JP2006343318A - 回転位置検出装置およびそれを備える回転電機駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低廉な装置構成で、モータの高回転領域まで精度良く回転位置を検出可能な回転位置検出装置を提供する。
【解決手段】角度演算部５４は、レゾルバの出力信号ＳＩＮ，ＣＯＳがデジタル変換された信号Ａｓｉｎφｓ（ｎ），Ａｃｏｓφｓ（ｎ）から回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）を演算する。サーボロジック部６０は、回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）と前回のサンプリングタイミングの回転角度θｓ（ｎ−１）とに基づいて、サンプリングタイミングｔｓ（ｎ）における角速度ωｓ（ｎ）を演算する。そして、サーボロジック部６０は、角速度ωｓ（ｎ）に基づいて回転角度θｓ（ｎ）を導出する。補間ロジック部７０は、導出された回転角度θｓ（ｎ）を補間する補間処理と、サーボロジック部６０で生じた回転角度の実測値に対する角度遅延を補正するための遅れ補正処理とを施し、所望のタイミングにおける回転角度θとして出力する。
【選択図】図４

Description

この発明は、回転位置検出装置およびそれを備える回転電機駆動装置に関し、特に、廉価な装置構成で、回転電機の高回転領域まで回転位置を検出可能な回転位置検出装置およびそれを備える回転電機駆動装置に関する。

モータを駆動するモータ駆動装置においては、回転磁界によりモータの回転子を連続して回転するために回転子の位置を検出することが行なわれている。そして、この回転子の位置検出は、回転軸に取り付けられたレゾルバにより行なわれる（たとえば特許文献１〜４参照）。

図１８は、従来の回転位置検出装置の概略ブロック図である。
図１８を参照して、レゾルバ３０２は、モータＭの回転する回転子の位置を検出し、回転子の各位置に対応する信号をアナログ信号ＳＩＮ，ＣＯＳとしてＲ／Ｄコンバータ３０６へ出力する。Ｒ／Ｄコンバータ３０６は、レゾルバ３０２からのアナログ信号ＳＩＮ，ＣＯＳをデジタル信号に変換してマイクロコンピュータのＣＰＵ（Central Processing Unit）へ出力する。ＣＰＵは、その変換したデジタル信号に基づいて、回転磁界を生成するための交流電流を回転子の外周部に設けられたステータコイルに流す駆動電流を生成してインバータ（図示せず）へ出力する。インバータは、ＣＰＵからの駆動信号に基づいて、ステータコイルの各相に所定のタイミングで所定の交流電流を流す。これにより、ステータコイルは、回転磁界を生成し、回転子は、ステータコイルからの回転磁界により回転する。

ここで、Ｒ／Ｄコンバータ３０６においては、信号ＳＩＮ，ＣＯＳに含まれるノイズ成分を除去するためのＣＲフィルタ回路などを含む複雑な回路構成を有する専用ＩＣで構成される。そのため、Ｒ／Ｄコンバータ３０６は高価なものとなってしまい、モータ駆動装置全体のコストを増加させる要因となっている。

そこで、最近では、高価なＲ／Ｄコンバータを備えずに、マイクロコンピュータ内部に、Ｒ／Ｄコンバータの機能を備えるレゾルバインターフェイスとＣＰＵとを一体化させて構成した回転位置検出装置が検討されている。

たとえば特許文献３は、レゾルバから出力されるレゾルバ信号をデジタル変換するレゾルバインターフェイスと、デジタル変換後の回転角度信号を演算処理する中央演算処理部とを備え、これらを内部バスで直接接続したレゾルバ信号の演算処理装置を開示する。

また、特許文献４は、電動機を制御する電動機制御装置に内包され、レゾルバの出力する信号ＳＩＮ，ＣＯＳから振幅比信号ＴＡＮ，ＣＯＴを算出し、これらの信号を基に、ロータの回転角度を検出する位置検出装置を開示する。

これらの回転位置検出装置によれば、Ｒ／Ｄコンバータを用いないことから、装置全体のコストダウンを図ることができる。さらに、特許文献３によれば、レゾルバインターフェイスと中央演算処理部とが直接的に接続されるため、演算処理速度や耐ノイズ性に優れたレゾルバ信号の演算処理装置が実現される。
特開２００１−８６７８６号公報 特開平７−７９５８９号公報 特開２００２−３５０１８０号公報 特開２００４−１２３８７号公報 特開平１１−１１８５２０号公報 特開２００５−２５７５６５号公報 特開平８−２３３８４０号公報 特開２００４−２３９７３７号公報

しかしながら、上記特許文献に記載の回転位置検出装置においては、信号ＳＩＮ，ＣＯＳに重畳されるノイズを除去して、検出精度を確保するために、信号ＳＩＮ，ＣＯＳをデジタル変換する際に多数のサンプリングデータが取得される。そのため、マイクロコンピュータでは、多数のサンプリングデータの演算処理に要する負荷が増大し、実際の回転角度と検出される回転角度との間の応答性に問題が生じていた。

ここで、マイクロコンピュータにおいては、モータ駆動装置の制御手段としての高い演算能力が求められており、モータの回転数が高くなるにつれて、要求される演算能力も高くなる。そのため、モータ回転数が相対的に高い高回転領域では、マイクロコンピュータの演算能力に余裕ができず、上述した回転角度検出のための演算処理を行なうことが困難となっていた。その結果、回転位置検出装置が実質的に適用される範囲は、マイクロコンピュータの演算能力に比較的余裕がある、モータ回転数が相対的に低い低回転領域に限定されたものとなっていた。

一方、モータ駆動装置においては、モータの小型化へのニーズの高まりから、モータの高回転化が求められている。かかる要求に応じて、回転位置検出装置においても、適用範囲を高回転領域にまで拡大させることが新たな課題とされる。

なお、この課題に対しては、より高い演算能力を有するマイクロコンピュータを制御手段として用いることが有効とされるが、装置全体が高価なものとなり、装置の低廉化を図るという本来の趣旨に反する。

