JP4949943B2 - レゾルバ - Google Patents
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Description
この発明は、自動車用モータの出力軸の回転角度を検出するために使用されるレゾルバに関するものである。
従来、ハイブリッド自動車や電気自動車において、高出力のブラシレスモータが使用されている。ハイブリッド自動車のブラシレスモータを制御するためには、モータの出力軸の回転角度を正確に把握する必要がある。ステータの各コイルへの通電切替えを制御するには、ロータの回転位置を正確に把握している必要があるからである。
特に、自動車においては、コギングがドライバビリティを悪くするため、コギングを減少させることが要望されているため、通電切替を正確に行いたいという要望が強い。
特に、自動車においては、コギングがドライバビリティを悪くするため、コギングを減少させることが要望されているため、通電切替を正確に行いたいという要望が強い。
自動車のモータ軸の検出には、耐高温性、耐ノイズ性、耐振動性、耐高湿性等の機能を満足するために、レゾルバが使用されている。レゾルバは、モータの内部に組み込まれて、モータのロータ軸に直接取り付けられている。
この種のレゾルバとしては、可変リラクタンス型レゾルバ（ＶＲ型レゾルバ）が使用されている。ＶＲ型レゾルバとは、磁路中に設けたギャップの変動によりトランスの効率が変化することを利用したレゾルバである。ギャップが回転角に対して周期的に変化するようにロータの形状を設定することにより、回転子側の巻線無しで角度出力を検出することができる。
この種のレゾルバとしては、可変リラクタンス型レゾルバ（ＶＲ型レゾルバ）が使用されている。ＶＲ型レゾルバとは、磁路中に設けたギャップの変動によりトランスの効率が変化することを利用したレゾルバである。ギャップが回転角に対して周期的に変化するようにロータの形状を設定することにより、回転子側の巻線無しで角度出力を検出することができる。
ＶＲ型レゾルバは、励磁コイルと検出コイルと配置されたステータと、両コイルに外周面が近接して配置されたロータとを有する。検出コイルは、９０度位相をずらした２つのコイルから構成されている。励磁コイルに数ＫＨｚの正弦波交流を印加する。ロータの外周面を介して、検出コイルの２つのコイルから誘起電圧が出力される。２つの誘起電圧の出力振幅から角度を検出することができる。
励磁コイルに印加する正弦波の周波数を高くすれば、巻線数を少なくできるのであるが、周波数を高くすると、回転角を読取処理する電気回路が複雑となり、検出精度の安定性が低下する問題がある。
励磁コイルに印加する正弦波の周波数を高くすれば、巻線数を少なくできるのであるが、周波数を高くすると、回転角を読取処理する電気回路が複雑となり、検出精度の安定性が低下する問題がある。
一方、検知信号の位相差に基づいて回転角度を検出する位相差方式のレゾルバは、レゾルバの温度変化等により、位相差時間が変化するため、角度検出精度が悪くなる問題があった。
この問題を解決するために、特許文献１の技術では、ある時間における検出信号の振幅の比に基づいて、回転角度を検出する方法が提案されている。この振幅変化方式のレゾルバは、任意のタイミングで回転角度を正確に把握できるため、ハイブリッド自動車で使用されるレゾルバに採用されている。
この問題を解決するために、特許文献１の技術では、ある時間における検出信号の振幅の比に基づいて、回転角度を検出する方法が提案されている。この振幅変化方式のレゾルバは、任意のタイミングで回転角度を正確に把握できるため、ハイブリッド自動車で使用されるレゾルバに採用されている。
しかしながら、従来のハイブリット自動車に使用されているレゾルバには、次のような課題がある。
（Ａ）振幅変化方式のレゾルバはコストが高くなる。
特許文献１に記載された、振幅比方式のレゾルバは、ある時間における検出信号の振幅の比を算出するにあたり、回路の簡素化を狙ったものであるが、高速Ａ／Ｄ変換器が必要となったり、フーリエ変換演算が必要なったりするなど、ハード面、ソフト面での負担が大きくなる。そして、センサシステムトータルでのコストは依然として比較的高いという課題があった。
（Ａ）振幅変化方式のレゾルバはコストが高くなる。
特許文献１に記載された、振幅比方式のレゾルバは、ある時間における検出信号の振幅の比を算出するにあたり、回路の簡素化を狙ったものであるが、高速Ａ／Ｄ変換器が必要となったり、フーリエ変換演算が必要なったりするなど、ハード面、ソフト面での負担が大きくなる。そして、センサシステムトータルでのコストは依然として比較的高いという課題があった。
（Ｂ）位相差方式のレゾルバの課題。
一方、励磁信号と検出信号との位相差に基づいて回転角度を検出する方法には、以下の二つの問題がある。
第１には、励磁信号の周波数には誤差があるため、励磁信号と検出信号の位相差時間を正確なカウンタで計測しても誤差が発生し、検出した回転角度の精度が悪くなる問題があった。
また、第２には、レゾルバの温度が高くなったときに、レゾルバ本体の抵抗とリアクタンスが変化し、その結果、位相が変化して角度検出精度が悪くなる問題があった。車両に搭載する場合には、当然ながら温度上昇があり、レゾルバもそれに伴い温度が上がる。よって、温度が上がるほど角度検出精度も悪化してしまう。
位相差方式のレゾルバを車載する場合には、このような２つの問題の解決が課題となっている。
一方、励磁信号と検出信号との位相差に基づいて回転角度を検出する方法には、以下の二つの問題がある。
第１には、励磁信号の周波数には誤差があるため、励磁信号と検出信号の位相差時間を正確なカウンタで計測しても誤差が発生し、検出した回転角度の精度が悪くなる問題があった。
また、第２には、レゾルバの温度が高くなったときに、レゾルバ本体の抵抗とリアクタンスが変化し、その結果、位相が変化して角度検出精度が悪くなる問題があった。車両に搭載する場合には、当然ながら温度上昇があり、レゾルバもそれに伴い温度が上がる。よって、温度が上がるほど角度検出精度も悪化してしまう。
位相差方式のレゾルバを車載する場合には、このような２つの問題の解決が課題となっている。
そこで、本発明はこのような課題を解決するために、駆動モータに使用されるモータ軸の回転角度の検出精度が高く、かつ低コストのレゾルバを提供することを目的とする。
前記目的を達成するために、本発明によるレゾルバは以下のような特徴を有する。
（１）正弦波と余弦波とを励磁信号として発生させる励磁信号発生器と、前記励磁信号を受け取るロータと、前記ロータの出力信号を検知する検知回路とを有し、前記ロータの角度情報を検出するレゾルバにおいて、
前記検知回路が検知した前記出力信号のゼロクロス点における前記角度情報を出力するレゾルバ／デジタルコンバータを有することを特徴とする。
（１）正弦波と余弦波とを励磁信号として発生させる励磁信号発生器と、前記励磁信号を受け取るロータと、前記ロータの出力信号を検知する検知回路とを有し、前記ロータの角度情報を検出するレゾルバにおいて、
