ１６ｂが出力され、位相調整領域設
定器１７にて極性信号２０が形成されると共に、回転検
出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）のトリ
ガ出力１４ａと位相差△ωを検出する。なお、この回転
検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）を波
形整形することにより回転検出信号位相（リファレンス
成分位相）３ｂＡが得られる。
【００２１】このトリガ出力１４ａによって同期化され
た新規リファレンス信号３ａが得られ、この新規リファ
レンス信号３ａを励磁信号として用いることにより、回
転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）と
新規リファレンス信号３ａとの同期を取ることができ、
回転検出器自体あるいはケーブル・インピーダンスや温
度変化等により発生する位相差△ωを自動的に補正する
ことができる。
た新規リファレンス信号３ａが得られ、この新規リファ
レンス信号３ａを励磁信号として用いることにより、回
転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ），ｃｏｓθ・ｆ（ｔ）と
新規リファレンス信号３ａとの同期を取ることができ、
回転検出器自体あるいはケーブル・インピーダンスや温
度変化等により発生する位相差△ωを自動的に補正する
ことができる。
【００２２】また、前述の位相差△ωを自動補正する場
合、位相調整可能範囲としては、旨ね位相差±９０度の
範囲にわたって可能である。
合、位相調整可能範囲としては、旨ね位相差±９０度の
範囲にわたって可能である。
【００２３】また、図１０に示される方法は、図１に示
される回転検出器１の断線検出方法の具体例を示すもの
である。すなわち、図１０において符号１で示されるも
のは励磁巻線１Ａと出力巻線１Ｂとからなるレゾルバか
らなる回転検出器であり、この出力巻線１Ｂは２相出力
であるため一対構成であるが、ここでは省略し、ｓｉｎ
又はｃｏｓ用の出力巻線１Ｂのみとして説明する。
される回転検出器１の断線検出方法の具体例を示すもの
である。すなわち、図１０において符号１で示されるも
のは励磁巻線１Ａと出力巻線１Ｂとからなるレゾルバか
らなる回転検出器であり、この出力巻線１Ｂは２相出力
であるため一対構成であるが、ここでは省略し、ｓｉｎ
又はｃｏｓ用の出力巻線１Ｂのみとして説明する。
【００２４】前記出力巻線１Ｂの両端に接続された入力
ライン３００，３０１には、一対の第１、第２抵抗Ｒ
１，Ｒ３を介してオペアンプ（演算増幅器）８に接続さ
れ、このオペアンプ８の正相端子８ａには第３抵抗Ｒ２
を介してコモン端子ＣＯＭが接続され、逆相端子８ｂの
出力端子８ｃとの間には第４抵抗Ｒ４が接続されてい
る。前述のオペアンプ８及び各抵抗Ｒ１〜Ｒ４によって
周知の差動アンプ３５０が構成され、この出力端子８ｃ
からは回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）又はｃｏｓθ・
ｆ（ｔ）が出力されるように構成されている。
ライン３００，３０１には、一対の第１、第２抵抗Ｒ
１，Ｒ３を介してオペアンプ（演算増幅器）８に接続さ
れ、このオペアンプ８の正相端子８ａには第３抵抗Ｒ２
を介してコモン端子ＣＯＭが接続され、逆相端子８ｂの
出力端子８ｃとの間には第４抵抗Ｒ４が接続されてい
る。前述のオペアンプ８及び各抵抗Ｒ１〜Ｒ４によって
周知の差動アンプ３５０が構成され、この出力端子８ｃ
からは回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）又はｃｏｓθ・
ｆ（ｔ）が出力されるように構成されている。
【００２５】前記入力ライン３００，３０１には、同一
抵抗値の第５、第６抵抗ＲＢＵ，Ｒ ＢＬが接続され、直
流電源３５１からの直流バイアス電流ＩＢが第５抵抗Ｒ
ＢＵから出力巻線１Ｂを経て第６抵抗ＲＢＬに流れるよ
うに印加されている。なお、この直流バイアス電流ＩＢ
は、前記回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）又はｃｏｓθ
・ｆ（ｔ）の電圧レベルには悪影響を与えない程度に設
定されている。
抵抗値の第５、第６抵抗ＲＢＵ，Ｒ ＢＬが接続され、直
流電源３５１からの直流バイアス電流ＩＢが第５抵抗Ｒ
ＢＵから出力巻線１Ｂを経て第６抵抗ＲＢＬに流れるよ
うに印加されている。なお、この直流バイアス電流ＩＢ