それゆえ、この発明のある目的は、低廉な装置構成で、回転電機の高回転領域まで精度良く回転位置を検出可能な回転位置検出装置を提供することである。

また、この発明の別の目的は、低廉な装置構成で、高回転領域まで信頼度の高い回転電機の制御が可能な回転電機駆動装置を提供することである。

この発明によれば、回転位置検出装置は、回転電機に含まれる回転子の回転位置を検出する。回転位置検出装置は、回転子の回転角度に応じた信号を出力するレゾルバと、レゾルバからの出力信号に基づいて、回転子の回転角度を演算して出力する信号処理回路とを備える。信号処理回路は、レゾルバの出力信号を所定周期でサンプリングしてデジタル信号に変換するサンプリング部と、デジタル信号に基づいて、サンプリングタイミングにおける回転角度の瞬時値を演算する絶対角演算部と、演算された回転角度の瞬時値に基づいて、サンプリングタイミングにおける角速度を演算する角速度演算部と、演算された角速度を回転角度の時間的変化に変換し、回転角度の時間的変化に追従させてサンプリングタイミングにおける回転角度を演算する回転角度演算部とを含む。

上記の回転位置検出装置によれば、デジタル変換されたレゾルバの出力信号から演算された角速度に基づいて、回転角度の時間的変化に追従した回転角度が検出される。したがって、従来のＲ／Ｄコンバータを用いない回転位置検出装置に対して、演算処理を簡素化することができ、マイクロコンピュータの演算負荷を低減できる。この結果、低廉な装置構成で、回転電機の高回転領域においても回転位置を検出することができる。

好ましくは、回転角度演算部は、演算されたサンプリングタイミングにおける回転角度を角速度演算部に帰還させる。角速度演算部は、帰還されたサンプリングタイミングにおける回転角度と、回転角度の瞬時値とに基づいて、サンプリングタイミングにおける角速度を演算する。信号処理回路は、サンプリングタイミングにおける角速度を用いて、帰還により生じる角度遅延を補正してサンプリングタイミングにおける回転角度を演算する遅れ補正部をさらに含む。

上記の回転位置検出装置によれば、演算された角速度を用いて簡易に帰還による角度遅延を補正することができることから、マイクロコンピュータの演算負荷の増加を伴なうことなく、回転位置検出装置の応答性を高めることができる。

好ましくは、遅れ補正部は、帰還により生じる遅延時間を遅れ補正定数として予め格納し、遅れ補正定数とサンプリングタイミングにおける角速度とに基づいて算出した補正角度を、サンプリングタイミングにおける回転角度に加算する。

上記の回転位置検出装置によれば、さらに、演算された角速度と遅れ補正定数とを用いて算出した補正角により回転角度を補正することから、応答性を良くする手段としてのフィードバック回路におけるゲインの増加や微分項の導入などが不要となり、帰還回路の安定化を図ることができる。

好ましくは、信号処理回路は、サンプリングタイミングにおける角速度を用いて、隣り合うサンプリングタイミング間の所望のタイミングにおける回転角度を補間して出力する補間部をさらに含む。

上記の回転位置検出装置によれば、サンプリング部におけるサンプリングタイミングを増加させてマイクロコンピュータの演算負荷を増やすことなく、任意のタイミングで回転位置を検出することができる。

好ましくは、補間部は、角速度演算部で演算された角速度をサンプリングタイミングにおける角速度として用いて、所望のタイミングにおける回転角度を補間して出力する。

上記の回転位置検出装置によれば、さらに、角速度演算部で得られた角速度を用いて回転角度を補間することにより、マイクロコンピュータの演算負荷の増加を抑えることができ、装置のコストダウンを図ることができる。

好ましくは、回転角度演算部は、演算されたサンプリングタイミングにおける回転角度を角速度演算部に帰還させる。角速度演算部は、帰還されたサンプリングタイミングにおける回転角度と、回転角度の瞬時値とに基づいて、サンプリングタイミングにおける角速度を演算する。信号処理回路は、演算されたサンプリングタイミングにおける回転角度を角速度演算部に帰還させるときの帰還利得を、サンプリングタイミングにおける角速度に応じて変化させる帰還利得調整部をさらに含む。

上記の回転位置検出装置によれば、帰還利得を角速度に応じた可変値とすることにより、マイクロコンピュータの負荷の増加を伴なうことなく、回転角度のフィードバック制御における制御安定性と応答性との両立を図ることができる。

好ましくは、帰還利得調整部は、サンプリングタイミングにおける角速度が相対的に低いとき、帰還利得を相対的に高い値に設定する。

上記の回転位置検出装置によれば、回転角度の急変が生じ易い低回転域において、フィードバック制御の応答性を確保することができる。

好ましくは、レゾルバは、発振回路から入力された基準信号を回転子の回転角度に応じて振幅変調してその振幅変調信号を出力する。サンプリング部は、所定期間ごとに基準信号の周期を演算する基準周期演算部と、演算された基準信号の周期に基づいて所定周期を設定するサンプリングタイミング設定部とを含む。

上記の回転位置検出装置によれば、サンプリングタイミングを基準信号の周波数変化に追従して変化させることにより、常時、基準信号に同期したタイミングで振幅変調信号のサンプリングを行なうことが可能となる。この結果、マイコンの演算負荷を増加させることなく、回転位置の検出精度をより一層向上することができる。

この発明によれば、回転電機駆動装置は、電源と、電源から電力の供給を受けて回転電機を駆動する駆動回路と、上記の回転位置検出装置のいずれか１つを含み、検出された回転電機の回転子の回転位置に基づいて駆動回路を制御する制御装置とを備える。

この発明によれば、回転位置検出に要する演算負荷を低減できることから、回転電機駆動装置は、低廉な装置構成で、高回転領域に至るまで信頼度の高い回転電機の制御を行なうことができる。