前記検知回路が検知した前記出力信号のゼロクロス点における前記角度情報を出力するレゾルバ／デジタルコンバータを有することを特徴とする。
（２）（１）に記載するレゾルバにおいて、
前記ロータの回転方向を、前記ロータ出力信号の位相が、前記励磁信号の位相に対して進み側にすることを特徴とする。
前記ロータの回転方向を、前記ロータ出力信号の位相が、前記励磁信号の位相に対して進み側にすることを特徴とする。
（３）（１）又は（２）に記載するレゾルバにおいて、
前記ゼロクロス点と次のゼロクロス点との間に前記角度情報を要求された場合、要求時刻における前記角度情報を、直前の前記ロータの角度変化に基づいて推定計算することを特徴とする。
前記ゼロクロス点と次のゼロクロス点との間に前記角度情報を要求された場合、要求時刻における前記角度情報を、直前の前記ロータの角度変化に基づいて推定計算することを特徴とする。
（４）（１）乃至（３）のいずれかに記載するレゾルバにおいて、
前記レゾルバ／デジタルコンバータとして、ＣＰＵのフリーランニングカウンタ機能と、インプットキャプチャ機能とを使用することを特徴とする。
前記レゾルバ／デジタルコンバータとして、ＣＰＵのフリーランニングカウンタ機能と、インプットキャプチャ機能とを使用することを特徴とする。
（５）（４）に記載するレゾルバにおいて、
前記励磁信号発生器が、ＣＰＵの基準クロックに同期させて、前記正弦波と前記余弦波とを発生させることを特徴とする。
前記励磁信号発生器が、ＣＰＵの基準クロックに同期させて、前記正弦波と前記余弦波とを発生させることを特徴とする。
（６）（１）に記載するレゾルバにおいて、
前記ロータ出力信号と前記励磁信号との位相差と、前記励磁信号の周期との比に基づいて、前記角度情報を算出することを特徴とする。
前記ロータ出力信号と前記励磁信号との位相差と、前記励磁信号の周期との比に基づいて、前記角度情報を算出することを特徴とする。
（７）（１）に記載するレゾルバにおいて、
前記角度情報が、前記励磁信号のゼロクロス点と、検知回路が検知した前記出力信号のゼロクロス点との時間差から求められることを特徴とする。
前記角度情報が、前記励磁信号のゼロクロス点と、検知回路が検知した前記出力信号のゼロクロス点との時間差から求められることを特徴とする。
このような特徴を有する本発明によるレゾルバにより、以下のような作用、効果が得られる。
まず、（１）に記載の発明は、正弦波と余弦波とを励磁信号として発生させる励磁信号発生器と、励磁信号を受け取るロータと、ロータの出力信号を検知する検知回路とを有し、ロータの角度情報を検出するレゾルバにおいて、検知回路が検知した出力信号のゼロクロス点における角度情報を出力するレゾルバ／デジタルコンバータを有するので、出力信号のゼロクロス点における瞬間の角度情報を出力することで、励磁信号のゼロクロス点における瞬間の角度情報のように、時間的なズレが生じず、精度を高くすることができる。
また、複雑な回路を用意することなく、ロータの角度検出が可能であるので、コストダウンに貢献する。
まず、（１）に記載の発明は、正弦波と余弦波とを励磁信号として発生させる励磁信号発生器と、励磁信号を受け取るロータと、ロータの出力信号を検知する検知回路とを有し、ロータの角度情報を検出するレゾルバにおいて、検知回路が検知した出力信号のゼロクロス点における角度情報を出力するレゾルバ／デジタルコンバータを有するので、出力信号のゼロクロス点における瞬間の角度情報を出力することで、励磁信号のゼロクロス点における瞬間の角度情報のように、時間的なズレが生じず、精度を高くすることができる。
また、複雑な回路を用意することなく、ロータの角度検出が可能であるので、コストダウンに貢献する。
また、（２）に記載の発明は、（１）に記載するレゾルバにおいて、ロータの回転方向を、ロータ出力信号の位相が、励磁信号の位相に対して進み側にするので、レゾルバを車両駆動用モータの検出に使用する場合には、車両前進時のゼロクロス点のインターバルを停止時のゼロクロス点のインターバルと比較して短くすることができる。
同時に、車両後進時のロータ回転方向は、出力信号の位相が励磁信号の位相に対して遅れ側になるため、後進時ゼロクロスインターバルは停止時のインターバルと比較して長くなってしまう。
しかし、車両においては、後進時は高速運転することがほとんどないので、前進時のインターバルを短くして回転角検出精度を向上させたときに、後進時の回転角度検出精度が若干悪化することは問題とならない。
同時に、車両後進時のロータ回転方向は、出力信号の位相が励磁信号の位相に対して遅れ側になるため、後進時ゼロクロスインターバルは停止時のインターバルと比較して長くなってしまう。
しかし、車両においては、後進時は高速運転することがほとんどないので、前進時のインターバルを短くして回転角検出精度を向上させたときに、後進時の回転角度検出精度が若干悪化することは問題とならない。
また、（３）に記載の発明は、（１）又は（２）に記載するレゾルバにおいて、ゼロクロス点と次のゼロクロス点との間に角度情報を要求された場合、要求時刻における角度情報を、直前のロータの角度変化に基づいて推定計算するので、制御側から要求があったときには、その瞬間のモータ軸の角度情報をすぐに提供することができる。
このとき、直前の角度変化に基づいて、その瞬間における角度を推定しているので、角度の検出精度も高いレベルを維持することができる。
車両にレゾルバを搭載する場合には、高速で回転する車両駆動用のモータの角度を任意の時間に得たいというニーズは高く、メリットがある。
このとき、直前の角度変化に基づいて、その瞬間における角度を推定しているので、角度の検出精度も高いレベルを維持することができる。
車両にレゾルバを搭載する場合には、高速で回転する車両駆動用のモータの角度を任意の時間に得たいというニーズは高く、メリットがある。
また、（４）に記載の発明は、（１）乃至（３）のいずれかに記載するレゾルバにおいて、レゾルバ／デジタルコンバータとして、ＣＰＵのフリーランニングカウンタ機能と、インプットキャプチャ機能とを使用するので、専用のレゾルバ／デジタルコンバータを使用せずに、汎用のＣＰＵを代用することが可能である。汎用のＣＰＵは安価なものもあり、またレゾルバを車両に搭載する場合には車両制御用のＣＰＵを使用するなどの運用も考えられるため、レゾルバを低コストで提供することが可能となる。
また、（５）に記載の発明は、（４）に記載するレゾルバにおいて、励磁信号発生器が、ＣＰＵの基準クロックに同期させて、正弦波と余弦波とを発生させるので、出力信号のゼロクロス点の時間をＣＰＵが精度良く検出することができる。
例えば、ＣＰＵの基準クロックが温度ドリフトによりズレが生じた場合でも、レゾルバ／デジタルコンバータとして同じＣＰＵ内の基準クロックを用いてカウントすることになるので、温度ドリフト等の影響を受けずに精度良く角度情報を検出することが可能になる。