は、前記回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）又はｃｏｓθ
・ｆ（ｔ）の電圧レベルには悪影響を与えない程度に設
定されている。
【００２６】次に、動作について説明する。まず、出力
巻線１Ｂが断線せずに正常な場合には、出力巻線１Ｂに
誘起された回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）又はｃｏｓ
θ・ｆ（ｔ）は、差動アンプ３５０を経て出力端子８ｃ
から出力されるが、この出力巻線１Ｂに断線が発生した
場合には、直流バイアス電流ＩＢが出力巻線１Ｂ及び第
６抵抗ＲＢＬに流れなくなると同時に直流電源３５１が
差動アンプ３５０に印加されて回転検出信号ｓｉｎθ・
ｆ（ｔ）又はｃｏｓθ・ｆ（ｔ）の代わりに断線検出信
号４００が出力され、この断線検出信号４００は回転検
出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）又はｃｏｓθ・ｆ（ｔ）の電
圧値よりも大（例えば、５Ｖ）であり、この断線検出信
号４００の電圧レベルを例えば周知のウィンドコンパレ
ータ等によって監視することにより断線の有無を検出す
ることができる。
巻線１Ｂが断線せずに正常な場合には、出力巻線１Ｂに
誘起された回転検出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）又はｃｏｓ
θ・ｆ（ｔ）は、差動アンプ３５０を経て出力端子８ｃ
から出力されるが、この出力巻線１Ｂに断線が発生した
場合には、直流バイアス電流ＩＢが出力巻線１Ｂ及び第
６抵抗ＲＢＬに流れなくなると同時に直流電源３５１が
差動アンプ３５０に印加されて回転検出信号ｓｉｎθ・
ｆ（ｔ）又はｃｏｓθ・ｆ（ｔ）の代わりに断線検出信
号４００が出力され、この断線検出信号４００は回転検
出信号ｓｉｎθ・ｆ（ｔ）又はｃｏｓθ・ｆ（ｔ）の電
圧値よりも大（例えば、５Ｖ）であり、この断線検出信
号４００の電圧レベルを例えば周知のウィンドコンパレ
ータ等によって監視することにより断線の有無を検出す
ることができる。
【００２７】
【発明の効果】本発明によるアナログ信号のディジタル
変換方法は、以上のように構成されているため、次のよ
うな効果を得ることができる。すなわち、ｓｉｎ（θ−
φ）を制御偏差εとして求める際に、この制御偏差εの
前段の第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）を比較
器による正負判定によりディジタル信号化し、さらにカ
ウンタに入力してディジタル角度出力を得ているため、
Ｒ／Ｄ変換処理をディジタル化することができ、変換性
能の向上（安定性、高速化、耐ノイズ性）を得ることが
できる。また、アナログ回路の削減により、モノリシッ
クＩＣ化に有利となり、信頼性が高く、小型、低価格な
商品化（量産）が可能となる。また、回転検出器の巻線
の断線も検出することができるため、信頼性の向上を得
ることができる。さらに、回転検出信号と励磁信号（リ
ファレンス信号）間の位相を自動補正できることによ
り、検出精度を向上させ安定化することができる。
変換方法は、以上のように構成されているため、次のよ
うな効果を得ることができる。すなわち、ｓｉｎ（θ−
φ）を制御偏差εとして求める際に、この制御偏差εの
前段の第１出力信号ｓｉｎ（θ−φ）・ｆ（ｔ）を比較
器による正負判定によりディジタル信号化し、さらにカ
ウンタに入力してディジタル角度出力を得ているため、
Ｒ／Ｄ変換処理をディジタル化することができ、変換性
能の向上（安定性、高速化、耐ノイズ性）を得ることが
できる。また、アナログ回路の削減により、モノリシッ
クＩＣ化に有利となり、信頼性が高く、小型、低価格な
商品化（量産）が可能となる。また、回転検出器の巻線
の断線も検出することができるため、信頼性の向上を得
ることができる。さらに、回転検出信号と励磁信号（リ
ファレンス信号）間の位相を自動補正できることによ
り、検出精度を向上させ安定化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるアナログ信号のディジタル変換方
法のブロック図である。
法のブロック図である。
【図２】図１の機能を示す概略機能構成図である。
【図３】図１の制御偏差演算の４相分割動作波形図であ
る。
る。
【図４】図１の制御偏差演算のブロック図である。
【図５】図１の補償器の等価回路である。
【図６】図５のＺ−１の動作を示す等価回路である。