この発明によれば、低廉な装置構成で、高回転領域に至るまで精度良く回転電機の回転子の回転位置を検出することができる。その結果、この発明による回転位置検出装置を搭載した回転電機駆動装置において、従来困難とされていた、装置のコストダウンと高回転領域に至るまでの信頼度の高い回転電機の制御との両立が実現される。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による回転位置検出装置が搭載されたモータ駆動装置の概略ブロック図である。

図１を参照して、モータ駆動装置は、直流電源Ｂと、電圧センサ１０と、インバータ１２と、電流センサ２０と、レゾルバ３０と、制御装置４０とを備える。

交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。また、交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえばエンジンを始動し得るようなモータである。

インバータ１２は、Ｕ相アーム１４と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１８とからなる。Ｕ相アーム１４、Ｖ相アーム１６およびＷ相アーム１８は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。

Ｕ相アーム１４は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２からなる。Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４からなる。Ｗ相アーム１８は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６からなる。また、各ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１〜Ｄ６がそれぞれ接続されている。

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通に接続されて構成される。Ｕ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６の中間点にそれぞれ接続されている。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオンなどの二次電池からなる。電圧センサ１０は、直流電源Ｂから出力される電圧Ｖｂを検出し、検出した電圧Ｖｂを制御装置４０へ出力する。

システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置４０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

インバータ１２は、直流電源Ｂから直流電圧が供給されると、制御装置４０からの信号ＰＷＭＩに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを発生するように駆動される。

また、インバータ１２は、モータ駆動装置が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置４０からの信号ＰＷＭＣに基づいて直流電圧に変換し、変換した直流電圧を直流電源Ｂへ供給する。

なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合との回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車速を減速（または加速を中止）させることを含む。

電流センサ２０は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置４０へ出力する。

レゾルバ３０は、交流モータＭ１の回転軸に取り付けられており、交流モータＭ１の回転子の回転角度θに応じた信号ＳＩＮ，ＣＯＳを制御装置４０へ出力する。より詳細には、レゾルバ３０は、交流モータＭ１の回転軸に取り付けられた回転体と、この回転体の周囲に配された励磁コイルおよび２つの２次コイルとを含む（図示せず）。そして、励磁コイルに制御装置４０からの基準信号ＲＥＦを受けると、レゾルバ３０は、２次コイルにそれぞれ誘起される振幅変調された信号ＳＩＮ，ＣＯＳを出力する。

制御装置４０は、外部に設けられたＥＣＵ（Electrical Control Unit）からトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮを受け、電圧センサ１０から電圧Ｖｍを受け、電流センサ２０からモータ電流ＭＣＲＴを受け、レゾルバ３０から信号ＳＩＮ，ＣＯＳを受ける。

制御装置４０は、レゾルバ３０からの信号ＳＩＮ，ＣＯＳに基づいて回転子の回転角度θを演算する。そして、制御装置４０は、その演算した回転角度θと、トルク指令値ＴＲおよびモータ電流ＭＣＲＴとを用いてインバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６を駆動するための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１２へ出力する。

さらに、制御装置４０は、モータ駆動装置が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、回転角度θとトルク指令値ＴＲおよびモータ電流ＭＣＲＴとに基づいて、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣを生成し、その生成した信号ＰＷＭＣをインバータ１２へ出力する。この場合、インバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６は、信号ＰＷＭＣによってスイッチング制御される。これにより、インバータ１２は、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換して直流電源Ｂへ供給する。

図２は、図１の制御装置４０の制御ブロック図である。
図２を参照して、制御装置４０は、発振回路４２と、信号処理回路４４と、インバータ制御回路４６とを含む。

発振回路４２は、所定の周波数の正弦波電圧である基準信号ＲＥＦを発生して、レゾルバ３０の励磁コイル（図示せず）へ出力する。レゾルバ３０の２つの２次コイル（ともに図示せず）にはそれぞれ、回転体との間の距離に応じた誘導電圧が発生する。このとき、第１の２次コイルには、正弦波状に振幅変調された信号ＳＩＮが誘起される。また、第２の２次コイルには、余弦波状に振幅変調された信号ＣＯＳが誘起される。そして、レゾルバ３０は、誘起された信号ＳＩＮおよびＣＯＳを制御装置４０の信号処理回路４４へ出力する。なお、以下において、信号ＳＩＮ，ＣＯＳを総じて、振幅変調信号とも称する。

信号処理回路４４は、振幅変調信号ＳＩＮ，ＣＯＳを受けると、後述する方法に従って、回転子の回転角度θを検出し、その検出した回転角度θをインバータ制御回路４６へ出力する。すなわち、図２において、レゾルバ３０と、発振回路４２と、信号処理回路４４とは、この発明に係る「回転位置検出装置」を構成する。

インバータ制御回路４６は、信号処理回路４４から回転角度θを受け、外部ＥＣＵからトルク指令値ＴＲを受け、電圧センサ１０から電圧Ｖｂを受け、電流センサ２０からモータ電流ＭＣＲＴを受ける。そして、インバータ制御回路４６は、回転角度θ、トルク指令値ＴＲおよびモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、交流モータＭ１の駆動時、インバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６をオン／オフするための信号ＰＷＭＩを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩをインバータ１２へ出力する。

また、インバータ制御回路４６は、モータ駆動装置が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、回転角度θ、トルク指令値ＴＲおよびモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号ＰＷＭＣを生成してインバータ１２へ出力する。

図３は、図２の制御装置４０に含まれるインバータ制御回路４６のブロック図である。
図２を参照して、インバータ制御回路４６は、モータ制御用相電圧演算部４６０と、インバータ用ＰＷＭ信号生成部４６２とを含む。

モータ制御用相電圧演算部４６０は、インバータ１２の入力電圧Ｖｂを電圧センサ１０から受け、交流モータＭ１の各相に流れるモータ電流ＭＣＲＴを電流センサ２０から受け、トルク指令値ＴＲを外部ＥＣＵから受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部は、これらの入力信号に基づいて、交流モータＭ１の各相のコイルに印加する電圧の操作量Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を出力する。