例えば、ＣＰＵの基準クロックが温度ドリフトによりズレが生じた場合でも、レゾルバ／デジタルコンバータとして同じＣＰＵ内の基準クロックを用いてカウントすることになるので、温度ドリフト等の影響を受けずに精度良く角度情報を検出することが可能になる。
また、（６）に記載の発明は、（１）に記載するレゾルバにおいて、ロータ出力信号と励磁信号との位相差と、励磁信号の周期との比に基づいて、角度情報を算出するので、レゾルバが高温になって、励磁信号の位相に変化が生じても、同時に検出信号の位相も同様の変化をするため、比率は変化することがないため、レゾルバの温度変化による励磁信号の位相の変化をキャンセルして、角度の検出精度を向上させることができる。
また、（７）に記載の発明は、（１）に記載するレゾルバにおいて、前記角度情報が、前記励磁信号のゼロクロス点と、検知回路が検知した前記出力信号のゼロクロス点との時間差から求められるので、容易な計算方法で角度情報を算出することが可能である。
そして、出力信号のゼロクロス点での角度情報を算出するため、角度情報の出力にタイムラグが少なく、角度情報の精度を上げることが可能となる。
そして、出力信号のゼロクロス点での角度情報を算出するため、角度情報の出力にタイムラグが少なく、角度情報の精度を上げることが可能となる。
次に、本発明の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
［第１実施形態］
まず、第１実施形態の構成を説明する。
図１に、第１実施形態のレゾルバ１００の概念図を示す。また、図２に、レゾルバ１００のモータ軸１５周りの断面図を示す。
レゾルバ１００は、励磁信号発生器１０、励磁コイル２０、ロータ３０、ロータリートランス４０及び第１コンパレータ５１、第２コンパレータ５２からなる。
励磁信号発生器１０として、第１励磁信号発生器１１と第２励磁信号発生器１２を備える。第１励磁信号発生器１１は、ａＳｉｎωｔという正弦波を出力することができる。第２励磁信号発生器１２は、ａＣｏｓωｔという余弦波を出力することができる。
モータ軸１５は、図示しない車両の駆動軸そのものか、同期して回転するシャフトである。モータ軸１５は、図２に示すようにモータ１６に接続されている。モータ軸１５にはロータ３０が固定されて、モータ軸１５と同期して回転する。
［第１実施形態］
まず、第１実施形態の構成を説明する。
図１に、第１実施形態のレゾルバ１００の概念図を示す。また、図２に、レゾルバ１００のモータ軸１５周りの断面図を示す。
レゾルバ１００は、励磁信号発生器１０、励磁コイル２０、ロータ３０、ロータリートランス４０及び第１コンパレータ５１、第２コンパレータ５２からなる。
励磁信号発生器１０として、第１励磁信号発生器１１と第２励磁信号発生器１２を備える。第１励磁信号発生器１１は、ａＳｉｎωｔという正弦波を出力することができる。第２励磁信号発生器１２は、ａＣｏｓωｔという余弦波を出力することができる。
モータ軸１５は、図示しない車両の駆動軸そのものか、同期して回転するシャフトである。モータ軸１５は、図２に示すようにモータ１６に接続されている。モータ軸１５にはロータ３０が固定されて、モータ軸１５と同期して回転する。
励磁コイル２０は、第１励磁コイル２１と第２励磁コイル２２からなり、第１励磁コイル２１は第１励磁信号発生器１１に電気的に接続されている。また、第２励磁コイル２２は第２励磁信号発生器１２に電気的に接続される。
励磁コイル２０は、図２に示されるように、プリント基板上にパターンが形成されている。
ロータ３０は一対のロータリートランス４０に電気的に接続され、ロータリートランス４０と第２コンパレータ５２は電気的に接続されている。ロータリートランス４０は、図２に示されるように、一方がロータ３０とは別の板に円環状のプリント基板上に形成されている。また、他方がハウジング側に設けられたブラケットの内周面のプリント基板上に形成されている。また、第１コンパレータ５１は、第１励磁信号発生器１１と電気的に接続されている。
励磁コイル２０は、図２に示されるように、プリント基板上にパターンが形成されている。
ロータ３０は一対のロータリートランス４０に電気的に接続され、ロータリートランス４０と第２コンパレータ５２は電気的に接続されている。ロータリートランス４０は、図２に示されるように、一方がロータ３０とは別の板に円環状のプリント基板上に形成されている。また、他方がハウジング側に設けられたブラケットの内周面のプリント基板上に形成されている。また、第１コンパレータ５１は、第１励磁信号発生器１１と電気的に接続されている。
そして、第１コンパレータ５１及び第２コンパレータ５２は、制御用コントローラ６０に電気的に接続される。
制御用コントローラ６０は、車両制御用のＣＰＵであるが、別に専用のＣＰＵを用意しても良い。制御用コントローラ６０に限らず汎用のＣＰＵ、フリーランニングカウンタ及びインプットキャプチャ機能が備えられているので、これらの機能を用いれば、レゾルバ１００に専用のレゾルバ／デジタルコンバータを用いることなく、レゾルバ１００の角度情報を得ることができる。
制御用コントローラ６０は、車両制御用のＣＰＵであるが、別に専用のＣＰＵを用意しても良い。制御用コントローラ６０に限らず汎用のＣＰＵ、フリーランニングカウンタ及びインプットキャプチャ機能が備えられているので、これらの機能を用いれば、レゾルバ１００に専用のレゾルバ／デジタルコンバータを用いることなく、レゾルバ１００の角度情報を得ることができる。
第１実施形態のレゾルバ１００は、上述の構成であるので以下のように作用する。
図３に、レゾルバ１００のモータ軸１５が回転していない状態の波形をグラフで示す。また、図４に、図３から対応する矩形波を検出している様子の波形をグラフで示す。
Ｘ軸は時間軸であり、Ｙ軸は振幅を示している。図３には励磁信号Ｗ１と出力信号Ｗ２を示している。
これら励磁信号Ｗ１及び出力信号Ｗ２は以下のように生成される。
まず、図１に示す第１励磁信号発生器１１では、正弦波ａＳｉｎωｔが作られ、第１励磁コイル２１及び第１コンパレータ５１に正弦波ａＳｉｎωｔが与えられる。この正弦波ａＳｉｎωｔは励磁信号Ｗ１となる。
図３に、レゾルバ１００のモータ軸１５が回転していない状態の波形をグラフで示す。また、図４に、図３から対応する矩形波を検出している様子の波形をグラフで示す。
Ｘ軸は時間軸であり、Ｙ軸は振幅を示している。図３には励磁信号Ｗ１と出力信号Ｗ２を示している。
これら励磁信号Ｗ１及び出力信号Ｗ２は以下のように生成される。
まず、図１に示す第１励磁信号発生器１１では、正弦波ａＳｉｎωｔが作られ、第１励磁コイル２１及び第１コンパレータ５１に正弦波ａＳｉｎωｔが与えられる。この正弦波ａＳｉｎωｔは励磁信号Ｗ１となる。
一方、第２励磁信号発生器１２では、余弦波ａＣｏｓωｔが作られ、第２励磁コイル２２に信号として与えられる。第１励磁コイル２１及び第２励磁コイル２２に、正弦波ａＳｉｎωｔと余弦波ａＣｏｓωｔが与えられることで、励磁コイル２０には励磁電圧が発生し、ロータ３０は励磁電圧により誘起された誘起電圧が発生する。