【図７】図１のカウンタの等価回路である。
【図８】本発明の他の形態を示すブロック図である。
【図９】図８の波形図である。
【図１０】本発明の図１の要部を示す構成図である。
【図１１】従来構成のブロック図である。
【符号の説明】 １ 回転検出器 sinθ・f(t),cosθ・f(t) 回転検出信号 f(t) 励磁信号（リファレンス信号） φ ディジタル角度出力 ２００ マルチプライヤ ５１ sin用１０bit乗算型Ｄ／Ａコンバータ ５２ cos用１０bit乗算型Ｄ／Ａコンバータ ε 制御偏差 ５４ 比較器 ω 角速度信号 ５６ 補償器 ５７ カウンタ ６０ sinＲＯＭ ６１ cosＲＯＭ １Ｂ 出力巻線 ３５０ 差動アンプ ４００ 断線検出信号
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図６】
【図５】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
Claims (6)
- 【請求項１】 回転検出器(1)から得た回転検出信号〔s
in θ・ｆ(t)，cosθ・ｆ(t)但し、ｆ(t)は励磁成分〕
よりディジタル角度出力(φ)を得るようにしたアナログ
信号のディジタル変換方法において、前記回転検出信号
〔sin θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)〕をマルチプライヤ(2
00)に導入して前記ディジタル角度出力(φ)より得られ
るsin φ及びcos φと相互演算して〔sin θ・ｆ(t)×c
os φ〕−〔cos θ・ｆ(t)×sin φ〕＝sin (θ−φ)・
ｆ(t)を第１出力信号として得ると共に、前記第１出力
信号sin (θ−φ)・ｆ(t)を同期検波し励磁成分ｆ(t)を
除去して第２出力信号sin (θ−φ)を制御偏差εとして
求める際に、前記第１出力信号を比較器(54)による正負
判定によりディジタル信号化することを特徴とするアナ
ログ信号のディジタル変換方法。 - 【請求項２】 前記制御偏差εは、補償器(56)を経てデ
ィジタル角速度信号ω（＝φドット）としてカウンタ(5
7)に入力されてカウントされ、前記カウンタ(57)から前
記ディジタル角度出力(φ)を得ることを特徴とする請求
項１記載のアナログ信号のディジタル変換方法。 - 【請求項３】 前記マルチプライヤ(200)では、sin 用
及びcos 用１０bit乗算型Ｄ／Ａコンバータ(51,52)を用
い、前記カウンタ(57)として１２bit カウンタを用いる
ことを特徴とする請求項１又は２記載のアナログ信号の
ディジタル変換方法。 - 【請求項４】 前記ディジタル角度出力(φ)は、sin Ｒ
ＯＭ(60)及びcos ＲＯＭ(61)を介して前記sin 用及びco
s 用１０bit 乗算型Ｄ／Ａコンバータ(51,52)に帰還入
力されており、前記sin ＲＯＭ(60)及びcos ＲＯＭ(61)
には、非線形特性が書込まれていることを特徴とする請
求項１ないし３の何れかに記載のアナログ信号のディジ
タル変換方法。 - 【請求項５】 前記回転検出器(1)の回転子の回転に応
じて前記回転検出信号〔sin θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ
(t)〕を出力する出力巻線(1B)に対して直流バイアス電
流を印加し、前記出力巻線(1B)の断線時には差動アンプ
(350)から前記回転検出信号〔sin θ・ｆ(t)，cos θ・
ｆ(t)〕の最大電圧値よりも高い電圧値の断線検出信号
(400)が出力されることを特徴とする請求項１ないし４
の何れかに記載のアナログ信号のディジタル変換方法。 - 【請求項６】 前記回転検出信号sin θ・ｆ(t)，cos
θ・ｆ(t)に含まれる励磁成分ｆ(t)と、前記回転検出器
の励磁信号ｆ(t)との位相差を検出し、前記回転検出信
号sin θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)の励磁成分ｆ(t)の立
上がり及び立下がりのエッジを検出して同期検波部(55)
に導入するリファレンス信号ｆ(t)を前記回転検出信号s
in θ・ｆ(t)，cos θ・ｆ(t)に含まれる励磁成分ｆ(t)
に同期させることを特徴とする請求項１ないし４の何れ
かに記載のアナログ信号のディジタル変換方法。
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