インバータ用ＰＷＭ信号生成部４６２は、入力された電圧の操作量Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、実際にインバータ１２の各ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６をオン／オフする信号ＰＷＭＩ，ＰＷＭＣを生成し、その生成した信号ＰＷＭＩ，ＰＷＭＣを各ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６へ出力する。

これにより、各ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６は、スイッチング制御され、交流モータＭ１が指令されたトルクを出力するように交流モータＭ１の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ電流ＭＣＲＴが制御され、トルク指令値ＴＲに応じたモータトルクが出力される。

図４は、図２の制御装置４０に含まれる信号処理回路４４の機能ブロック図である。なお、先述のように、信号処理回路４４は、図２のレゾルバ３０および発振回路４２と一体となって、この発明による「回転位置検出装置」を構成する。

図４を参照して、信号処理回路４４は、絶対角演算部５０と、サーボロジック部６０と、補間ロジック部と、タイマ８０とを含む。

ここで、レゾルバ３０の理想的な基準信号ＲＥＦと振幅変調信号（信号ＳＩＮ，ＣＯＳ）とは、それぞれ次式で表わされる。
ＲＥＦ＝Ｅ・ｓｉｎ（２πｆ・ｔ） ・・・（１）
ＳＩＮ＝Ａ・ｓｉｎθ・ｓｉｎ（２πｆ・ｔ） ・・・（２）
ＣＯＳ＝Ａ・ｃｏｓθ・ｓｉｎ（２πｆ・ｔ） ・・・（３）
ただし、Ｅ／Ａは、励磁コイルに対する２次コイルの変圧比、θは交流モータＭ１の回転子の回転角度、ｆは基準信号ＲＥＦの周波数である。

図５は、基準信号ＲＥＦ、レゾルバ３０から出力される振幅変調信号、および振幅変調信号から励磁成分を取り除いた検波後の振幅変調信号の出力波形である。詳細には、図５（Ａ）は、信号ＳＩＮと検波後の信号ＳＩＮとの出力波形を示し、図５（Ｂ）は、信号ＣＯＳと検波後の信号ＣＯＳの出力波形を示す。

図５（Ａ）および（Ｂ）から明らかなように、検波後の信号ＳＩＮ，ＣＯＳはそれぞれ、ＳＩＮ＝Ａ・ｓｉｎθ，ＣＯＳ＝Ａ・ｃｏｓθとなる。

また、信号ＳＩＮと信号ＣＯＳとの振幅比である正接関数（ｔａｎ）によれば、次式により、交流モータＭ１の回転子の回転角度θを導出することができる。
θ＝ｔａｎ^−１（ｓｉｎθ／ｃｏｓθ） ・・・（４）
そこで、この発明による回転位置検出装置は、信号処理回路４４がレゾルバ３０から出力された振幅変調信号を受けると、この式（４）に基づいて回転子の回転角度θを演算することを基本的な構成とする。これによれば、従来、Ｒ／Ｄコンバータで行なわれていた処理が簡素化されて、制御装置４０で一体的に行なうことが可能となる。

詳細には、図４を参照して、絶対角演算部５０は、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）コンバータ５２と、角度演算部５４とからなる。Ａ／Ｄコンバータ５２は、レゾルバ３０（図示せず）から振幅変調信号（信号ＳＩＮ，ＣＯＳ）を受け、タイマ８０からタイマ値ｔｓを受けると、信号ＳＩＮ，ＣＯＳを、基準信号ＲＥＦに同期した所定の周波数でサンプリングする。

例えば、図５（Ａ），（Ｂ）において、信号ＳＩＮおよび信号ＣＯＳは、基準信号ＲＥＦの１周期ごとにサンプリングされる。これにより、信号ＳＩＮ，ＣＯＳは、デジタル信号Ａｓｉｎφｓ（ｎ），Ａｃｏｓφｓ（ｎ）にそれぞれ変換される。ただし、Ａは信号ＳＩＮ，ＣＯＳの振幅、φｓ（ｎ）はサンプリングタイミングｔｓ（ｎ）における交流モータＭ１の回転子の回転角度の瞬時値を示す。

Ａ／Ｄコンバータ５２は、変換されたデジタル信号Ａｓｉｎφｓ（ｎ），Ａｃｏｓφｓ（ｎ）を角度演算部５４へ出力する。角度演算部５４は、デジタル信号Ａｓｉｎφｓ（ｎ），Ａｃｏｓφｓ（ｎ）を上記の式（４）に代入して、回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）を演算する。そして、角度演算部５４は、その演算した回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）をサーボロジック部６０へ出力する。

再び図４を参照して、サーボロジック部６０は、角速度演算部６２と、フィルタ部６４と、積分器６６と、メモリ演算部６８とを含む。

角速度演算部６２は、サンプリングタイミングごとに、角度演算部５４から回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）を受け、後述するメモリ演算部６８からサーボ制御された回転角度θｓ（ｎ）を受ける。そして、角速度演算部６２は、回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）と回転角度θｓ（ｎ）とに基づいて、式（５）に従ってサンプリングタイミングｔｓ（ｎ）における角速度ωｓ（ｎ）を演算する。
ωｓ（ｎ）＝｛φｓ（ｎ）−θｓ（ｎ−１）｝／Δｔｓ ・・・（５）
ただし、Δｔｓは、Ａ／Ｄコンバータ５２におけるサンプリング間隔（＝ｔｓ（ｎ）−ｔｓ（ｎ−１））である。

そして、演算された角速度ωｓ（ｎ）は、フィルタ部６４を通じて不要なノイズ成分が除去された後、積分器６６へ転送される。積分器６６は、角速度ωｓ（ｎ）が入力されると、これをサンプリング間隔Δｔｓの上で積分する。この積分によって、前回のサンプリングタイミングｔｓ（ｎ−１）における回転角度θｓ（ｎ−１）からの角度増加分Δθｓが求められる。積分器６６は、積分値をメモリ演算部６８へ出力する。