ロータ３０で発生した誘起電圧は、ロータ３０を介して第２コンパレータ５２に供給される。
ロータ３０で発生した誘起電圧は、ロータ３０を介して第２コンパレータ５２に供給される。
第２コンパレータ５２に供給される出力信号Ｗ２は、ａＳｉｎωｔ×ｂＣｏｓθ＋ａＣｏｓωｔ×ｂＳｉｎθ＝ａｂＳｉｎ（ωｔ＋θ）となる。
このように得た励磁信号Ｗ１及び出力信号Ｗ２を用いて、時刻ｔ０を求める。
図３に示される時間Ｔ１は位相差の時間であり、時間Ｔ２は励磁信号Ｗ１の一周期の時間である。原理的には、角度θ０は、θ０＝（Ｔ１／Ｔ２）×３６０という数式で求められる。
角度θ０は、時刻ｔ０の時点でのロータ３０の角度であり、この角度情報を制御用コントローラ６０による車両制御に利用している。
このように得た励磁信号Ｗ１及び出力信号Ｗ２を用いて、時刻ｔ０を求める。
図３に示される時間Ｔ１は位相差の時間であり、時間Ｔ２は励磁信号Ｗ１の一周期の時間である。原理的には、角度θ０は、θ０＝（Ｔ１／Ｔ２）×３６０という数式で求められる。
角度θ０は、時刻ｔ０の時点でのロータ３０の角度であり、この角度情報を制御用コントローラ６０による車両制御に利用している。
励磁信号Ｗ１及び出力信号Ｗ２のゼロクロス点を検出するためには、第１コンパレータ５１及び第２コンパレータ５２を用いる必要がある。図４に示すような第１矩形波Ｒ１及び第２矩形波Ｒ２を得るためには以下のように信号が処理される。
第２コンパレータ５２は、前述したようにロータリートランス４０から供給された誘起電圧の波形からゼロクロス点を検出する。
すなわち、図４に示すように、出力信号Ｗ２がＸ軸に交差する出力信号第１ゼロクロス点Ｐ２１と、出力信号第２ゼロクロス点Ｐ２２、及び出力信号第３ゼロクロス点Ｐ２３で、信号の極性が逆転する。よって、第２コンパレータ５２により、出力信号Ｗ２の立ち上がり、又は立ち下がりを検出することが可能である。
第２コンパレータ５２は、前述したようにロータリートランス４０から供給された誘起電圧の波形からゼロクロス点を検出する。
すなわち、図４に示すように、出力信号Ｗ２がＸ軸に交差する出力信号第１ゼロクロス点Ｐ２１と、出力信号第２ゼロクロス点Ｐ２２、及び出力信号第３ゼロクロス点Ｐ２３で、信号の極性が逆転する。よって、第２コンパレータ５２により、出力信号Ｗ２の立ち上がり、又は立ち下がりを検出することが可能である。
つまり、出力信号第１ゼロクロス点Ｐ２１を検出した時点で出力信号Ｗ２が立ち上がっていれば、出力信号第２ゼロクロス点Ｐ２２は立ち下がりであり、出力信号第３ゼロクロス点Ｐ２３は立ち上がりとなり、１波長分となる。このように、第２コンパレータ５２が検出する信号の間隔から第２矩形波Ｒ２を生成可能である。
このゼロクロス点のタイミングから生成した第２矩形波Ｒ２の信号を、制御用コントローラ６０に渡す。
このゼロクロス点のタイミングから生成した第２矩形波Ｒ２の信号を、制御用コントローラ６０に渡す。
一方、第１コンパレータ５１も、第１励磁信号発生器１１から与えられた正弦波ａＳｉｎωｔから、第１コンパレータ５１によってゼロクロス点を検出する。
すなわち、図４に示すように、励磁信号Ｗ１がＸ軸に交差する励磁信号第１ゼロクロス点Ｐ１１、励磁信号第２ゼロクロス点Ｐ１２、及び励磁信号第３ゼロクロス点Ｐ１３で、信号の極性が逆転する。よって、第１コンパレータ５１により、励磁信号Ｗ１の立ち上がり、又は立ち下がりを検出することが可能である。
励磁信号Ｗ１の場合も同様に、励磁信号第１ゼロクロス点Ｐ１１が立ち上がりであれば、励磁信号第２ゼロクロス点Ｐ１２は立ち下がり、励磁信号第３ゼロクロス点Ｐ１３は立ち上がりで、１波長分となる。よって、第１コンパレータ５１が検出する信号の間隔から第１矩形波Ｒ１を生成可能である。
このゼロクロス点のタイミングから生成した第１矩形波Ｒ１の信号を、制御用コントローラ６０に渡す。
すなわち、図４に示すように、励磁信号Ｗ１がＸ軸に交差する励磁信号第１ゼロクロス点Ｐ１１、励磁信号第２ゼロクロス点Ｐ１２、及び励磁信号第３ゼロクロス点Ｐ１３で、信号の極性が逆転する。よって、第１コンパレータ５１により、励磁信号Ｗ１の立ち上がり、又は立ち下がりを検出することが可能である。
励磁信号Ｗ１の場合も同様に、励磁信号第１ゼロクロス点Ｐ１１が立ち上がりであれば、励磁信号第２ゼロクロス点Ｐ１２は立ち下がり、励磁信号第３ゼロクロス点Ｐ１３は立ち上がりで、１波長分となる。よって、第１コンパレータ５１が検出する信号の間隔から第１矩形波Ｒ１を生成可能である。
このゼロクロス点のタイミングから生成した第１矩形波Ｒ１の信号を、制御用コントローラ６０に渡す。
このようにして得られた第１矩形波Ｒ１及び第２矩形波Ｒ２から、制御用コントローラ６０の基準クロックを用いて時間Ｔ１及び時間Ｔ２を得て、角度θを求めることができる。
図５に、レゾルバ１００内部で発生する信号の波形をグラフで示す。図５は、図３及び図４と異なり、ロータ３０が回転している状態である。つまり、θがｔの関数となるので、θ＝αｔという式で表される。よって、励磁信号Ｗ１と出力信号Ｗ２の位相差は時間と共に変化していく。
出力信号Ｗ２のα＞０であれば、図５に示すように出力信号Ｗ２は励磁信号Ｗ１に比べて波長が短くなる。この場合でも、同様にして角度θを求めることが可能である。
角度θの算出は、図５に示すように、出力信号Ｗ２の１波長分の時間Ｔ３と励磁信号Ｗ１の１波長分の時間Ｔ２、及び時間Ｔ２から時間Ｔ３を引いた時間Ｔ１によって求めることができる。すなわちθ０＝（Ｔ１／Ｔ２）×３６０となる。
図５に、レゾルバ１００内部で発生する信号の波形をグラフで示す。図５は、図３及び図４と異なり、ロータ３０が回転している状態である。つまり、θがｔの関数となるので、θ＝αｔという式で表される。よって、励磁信号Ｗ１と出力信号Ｗ２の位相差は時間と共に変化していく。
出力信号Ｗ２のα＞０であれば、図５に示すように出力信号Ｗ２は励磁信号Ｗ１に比べて波長が短くなる。この場合でも、同様にして角度θを求めることが可能である。
角度θの算出は、図５に示すように、出力信号Ｗ２の１波長分の時間Ｔ３と励磁信号Ｗ１の１波長分の時間Ｔ２、及び時間Ｔ２から時間Ｔ３を引いた時間Ｔ１によって求めることができる。すなわちθ０＝（Ｔ１／Ｔ２）×３６０となる。
しかし、時間Ｔ２は一定であるので、時間Ｔ１は時間Ｔ２から時間Ｔ３の時間を差し引いた値に等しい。つまり、第１矩形波Ｒ１の前回の立ち上がり時間から第２矩形波Ｒ２の立ち上がりまでの時間で求められる時間Ｔ３を計測することで角度θ０を算出できる。
θ０＝（（Ｔ２―Ｔ３）／Ｔ２）×３６０という数式で角度θ０を求めることが可能である。
すなわち、時間Ｔ３を計測時終えた瞬間にθ０を求めることができ、時刻ｔ０におけるθ０を検出することができる。
θ０＝（（Ｔ２―Ｔ３）／Ｔ２）×３６０という数式で角度θ０を求めることが可能である。