メモリ演算部６８は、積分器６６からの積分値に基づいてサンプリングタイミングｔｓ（ｎ）における回転角度θｓ（ｎ）を演算し、その演算した回転角度θｓ（ｎ）を内部の記憶領域に格納する。具体的には、メモリ演算部６８は、積分値である角度増加分Δθｓを、格納している前回のサンプリングタイミングｔｓ（ｎ−１）における回転角度θｓ（ｎ−１）に加算し、その加算結果（＝θｓ（ｎ−１）＋Δθｓ）を今回のサンプリングタイミングｔｓ（ｎ）における回転角度θｓ（ｎ）とする。そして、メモリ演算部６８は、記憶領域に格納されている回転角度θｓ（ｎ−１）からθｓ（ｎ）へ更新する。さらに、メモリ演算部６８は、回転角度θｓ（ｎ）を角速度演算部６２および補間ロジック部７０の加算器７６へ出力する。

以上のように、サーボロジック部６０は、検出された回転角度の瞬時値φｓからサンプリングタイミングｔｓごとの角速度ωｓを求め、この角速度ωｓに基づいて回転角度θｓを導出する。これによれば、回転角度θｓの時間的変化に精度良く追従した回転角度θｓを得ることができる。

これは、従来のＲ／Ｄコンバータと比較して、ノイズの発生を抑制できるという効果を奏する。すなわち、Ｒ／Ｄコンバータにおいては、回転角度θｓと回転角度の瞬時値φｓとの位相差の正弦波関数ｓｉｎ（θｓ−φｓ）が零となるようにフィードバック制御される。そのため、回転角度θｓが回転角度の瞬時値φｓに対して１８０度の位相差を有して固着することによって、フィードバックゲインが発散してノイズを発生させるという問題が生じていた。これに対して、サーボロジック部６０は、両者の位相差に比例したゲインでフィードバック制御が行なわれることから、ノイズの発生を抑えることが可能となる。

さらに、Ｒ／Ｄコンバータの機能を内包する従来の回転位置検出装置と比較して、演算処理が格段に簡素化されることから、マイクロコンピュータの演算負荷を最小限に抑えることができるという効果を奏する。

次に、サーボロジック部６０にて導出された回転角度θｓ（ｎ）は、図４に示すように、補間ロジック部７０へと転送される。補間ロジック部７０は、以下に述べるように、サンプリングタイミングｔｓ（ｎ）ごとに離散的に検出される回転角度θｓ（ｎ）を補間するための補間手段と、サーボロジック部６０で生じた回転角度θの実測値に対する検出値の出力タイミングのずれを補正するための遅れ補正手段とを備える。上記のサーボロジック部６０にこれらの手段が付加されることによって、この発明による回転位置検出装置は、高回転領域まで、任意のタイミングで、応答性良く回転角度θを検出することが可能となる。

最初に、この発明による回転角度θｓ（ｎ）を補間するための補間手段について説明する。

図６は、サーボロジック部６０から出力される回転角度θｓ（ｎ）の出力波形を示す図である。

図６を参照して、サーボロジック部６０から出力される回転角度θｓ（ｎ）は、サンプリングタイミングｔｓごとに存在する離散データであり、図中の直線ＬＮ２で示される階段状の出力波形を示す。そして、これらの離散データは、交流モータＭ１のモータ回転数に比例した傾きを有する直線ＬＮ１上に集約される。すなわち、レゾルバ３０で実際に検出される回転角度θは、この直線ＬＮ１に従った時間的変化を示すことが想定される。

ここで、隣り合うサンプリングタイミングｔｓ（ｎ），ｔｓ（ｎ＋１）間に位置するタイミングｔにおける回転角度θに着目すると、直線ＬＮ２から得られるタイミングｔの回転角度θと、直線ＬＮ１から得られるタイミングｔの回転角度θとの間には、矢印Ｅｒ１で示す角度差が存在することが分かる。これは、レゾルバ３０で実測される回転角度θに対して、サーボロジック部６０の出力する回転角度θに矢印Ｅｒ１で示す角度差分の誤差が生じることを意味する。そして、交流モータＭ１のモータ回転数が高くなるに従って、直線ＬＮ１の傾きが増加することから、この誤差がさらに増大すると判断される。

この誤差をなくす手段としては、Ａ／Ｄコンバータ５２のサンプリング周波数を高めることにより、サンプリングタイミングを増やすことが挙げられる。しかしながら、発振回路４２が発生し得る基準信号ＲＥＦの周波数および制御装置４０を構成するマイコンの処理負荷には限界があることから、サンプリング周波数を高めることは困難とされる。

そこで、この発明は、以下に示す方法に従って、サンプリングタイミングｔｓ（ｎ）ごとの回転角度θｓ（ｎ）を補間し、任意のタイミングｔで誤差のない回転角度θの取得を可能とする。

図７は、図４の補間ロジック部７０の有する補間手段を説明するための図である。
図７に示すように、タイミングｔにおける回転角度θは、サーボロジック部６０から出力される離散データ（直線ＬＮ２に相当）から想定される連続データ（直線ＬＮ１に相当）に基づいて導出される。

詳細には、サーボロジック部６０で演算される角速度ωｓ（ｎ）は、サンプリングタイミングｔｓ（ｎ）における直線ＬＮ１の傾きに相当することから、この角速度ωｓ（ｎ）と、サンプリングタイミングｔｓ（ｎ）からタイミングｔまでの経過時間ｔ−ｔｓ（ｎ）とに基づいて回転角度θｓ（ｎ）からの角度変化量ｄθ１を算出する。そして、式（６）に示すように、算出した角度変化量ｄθ１を回転角度θｓ（ｎ）に加算して回転角度θを得る。
θ＝θｓ（ｎ）＋ｄθ１
＝θｓ（ｎ）＋ωｓ（ｎ）・（ｔ−ｔｓ） ・・・（６）
以上に示す補間手段は、図４の信号処理回路４４において、補間ロジック部７０における補間値演算部７２および加算器７６と、タイマ８０とにより実現される。詳細には、タイマ８０は、常時動作状態にあり、タイミングｔにおいて回転角度θの取得が指示されると、直前のサンプリングタイミングｔｓ（ｎ）からの経過時間ｔ−ｔｓ（ｎ）を算出して補間値演算部７２へ出力する。補間値演算部７２は、フィルタ部６４から角速度ωｓ（ｎ）を受け、タイマ８０から経過時間ｔ−ｔｓ（ｎ）を受けると、上記の方法に従って角度変化量ｄθ１を算出して加算器７６へ出力する。加算器７６は、角度変化量ｄθ１とメモリ演算部６８から与えられた回転角度θｓ（ｎ）とを加算して回転角度θを算出し、図示しないインバータ制御回路４６へ出力する。

ここで、回転角度θにおいては、補間手段によって任意のタイミングでの角度検出が可能となるものの、サーボロジック部６０のフィードバック制御によって、実際の交流モータＭ１の回転角度に対して遅延が生じ、応答性に問題を有する。そこで、回転角度θｓ（ｎ）には、補間処理に加えて、出力タイミングの遅延を解消するための補正処理がさらに施される。

次に、この発明によるサーボロジック部６０の出力タイミングずれを補正するための遅れ補正手段について説明する。

図８は、サーボロジック部６０から出力される回転角度θの出力波形を示す図である。図８において、直線ＬＮ４は、回転角度θｓ（ｎ）の補間手段の実行後における回転角度θの出力波形を示す。一方、直線ＬＮ３は、実際の交流モータＭ１の回転角度θｉの出力波形を示す。

図８から明らかなように、直線ＬＮ４は、直線ＬＮ３に対して、略平行であって、かつ一定の時間Ｔａのずれを有する。すなわち、回転角度θは、実際の交流モータＭ１の回転角度θｉに追従して変化するものの、常に一定の時間Ｔａだけ遅れたタイミングで出力される。この出力タイミングの遅れは、あるタイミングｔにおいて回転角度θと回転角度θｉとを対比したときに、矢印Ｅｒ２で示す角度遅延となって現われる。すなわち、回転角度θは、回転角度θｉに対してこの角度遅延分の誤差を常に含むことになる。

そこで、この発明による遅れ補正手段は、図９に示すように、直線ＬＮ４全体を角度変化量ｄθ２だけシフトさせて直線ＬＮ５とする補正を行なう。これによれば、補正後の直線ＬＮ５と直線ＬＮ３とは略一致することから、回転角度θｉに対する回転角度θの誤差を零とすることができる。

なお、角度変化量ｄθ２については、サーボロジック部６０で演算される角速度ωｓ（ｎ）が、サンプリングタイミングｔｓ（ｎ）における直線ＬＮ４の傾きに相当することから、この角速度ωｓ（ｎ）と一定の時間Ｔａとを積算することによって算出することができる。

以上に述べた遅れ補正手段は、図４の信号処理回路４４において、補間ロジック部７０における補間値演算部７２、遅れ補正部７４および加算器７６により実現される。

詳細には、一定の時間Ｔａは、サーボロジック部６０に固有の値であり、遅れ補正部７４に遅れ補正定数Ｔａとして予め格納されている。遅れ補正部７４は、タイミングｔにおいて回転角度θの取得が指示されると、この遅れ補正定数Ｔａを補間値演算部７２へ出力する。補間値演算部７２は、フィルタ部６４から角速度ωｓ（ｎ）を受け、遅れ補正部７４から遅れ補正定数Ｔａを受けると、上記の方法に従って角度変化量ｄθ２を算出して加算器７６へ出力する。これにより、加算器７６は、上述した角度変化量ｄθ１に加えて、角度変化量ｄθ２を補間値演算部７２から受けることになる。加算器７６は、角度変化量ｄθ１，ｄθ２とメモリ演算部６８から与えられた回転角度θｓ（ｎ）とを加算して最終的な回転角度θを算出し、その算出した回転角度θを図示しないインバータ制御回路４６へ出力する。

このような構成とすることにより、インバータ制御回路４６には、実際の交流モータＭ１の回転角度θｉに高精度に追従した回転角度θが与えられる。その結果、この発明によるモータ駆動装置は、高回転領域に至るまで良好な制御性能で交流モータＭ１を駆動することができる。

ここで、補間手段および遅れ補正手段の他の態様としては、図４のサーボロジック部６０に補間ロジック部７０を付加せず、図１０に示すサーボロジック部６０Ａに変更する構成が挙げられる。

具体的には、サーボロジック部６０Ａは、回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）から演算した角速度ωｓ（ｎ）を、角加速度演算部６２０でさらに微分して角加速度αｓ（ｎ）を算出する。そして、算出した角加速度αｓ（ｎ）を積分器７８で２回積分した後に可変利得器７８０でゲインを高めてメモリ演算部６８へ出力する。これによれば、微分項の導入とフィードバックゲインの増加とによって、回転角度θの検出精度および応答性の確保が図られる。

しかしながら、サーボロジック部６０Ａにおいては、フィードバックゲインを高めたことによって、不要なノイズをも増幅させることとなり、フィードバック制御の安定性が損なわれるといった不具合が起こり得る。また、微分項を導入したことによって、マイコンの演算負荷を増加させることから、より処理能力の高い高価なマイコンが必要となり、コスト増加を招く結果となる。

これに対して、この発明によれば、補間ロジック部７０は、サーボロジック部６０から出力される角速度ωｓ（ｎ）を用いて回転角度θｓ（ｎ）を補間し、かつ遅れ補正を行なうことから、フィードバックゲインの増加が不要となり、サーボロジック部６０において安定したフィードバック制御を構築することができる。また、マイコンの演算負荷の増加が抑えられるため、低コスト化を図ることができる。

さらに、補間ロジック部７０の導入に関しては、図４に示す態様以外に、図１１に示す態様が挙げられる。詳細には、サーボロジック部６０Ｂは、演算した回転角度θｓ（ｎ）を、再び角速度演算部６２Ｂおよびフィルタ部６４Ｂを用いて角速度に変換し、その変換した角速度を補間ロジック部７０へ出力する。