すなわち、時間Ｔ３を計測時終えた瞬間にθ０を求めることができ、時刻ｔ０におけるθ０を検出することができる。
図６に、レゾルバ１００内部で発生する信号から求められる角度との対応をグラフで示す。
角度θは、図６に示されるように、出力信号Ｗ２のゼロクロス点において求めることが可能である。例えば、時刻ｔ４における角度θは、θ４＝（（Ｔ２−Ｔ７）／Ｔ２）×３６０として求めることが可能である。この他、角度θ１、θ２、θ３、θ５もそれぞれ計算することが可能である。
こうして、第２矩形波Ｒ２のゼロクロス点での角度θを求めることが可能となる。
角度θは、図６に示されるように、出力信号Ｗ２のゼロクロス点において求めることが可能である。例えば、時刻ｔ４における角度θは、θ４＝（（Ｔ２−Ｔ７）／Ｔ２）×３６０として求めることが可能である。この他、角度θ１、θ２、θ３、θ５もそれぞれ計算することが可能である。
こうして、第２矩形波Ｒ２のゼロクロス点での角度θを求めることが可能となる。
上述した処理は、図１に示す制御用コントローラ６０内で行われる。
図７に、制御用コントローラ６０の内部の処理について簡単に説明したフローを示す。図７では、図５についての制御用コントローラ６０内部での処理を示している。
Ｓ１では、第１矩形波Ｒ１の立ち上がりを検出したかどうかをチェックする。第１矩形波Ｒ１の立ち上がりを検出していれば（Ｓ１：Ｙｅｓ）、Ｓ２に移行する。立ち上がりを検出していなければ（Ｓ１：Ｎｏ）、Ｓ５に移行する。
Ｓ２では、基準クロックより立ち上がり時刻を取得する。図５の場合、制御用コントローラ６０内部の基準クロックと比較して第１矩形波Ｒ１の立ち上がりの時刻を調べる。そしてＳ３に移行する。
Ｓ３では、前回時刻と比較して時間Ｔ２を取得する。第１矩形波Ｒ１の立ち上がりの時刻は分かっているので、前回の時刻との差分から、時間Ｔ２を取得する。図５の場合は、開始時刻からの差分となる。そしてＳ４に移行する。
図７に、制御用コントローラ６０の内部の処理について簡単に説明したフローを示す。図７では、図５についての制御用コントローラ６０内部での処理を示している。
Ｓ１では、第１矩形波Ｒ１の立ち上がりを検出したかどうかをチェックする。第１矩形波Ｒ１の立ち上がりを検出していれば（Ｓ１：Ｙｅｓ）、Ｓ２に移行する。立ち上がりを検出していなければ（Ｓ１：Ｎｏ）、Ｓ５に移行する。
Ｓ２では、基準クロックより立ち上がり時刻を取得する。図５の場合、制御用コントローラ６０内部の基準クロックと比較して第１矩形波Ｒ１の立ち上がりの時刻を調べる。そしてＳ３に移行する。
Ｓ３では、前回時刻と比較して時間Ｔ２を取得する。第１矩形波Ｒ１の立ち上がりの時刻は分かっているので、前回の時刻との差分から、時間Ｔ２を取得する。図５の場合は、開始時刻からの差分となる。そしてＳ４に移行する。
Ｓ４では、時間Ｔ３を取得しているかについてチェックする。時間Ｔ３を取得していれば（Ｓ４：Ｙｅｓ）、Ｓ９に移行する。時間Ｔ３を取得していなければＳ５に移行する。
Ｓ５では、第２矩形波Ｒ２の立ち上がりを検出したかについてチェックする。第２矩形波Ｒ２の立ち上がりを検出していれば（Ｓ５：Ｙｅｓ）、Ｓ６に移行する。そうでなければ（Ｓ５：Ｎｏ）、Ｓ１に移行する。
Ｓ６では、基準クロックより立ち上がり時刻を取得する。図５の場合、制御用コントローラ６０内部の基準クロックと比較して第２矩形波Ｒ２の立ち上がりの時刻である時刻ｔ０を調べる。そしてＳ７に移行する。
Ｓ７では、前回時刻と比較してＴ３を取得する。第２矩形波Ｒ２の立ち上がり時刻ｔ０は分かっているので、前回の時刻との差分から、時間Ｔ３を取得する。図５の場合は、開始時刻からの差分となる。そしてＳ８に移行する。
Ｓ５では、第２矩形波Ｒ２の立ち上がりを検出したかについてチェックする。第２矩形波Ｒ２の立ち上がりを検出していれば（Ｓ５：Ｙｅｓ）、Ｓ６に移行する。そうでなければ（Ｓ５：Ｎｏ）、Ｓ１に移行する。
Ｓ６では、基準クロックより立ち上がり時刻を取得する。図５の場合、制御用コントローラ６０内部の基準クロックと比較して第２矩形波Ｒ２の立ち上がりの時刻である時刻ｔ０を調べる。そしてＳ７に移行する。
Ｓ７では、前回時刻と比較してＴ３を取得する。第２矩形波Ｒ２の立ち上がり時刻ｔ０は分かっているので、前回の時刻との差分から、時間Ｔ３を取得する。図５の場合は、開始時刻からの差分となる。そしてＳ８に移行する。
Ｓ８では、時間Ｔ２を取得しているかチェックする。時間Ｔ２を取得していれば（Ｓ８：Ｙｅｓ）、Ｓ９に移行する。時間Ｔ２を取得していなければ（Ｓ８：Ｎｏ）、Ｓ１に移行する。時間Ｔ２はＳ３を経ていれば取得していることになるが、図５に示すように出力信号Ｗ２は励磁信号Ｗ１よりも周波数が短いため、Ｓ１を通過した後、先にＳ７で時間Ｔ３を検出し、そしてＳ３で時間Ｔ２を検出することになる。
Ｓ９では、時間Ｔ２及び時間Ｔ３より角度を求める。角度θ０は、（（Ｔ２―Ｔ３）／Ｔ２）×３６０という数式で求められる。
このようなフローで制御用コントローラ６０での内部処理が行われ、角度情報を得ることができる。
Ｓ９では、時間Ｔ２及び時間Ｔ３より角度を求める。角度θ０は、（（Ｔ２―Ｔ３）／Ｔ２）×３６０という数式で求められる。
このようなフローで制御用コントローラ６０での内部処理が行われ、角度情報を得ることができる。
このように、図７に示されるようなフローによって、制御用コントローラ６０はレゾルバ１００から角度情報を得ることができるが、基本的には第２矩形波Ｒ２の立ち上がりのタイミングで角度情報を得ることになる。
しかし、制御上はそれ以外のタイミングでも角度情報を得たい場合がある。例えば、図６に示したような時刻ｔｘで角度検出要求があった場合、上述の方法では時刻ｔ２まで情報の出力を待つ必要がある。
ただし、前々回の角度情報と時刻情報を記憶していれば、これを用いて時刻ｔｘの角度情報を推定することができる。
すなわち、図６の時刻ｔｘに角度検出要求があった場合、時刻ｔ０の角度θ０と、時刻ｔ１の角度θ１とを用い、事前の変化率を用いて角度θｘを推定することが可能である。
つまり、θｘ＝θ１＋（θ１―θ０）×（（ｔｘ―ｔ１）／（ｔ１―ｔ０））という数式で計算される。
しかし、制御上はそれ以外のタイミングでも角度情報を得たい場合がある。例えば、図６に示したような時刻ｔｘで角度検出要求があった場合、上述の方法では時刻ｔ２まで情報の出力を待つ必要がある。
ただし、前々回の角度情報と時刻情報を記憶していれば、これを用いて時刻ｔｘの角度情報を推定することができる。
すなわち、図６の時刻ｔｘに角度検出要求があった場合、時刻ｔ０の角度θ０と、時刻ｔ１の角度θ１とを用い、事前の変化率を用いて角度θｘを推定することが可能である。
つまり、θｘ＝θ１＋（θ１―θ０）×（（ｔｘ―ｔ１）／（ｔ１―ｔ０））という数式で計算される。
第１実施形態は上述したような構成、作用を示し、以下に説明する効果を奏する。
第１の効果として、レゾルバ１００の角度情報の精度が向上する点が挙げられる。
すなわち、正弦波ａＳｉｎωｔと余弦波ａＣｏｓωｔとを励磁信号Ｗ１として発生させる励磁信号発生器１０と、励磁信号Ｗ１を受け取るロータ３０と、ロータ３０の出力信号Ｗ２を検知するロータリートランス４０とを有し、ロータ３０の角度情報を検出するレゾルバ１００において、ロータリートランス４０が検知した出力信号Ｗ２のゼロクロス点における角度情報を出力する制御用コントローラ６０を有するので、出力信号Ｗ２のゼロクロス点における瞬間の角度情報を出力することで、励磁信号Ｗ１のゼロクロス点における瞬間の角度情報のように、時間的なズレが生じず、精度を高くすることができる。
第１の効果として、レゾルバ１００の角度情報の精度が向上する点が挙げられる。
すなわち、正弦波ａＳｉｎωｔと余弦波ａＣｏｓωｔとを励磁信号Ｗ１として発生させる励磁信号発生器１０と、励磁信号Ｗ１を受け取るロータ３０と、ロータ３０の出力信号Ｗ２を検知するロータリートランス４０とを有し、ロータ３０の角度情報を検出するレゾルバ１００において、ロータリートランス４０が検知した出力信号Ｗ２のゼロクロス点における角度情報を出力する制御用コントローラ６０を有するので、出力信号Ｗ２のゼロクロス点における瞬間の角度情報を出力することで、励磁信号Ｗ１のゼロクロス点における瞬間の角度情報のように、時間的なズレが生じず、精度を高くすることができる。
課題で記載したように従来のレゾルバを位相差検出方式で角度検出する場合には、処理系等の要請から決まったタイミングで角度θを得るために、励磁信号Ｗ１のゼロクロス点でロータ３０の角度を出力していた。
しかし、励磁信号Ｗ１のゼロクロス点と、出力信号Ｗ２のゼロクロス点とが異なるので、励磁信号Ｗ１のゼロクロス点でロータ３０の角度θを得た場合、ロータ３０が高速回転していると、その時点ではロータ３０は進角しており、正確な角度情報をレゾルバ１００から出力できなかった。
また、ロータ３０の回転速度が変化するため、正確にその角度情報を補正することも困難であった。
そこで、出力信号Ｗ２のゼロクロス点でロータ３０の角度情報を得るようすることで、リアルタイムに角度情報をレゾルバ１００から得ることができるようになった。
しかし、励磁信号Ｗ１のゼロクロス点と、出力信号Ｗ２のゼロクロス点とが異なるので、励磁信号Ｗ１のゼロクロス点でロータ３０の角度θを得た場合、ロータ３０が高速回転していると、その時点ではロータ３０は進角しており、正確な角度情報をレゾルバ１００から出力できなかった。
また、ロータ３０の回転速度が変化するため、正確にその角度情報を補正することも困難であった。
そこで、出力信号Ｗ２のゼロクロス点でロータ３０の角度情報を得るようすることで、リアルタイムに角度情報をレゾルバ１００から得ることができるようになった。
また、ロータ３０の回転方向を、出力信号Ｗ２の位相が、励磁信号Ｗ１の位相に対して進み側とすることで、レゾルバ１００を車両駆動用モータの検出に使用する場合には、車両前進時のゼロクロス点のインターバルを停止時のゼロクロス点のインターバルと比較して短くすることができる。
つまり、上述した図５及び図６に示されるように、励磁信号Ｗ１に比べて出力信号Ｗ２の周期は短くすることができる。これは、レゾルバ１００のロータ３０の回転による効果である。
図８に、レゾルバ１００内部で発生する、ロータ３０反転時のグラフを示す。
ロータ３０反転時、すなわち車両がバックする際にモータ軸１５が反転する状態では、α＜０となり、励磁信号Ｗ１に比べて出力信号Ｗ２の波長は長くなっている。
つまり、上述した図５及び図６に示されるように、励磁信号Ｗ１に比べて出力信号Ｗ２の周期は短くすることができる。これは、レゾルバ１００のロータ３０の回転による効果である。
図８に、レゾルバ１００内部で発生する、ロータ３０反転時のグラフを示す。
ロータ３０反転時、すなわち車両がバックする際にモータ軸１５が反転する状態では、α＜０となり、励磁信号Ｗ１に比べて出力信号Ｗ２の波長は長くなっている。
前述したように、図５及び図６に示すように、ロータ３０の正転時には励磁信号Ｗ１に比較して出力信号Ｗ２の波長は短くなる。
例えば励磁信号Ｗ１の周波数を１０ｋＨｚとすると、出力信号Ｗ２の周期は１００μｓ以下となる。
すなわち、車両前進時にはモータ軸１５が高速回転することで出力信号Ｗ２の周期は励磁信号Ｗ１よりも短くなり、得られる角度情報も多く、より正確な情報が得られる。
一方、車両後退時にはモータ軸１５が逆転することで出力信号Ｗ２の周期は励磁信号Ｗ１よりも長くなる。しかしながら、一般的に車両を高速でバックさせることは少ない。よって、出力信号Ｗ２の周期の冗長化は殆ど問題とならない。また、前進の頻度に比べて後退の頻度は少なく、よりシビアな制御を必要とするのは前進時である。よって、図７に示すようなＳ２の周期が長くなり、モータ軸１５の角度検出精度が悪化するとしても殆ど問題とはならない。
例えば励磁信号Ｗ１の周波数を１０ｋＨｚとすると、出力信号Ｗ２の周期は１００μｓ以下となる。
すなわち、車両前進時にはモータ軸１５が高速回転することで出力信号Ｗ２の周期は励磁信号Ｗ１よりも短くなり、得られる角度情報も多く、より正確な情報が得られる。
一方、車両後退時にはモータ軸１５が逆転することで出力信号Ｗ２の周期は励磁信号Ｗ１よりも長くなる。しかしながら、一般的に車両を高速でバックさせることは少ない。よって、出力信号Ｗ２の周期の冗長化は殆ど問題とならない。また、前進の頻度に比べて後退の頻度は少なく、よりシビアな制御を必要とするのは前進時である。よって、図７に示すようなＳ２の周期が長くなり、モータ軸１５の角度検出精度が悪化するとしても殆ど問題とはならない。
また、第２の効果として、レゾルバ１００のコストダウンを図ることが可能である。
レゾルバ／デジタルコンバータとして、制御用コントローラ６０のフリーランニングカウンタ機能と、インプットキャプチャ機能とを使用するので、専用のレゾルバ／デジタルコンバータを使用せずに、汎用のＣＰＵを代用することが可能である。
汎用のＣＰＵは価格低下が進んでおり、またレゾルバ１００を車両に搭載する場合には車両制御用のＣＰＵを使用するなどの運用も考えられるため、レゾルバ１００を低コストで提供することが可能となる。
特許文献１に示される振幅変化方式を用いた場合、前述したように高速Ａ／Ｄ変換器が必要となったり、フーリエ変換演算が必要となったりするなど、ハード面、ソフト面両方での負担が大きく、トータルコストも高い。一方、第１実施形態によれば、図１に示す通りに、第１コンパレータ５１及び第２コンパレータ５２を用意するだけで良いため、大幅にコストダウンを図ることが可能である。
レゾルバ／デジタルコンバータとして、制御用コントローラ６０のフリーランニングカウンタ機能と、インプットキャプチャ機能とを使用するので、専用のレゾルバ／デジタルコンバータを使用せずに、汎用のＣＰＵを代用することが可能である。
汎用のＣＰＵは価格低下が進んでおり、またレゾルバ１００を車両に搭載する場合には車両制御用のＣＰＵを使用するなどの運用も考えられるため、レゾルバ１００を低コストで提供することが可能となる。