これによれば、補間ロジック部７０がサーボロジック部６０Ｂから与えられる角速度に基づいて、回転角度θｓ（ｎ）の補間および遅れ補正を行なうことから、図４と同様に、良好な検出精度と応答性とが実現される。しかしながら、サーボロジック部６０Ｂには、回転角度θｓ（ｎ）から角速度を算出するための演算手段が新たに付加されることから、マイコンの演算負荷を極端に増加させてしまう。

これに対して、図４の態様によれば、サーボロジック部６０がフィードバック制御において得られた角速度ωｓ（ｎ）を補間ロジック部７０に直接的に与え、補間ロジック部７０がこの角速度ωｓ（ｎ）を用いて補間および遅れ補正を行なうことから、マイコンの演算負荷を増加させることなく、回転位置検出装置のさらなる低コスト化を図ることができる。

図１２は、この発明の実施の形態１による回転位置検出装置における回転角度検出動作を説明するためのフローチャートである。

図１２を参照して、一連の動作が開始されると、絶対角演算部５０のＡ／Ｄコンバータ５２は、サンプリングタイミングとして、所定の周波数の基準信号ＲＥＦに同期して常時動作するタイマ８０からタイマ値ｔｓを取得する（ステップＳ０１）。

次に、Ａ／Ｄコンバータ５２は、レゾルバ３０から振幅変調信号（信号ＳＩＮ，ＣＯＳ）を受けると、タイマ８０からのタイマ値ｔｓに同期したタイミングで、信号ＳＩＮ，ＣＯＳをサンプリングする（ステップＳ０２）。これにより、信号ＳＩＮ，ＣＯＳは、基準信号ＲＥＦに同期したタイミングでサンプリングされ、デジタル信号Ａｓｉｎφｓ（ｎ），Ａｃｏｓφｓ（ｎ）にそれぞれ変換される。Ａ／Ｄコンバータ５２は、変換されたデジタル信号Ａｓｉｎφｓ（ｎ），Ａｃｏｓφｓ（ｎ）を角度演算部５４へ出力する。

角度演算部５４は、デジタル信号Ａｓｉｎφｓ（ｎ），Ａｃｏｓφｓ（ｎ）を受けると、これらの信号に基づいて回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）を演算する（ステップＳ０３）。そして、その演算した回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）をサーボロジック部６０へ出力する。

サーボロジック部６０は、回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）を受けると、回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）と、前回のサンプリングタイミングｔｓ（ｎ−１）における回転角度θｓ（ｎ−１）および角速度ωｓ（ｎ−１）とに基づいて、今回のサンプリングタイミングｔｓ（ｎ）における回転角度θｓ（ｎ）および角速度ωｓ（ｎ）を演算する（ステップＳ０４）。サーボロジック部６０は、演算した回転角度θｓ（ｎ）および角速度ωｓ（ｎ）を、後段の補間ロジック部７０へ出力する。

補間ロジック部７０は、サンプリングタイミングｔｓ（ｎ）ごとの回転角度θｓ（ｎ）を受けると、上述した方法に従って、回転角度θｓ（ｎ）の補間および遅れ補正を行なう。具体的には、タイマ８０は、回転角度θの取得が指示されたタイミングｔにおける直前のサンプリングタイミングｔｓ（ｎ）からの経過時間ｔ−ｔｓ（ｎ）を求めて補間値演算部７２へ出力する（ステップＳ０５）。

補間値演算部７２は、角度変化量ｄθ１を算出して、加算器７６へ出力する。さらに、補間値演算部７２は、角度変化量ｄθ２を算出して加算器７６へ出力する。加算器７６は、補間値演算部７２から角度変化量ｄθ１，ｄθ２を受け、メモリ演算部６８から回転角度θｓ（ｎ）を受けると、これらを加算し、その加算結果をタイミングｔにおける回転角度θとしてインバータ制御回路４６へ出力する（ステップＳ０６）。

以上のように、この発明の実施の形態１によれば、高回転領域まで、高精度に交流モータの回転子の回転位置を検出することができる。また、回転角度の演算処理が簡素化されることから、マイクロコンピュータの演算負荷を低減でき、装置の低廉化を図ることができる。すなわち、この発明による回転位置検出装置は、低廉な装置構成で、高回転領域に至るまで交流モータの回転子の回転位置を精度良く検出することができる。

［実施の形態２］
先の実施の形態１では、Ａ／Ｄコンバータ５２は、所定の周波数の基準信号ＲＥＦに同期して動作するタイマ８０からのタイマ値ｔｓに従って振幅変調信号ＳＩＮ，ＣＯＳのサンプリングを行なう。

このとき、タイマ８０では、発振回路４２から入力される基準信号ＲＥＦの周期と同じとなるようにタイマ値ｔｓの周期が予め設定されている。これにより、Ａ／Ｄコンバータ５２は、基準信号ＲＥＦと同期したタイミングで信号ＳＩＮ，ＣＯＳをサンプリングしてデジタル信号Ａｓｉｎφｓ（ｎ），Ａｃｏｓφｓ（ｎ）にそれぞれ変換する。

ここで、Ａ／Ｄコンバータ５２のサンプリングタイミングｔｓの基準となる基準信号ＲＥＦは、発振回路４２にて生成される。そのため、発振回路４２自体の個体差や、環境温度の変化、構成部品の経年劣化などの影響を受けて、生成される基準信号ＲＥＦには、実際の周波数と予め規定された周波数との間に偏差が発生する場合がある。

一方、Ａ／Ｄコンバータ５２は、図５（Ａ），（Ｂ）で示した振幅変調信号ＳＩＮ，ＣＯＳの出力波形のピーク値をそれぞれサンプリングする必要がある。Ａ／Ｄコンバータ５２の分解能（ダイナミックレンジ）を最大限に発揮させるためである。