特許文献１に示される振幅変化方式を用いた場合、前述したように高速Ａ／Ｄ変換器が必要となったり、フーリエ変換演算が必要となったりするなど、ハード面、ソフト面両方での負担が大きく、トータルコストも高い。一方、第１実施形態によれば、図１に示す通りに、第１コンパレータ５１及び第２コンパレータ５２を用意するだけで良いため、大幅にコストダウンを図ることが可能である。
また、第３の効果として、励磁信号発生器１０が、制御用コントローラ６０の基準クロックに同期させて、正弦波ａＳｉｎωｔと余弦波ａＣｏｓωｔとを発生させるので、出力信号Ｗ２のゼロクロス点の時間を制御用コントローラ６０が精度良く検出することができる。
例えば、制御用コントローラ６０の基準クロックが温度ドリフトによりズレが生じた場合でも、レゾルバ／デジタルコンバータとして同じＣＰＵ内の基準クロックを用いてカウントすることになるので、内部温度の上昇の影響をキャンセルすることができる。よって精度良くレゾルバ１００の角度情報を検出することが可能になる。
例えば、制御用コントローラ６０の基準クロックが温度ドリフトによりズレが生じた場合でも、レゾルバ／デジタルコンバータとして同じＣＰＵ内の基準クロックを用いてカウントすることになるので、内部温度の上昇の影響をキャンセルすることができる。よって精度良くレゾルバ１００の角度情報を検出することが可能になる。
また、第４の効果として、ゼロクロス点と次のゼロクロス点との間の時間である時刻ｔｘに角度情報を要求された場合、要求時刻における角度情報を、直前のロータ３０の角度変化に基づいて推定計算するので、制御側から要求があったときには、その瞬間のモータ軸１５の角度情報をすぐに提供することができる。
このとき、直前の角度変化に基づいて、その瞬間における角度を推定しているので、角度の検出精度も高いレベルを維持することができる。
車両にレゾルバを搭載する場合には、車両をきめ細かく制御するために高速で回転する車両駆動用のモータの角度を任意の時間に得たいというニーズは高い。
このとき、直前の角度変化に基づいて、その瞬間における角度を推定しているので、角度の検出精度も高いレベルを維持することができる。
車両にレゾルバを搭載する場合には、車両をきめ細かく制御するために高速で回転する車両駆動用のモータの角度を任意の時間に得たいというニーズは高い。
角度θｘを、θｘ＝θ１＋（θ１―θ０）×（（ｔｘ―ｔ１）／（ｔ１―ｔ０）という計算式で求める場合、直前の角度変化に基づいて推測しているので、その誤差が問題となる。
しかし、例えば検出インターバルである時間Ｔ２が１００μｓで、１Ｘのレゾルバ１００の場合、１００００ｒｐｍ／ｓの角加速度で加速しているとして、上記計算方法での角度θｘの最大誤差０．０００６度程度である。
車両制御において、この程度の推定誤差は殆ど問題とならない。
よって、任意の角度情報要求の時刻ｔｘに角度情報を得られることにはメリットがある。
しかし、例えば検出インターバルである時間Ｔ２が１００μｓで、１Ｘのレゾルバ１００の場合、１００００ｒｐｍ／ｓの角加速度で加速しているとして、上記計算方法での角度θｘの最大誤差０．０００６度程度である。
車両制御において、この程度の推定誤差は殆ど問題とならない。
よって、任意の角度情報要求の時刻ｔｘに角度情報を得られることにはメリットがある。
また、第５の効果として、ロータ３０の出力信号Ｗ２と励磁信号Ｗ１との位相差である時間Ｔ１と、励磁信号Ｗ１の波長長さである時間Ｔ２との比に基づいて、角度情報を算出するので、レゾルバ１００が高温になって、励磁信号Ｗ１の位相に変化が生じても、同時に出力信号Ｗ２の位相も同様の変化をするため、比率は変化することがない。このため、レゾルバ１００の温度変化による励磁信号Ｗ１の位相の変化をキャンセルして、角度の検出精度を向上させることができる。
［第２実施形態］
次に、第２実施形態の構成について説明を行う。
図９は、第２実施形態のレゾルバ１００の概念図を示す。
第２実施形態のレゾルバ１００は、第１実施形態のレゾルバ１００の構成と同じである。ただし、第１励磁信号発生器１１及び第２励磁信号発生器１２において、制御用コントローラ６０の基準クロックを用いている。
このように、第１励磁信号発生器１１及び第２励磁信号発生器１２に制御用コントローラ６０の基準クロックを用いて、正弦波ａＳｉｎωｔ及び余弦波ａＣｏｓωｔを生成させれば、正弦波ａＳｉｎωｔ及び余弦波ａＣｏｓωｔは制御用コントローラ６０の基準クロックと同期して生成させることができる。
次に、第２実施形態の構成について説明を行う。
図９は、第２実施形態のレゾルバ１００の概念図を示す。
第２実施形態のレゾルバ１００は、第１実施形態のレゾルバ１００の構成と同じである。ただし、第１励磁信号発生器１１及び第２励磁信号発生器１２において、制御用コントローラ６０の基準クロックを用いている。
このように、第１励磁信号発生器１１及び第２励磁信号発生器１２に制御用コントローラ６０の基準クロックを用いて、正弦波ａＳｉｎωｔ及び余弦波ａＣｏｓωｔを生成させれば、正弦波ａＳｉｎωｔ及び余弦波ａＣｏｓωｔは制御用コントローラ６０の基準クロックと同期して生成させることができる。
正弦波ａＳｉｎωｔ及び余弦波ａＣｏｓωｔが、制御用コントローラ６０の基準クロックと同期していれば、励磁信号Ｗ１から得られる第１矩形波Ｒ１の立ち上がりタイミングをいちいち検出する必要はない。時間Ｔ２は、制御用コントローラ６０の基準クロックの倍数となるので、計測することなく制御用コントローラ６０が把握することができる。
図１０に、制御用コントローラ６０の内部の処理について簡単に説明したフローを示す。図１０では、図５についての制御用コントローラ６０内部での処理を示している。
Ｓ１１では、第２矩形波Ｒ２の立ち上がりを検出する。第２矩形波Ｒ２の立ち上がりを検出すれば（Ｓ１１：Ｙｅｓ）、Ｓ１２に移行する。検出しなければ（Ｓ１１：Ｎｏ）、第２矩形波Ｒ２の立ち上がりを検出するまで待機する。
Ｓ１２では、基準クロックより立ち上がり時刻を取得する。そしてＳ１３に移行する。
Ｓ１３では、前回時刻と比較し時間Ｔ３を取得する。そしてＳ１４に移行する。
Ｓ１４では、時間Ｔ２及び時間Ｔ３より角度を求める。θ０は、（（Ｔ２―Ｔ３）／Ｔ２）×３６０で求められる。
このようにして、モータ軸１５の角度情報を得ることができる。
第２実施形態の図１０は、時間Ｔ２を計測する必要がないため、第１実施形態の図７のＳ１乃至Ｓ４とＳ８を必要としない。したがって図７のＳ１乃至Ｓ４とＳ８を省いたものが図１０であり、動作もほぼ同じである。
Ｓ１１では、第２矩形波Ｒ２の立ち上がりを検出する。第２矩形波Ｒ２の立ち上がりを検出すれば（Ｓ１１：Ｙｅｓ）、Ｓ１２に移行する。検出しなければ（Ｓ１１：Ｎｏ）、第２矩形波Ｒ２の立ち上がりを検出するまで待機する。
Ｓ１２では、基準クロックより立ち上がり時刻を取得する。そしてＳ１３に移行する。
Ｓ１３では、前回時刻と比較し時間Ｔ３を取得する。そしてＳ１４に移行する。
Ｓ１４では、時間Ｔ２及び時間Ｔ３より角度を求める。θ０は、（（Ｔ２―Ｔ３）／Ｔ２）×３６０で求められる。
このようにして、モータ軸１５の角度情報を得ることができる。
第２実施形態の図１０は、時間Ｔ２を計測する必要がないため、第１実施形態の図７のＳ１乃至Ｓ４とＳ８を必要としない。したがって図７のＳ１乃至Ｓ４とＳ８を省いたものが図１０であり、動作もほぼ同じである。
第２実施形態は、上記構成及び作用によって、以下に説明するような効果を得ることができる。
レゾルバ１００の励磁信号発生器１０が、制御用コントローラ６０の基準クロックに同期させて、正弦波ａＳｉｎωｔと余弦波ａＣｏｓωｔとを発生させるので、出力信号Ｗ２のゼロクロス点の時間を制御用コントローラ６０が精度良く検出することができる。
例えば、制御用コントローラ６０の基準クロックが温度ドリフトによりズレが生じた場合でも、レゾルバ／デジタルコンバータとして同じ制御用コントローラ６０内の基準クロックを用いてカウントすることになる。よって、同じ基準クロックを用いて角度θを求めるので、温度ドリフトの影響をキャンセルすることができ、精度良く角度情報を検出することが可能になる。
レゾルバ１００の励磁信号発生器１０が、制御用コントローラ６０の基準クロックに同期させて、正弦波ａＳｉｎωｔと余弦波ａＣｏｓωｔとを発生させるので、出力信号Ｗ２のゼロクロス点の時間を制御用コントローラ６０が精度良く検出することができる。
例えば、制御用コントローラ６０の基準クロックが温度ドリフトによりズレが生じた場合でも、レゾルバ／デジタルコンバータとして同じ制御用コントローラ６０内の基準クロックを用いてカウントすることになる。よって、同じ基準クロックを用いて角度θを求めるので、温度ドリフトの影響をキャンセルすることができ、精度良く角度情報を検出することが可能になる。
また、第２実施形態のレゾルバ１００では、時間Ｔ２を計測する必要がない。よって、制御用コントローラ６０の負荷を、第１実施形態に比べて軽くすることができる。
従来のレゾルバ１００であればレゾルバ／デジタルコンバータを別途用意していたので、制御用コントローラ６０が計算を行う必要はなかった。しかし、第１実施形態及び第２実施形態では、制御用コントローラ６０を用いて角度情報を得ているために、ある程度は制御用コントローラ６０に計算負荷がかかる。このような負荷は軽いことが望ましい。
時間Ｔ２を検出しないことで、図７と図１０を比較すると分かるように、ステップ数は半分程度に短縮され、制御用コントローラ６０に求められる計算負荷も軽減される。したがって、制御用コントローラ６０のスペックを高くしてコストアップを招くような事態にならず、従来の位相差方式のレゾルバのように、専用のレゾルバ／デジタルコンバータも必要としないので、コストダウンを図ることができる。
従来のレゾルバ１００であればレゾルバ／デジタルコンバータを別途用意していたので、制御用コントローラ６０が計算を行う必要はなかった。しかし、第１実施形態及び第２実施形態では、制御用コントローラ６０を用いて角度情報を得ているために、ある程度は制御用コントローラ６０に計算負荷がかかる。このような負荷は軽いことが望ましい。
時間Ｔ２を検出しないことで、図７と図１０を比較すると分かるように、ステップ数は半分程度に短縮され、制御用コントローラ６０に求められる計算負荷も軽減される。したがって、制御用コントローラ６０のスペックを高くしてコストアップを招くような事態にならず、従来の位相差方式のレゾルバのように、専用のレゾルバ／デジタルコンバータも必要としないので、コストダウンを図ることができる。
以上において、実施形態に即して説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で、適宜変更して適用できることは言うまでもない。
例えば、第１実施形態に示したレゾルバ１００の構成図では、ロータ３０やロータリートランス４０をプリント基板に生成したパターンとして記載しているが、特にこれに制限されず、別の方式を用いることを妨げない。
また、２つの実施形態において、それぞれ制御用コントローラ６０を用いて計算するとしているが、制御用コントローラ６０の負荷を下げるために、別途安価な市販のＣＰＵを用いることを妨げない。
例えば、第１実施形態に示したレゾルバ１００の構成図では、ロータ３０やロータリートランス４０をプリント基板に生成したパターンとして記載しているが、特にこれに制限されず、別の方式を用いることを妨げない。
また、２つの実施形態において、それぞれ制御用コントローラ６０を用いて計算するとしているが、制御用コントローラ６０の負荷を下げるために、別途安価な市販のＣＰＵを用いることを妨げない。
１０ 励磁信号発生器
１１ 第１励磁信号発生器
１２ 第２励磁信号発生器
１５ モータ軸
１６ モータ
２０ 励磁コイル
２１ 第１励磁コイル
２２ 第２励磁コイル
３０ ロータ
４０ ロータリートランス
５１ 第１コンパレータ
５２ 第２コンパレータ
６０ 制御用コントローラ
１００ レゾルバ
１１ 第１励磁信号発生器
１２ 第２励磁信号発生器
１５ モータ軸
１６ モータ
２０ 励磁コイル
２１ 第１励磁コイル
２２ 第２励磁コイル
３０ ロータ
４０ ロータリートランス
５１ 第１コンパレータ
５２ 第２コンパレータ
６０ 制御用コントローラ
１００ レゾルバ
Claims (5)
- 正弦波と余弦波とを励磁信号として発生させる励磁信号発生器と、前記励磁信号を受け取るロータと、前記ロータの出力信号を検知する検知回路とを有し、前記ロータの角度情報を検出するレゾルバにおいて、
前記検知回路が検知した前記出力信号のゼロクロス点における前記角度情報を出力するレゾルバ／デジタルコンバータを有すること、
車両前進時の前記ロータの回転方向を、前記ロータの出力信号位相が、前記励磁信号の位相に対して進み側にすることにより、車両前進時のゼロクロス点のインターバルが車両停止時及び車両後退時のゼロクロス点のインターバルと比較して短いこと、
を特徴とするレゾルバ。 - 請求項１に記載するレゾルバにおいて、
前記ゼロクロス点と次のゼロクロス点との間に前記角度情報を要求された場合、
要求時刻における前記角度情報を、直前の前記ロータの角度変化に基づいて推定計算することを特徴とするレゾルバ。 - 請求項１又は請求項２に記載するレゾルバにおいて、
前記レゾルバ／デジタルコンバータとして、ＣＰＵのフリーランニングカウンタ機能と、インプットキャプチャ機能とを使用することを特徴とするレゾルバ。 - 請求項３に記載するレゾルバにおいて、
前記励磁信号発生器が、ＣＰＵの基準クロックに同期させて、前記正弦波と前記余弦波とを発生させることを特徴とするレゾルバ。 - 請求項１に記載するレゾルバにおいて、
前記ロータの出力信号と前記励磁信号との位相差と、前記励磁信号の周期との比に基づいて、前記角度情報を算出することを特徴とするレゾルバ。
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