したがって、基準信号ＲＥＦに偏差が生じたことによって、Ａ／Ｄコンバータ５２のサンプリングタイミングｔｓと、振幅変調信号ＳＩＮ，ＣＯＳがピークとなるタイミングとの間に当該偏差に応じたずれが生じると、Ａ／Ｄコンバータ５２の分解能を最大限に発揮させることができないという問題が生じる。これは、後段のサーボロジック部における角速度演算の確度を低下させる要因となる。

また、分解能を補うためには、Ａ／Ｄコンバータ５２のサンプリング周波数を高め、サンプリングタイミングを増やすことが必要となるが、発振回路４２が発生し得る基準信号ＲＥＦの周波数および制御装置４０を構成するマイコンの処理負荷には限界があるため、サンプリング周波数を高めることは困難とされる。

そこで、本発明の実施の形態２は、以下に述べるように、基準信号ＲＥＦの周波数の変化に応じて、Ａ／Ｄコンバータ５２のサンプリングタイミングを調整する構成とする。本構成により、Ａ／Ｄコンバータ５２のサンプリング周期は、基準信号ＲＥＦの周期に応じた可変値となる。これによれば、振幅変調信号ＳＩＮ，ＣＯＳは、常に、基準信号ＲＥＦに同期したタイミングでサンプリングされることとなる。この結果、低廉な装置構成で、精度良く回転角度θを検出することが可能となる。

図１３は、この発明の実施の形態２による回転位置検出装置における信号処理回路のブロック図である。

なお、図１３の信号処理回路４４Ｃは、図４の信号処理回路４４に、リファレンス周期演算部８２およびサンプリングタイミング設定部８４を付加したものである。また、図４におけるサーボロジック部６０をサーボロジック部６０Ｃに置き換えたものである。よって、共通する部分についての詳細な説明は省略する。

図１３を参照して、リファレンス周期演算部８２およびサンプリングタイミング設定部８４は、タイマ８０と絶対角演算部５０のＡ／Ｄコンバータ５２との間に設けられる。

タイマ８０は、図示しない発振回路４２から基準信号ＲＥＦを受けると、正弦波状の基準信号ＲＥＦの出力波形をパルス状に整形する。そして、タイマ８０は、そのパルス状の基準信号ＲＥＦが立下るタイミングを捉え、その捉えた立下りタイミングをタイマ値ｔとしてリファレンス周期演算部８２へ出力する。

リファレンス周期演算部８２は、タイマ８０からのタイマ値ｔに基づいて基準信号ＲＥＦの周期（以下、リファレンス周期とも称する）Ｔｃ（ｎ）を演算する。

リファレンス周期Ｔｃ（ｎ）の演算においては、最も簡易な手法として、式（７）を用いて連続して入力された２個のタイマ値ｔ（たとえばｔｎ−１，ｔｎとする）の差を求めることが挙げられる。
Ｔｃ（ｎ）＝ｔｎ−ｔｎ−１ ・・・（７）
しかしながら、かかる手法では、発振回路４２から出力された基準信号ＲＥＦに重畳したノイズによって演算結果に誤差が生じる可能性がある。かかる誤差を除去するには、たとえば、リファレンス周期の移動平均を求め、これをリファレンス周期Ｔｃ（ｎ）に設定することが有効である。

詳細には、移動平均とは、周知のように、予め一定期間の間隔を定め、その間隔内における出力平均を連続して計算することにより、出力の趨勢的な動向を知ろうとするものである。そこで、式（８）に示すように、ｋ個（ｋは２以上の自然数）の周期を一定期間とし、その一定期間におけるｋ個のリファレンス周期の平均値を連続的に演算することにより、リファレンス周期Ｔｃ（ｎ）を求める構成とする。
Ｔｃ（ｎ）＝｛Ｔｃ（ｎ−ｋ−１）＋Ｔｃ（ｎ−ｋ−２）＋・・・＋Ｔｃ（ｎ）｝／ｋ ・・・（８）
なお、移動平均としては、式（８）の手法以外に、ｋ個のリファレンス周期の各々に所定の係数を掛け合わせて重み付けしたものの平均値を求める加重移動平均を適用しても良い。この場合、所定の係数は、最近のリファレンス周期に対するものほど大きくなるように設定される。

リファレンス周期演算部８２は、上述した手法によってリファレンス周期Ｔｃ（ｎ）を演算すると、その演算したリファレンス周期Ｔｃ（ｎ）をサンプリングタイミング設定部８４および角速度演算部６２Ｃへそれぞれ出力する。

サンプリングタイミング設定部８４は、リファレンス周期演算部８２からリファレンス周期Ｔｃ（ｎ）を受けると、これに基づいてＡ／Ｄコンバータ５２のサンプリングタイミングｔｓ（ｎ）を設定する。

図１４は、基準信号ＲＥＦとＡ／Ｄコンバータ５２のサンプリングタイミングとの関係を示す図である。

図１４を参照して、サンプリングタイミングｔｓ（ｎ）は、前回のサンプリングタイミングｔｓ（ｎ−１）に演算されたリファレンス周期Ｔｃ（ｎ）を加算することにより導出される。このときのリファレンス周期Ｔｃ（ｎ）は、上述したリファレンス周期演算部８２により、基準信号ＲＥＦの周波数変化に追従して変化する可変値となる。これにより、Ａ／Ｄコンバータ５２のサンプリングタイミングｔｓは、常に基準信号ＲＥＦに同期したタイミングに設定される。

再び図１３を参照して、サーボロジック部６０Ｃにおける角速度演算部６２Ｃは、サンプリングタイミングｔｓごとに、角度演算部５４から回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）を受け、メモリ演算部６８からサーボ制御された回転角度θｓ（ｎ）を受け、リファレンス周期演算部８２からリファレンス周期Ｔｃ（ｎ）を受ける。そして、角速度演算部６２は、回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）、回転角度θｓ（ｎ）およびリファレンス周期Ｔｃ（ｎ）に基づいて、式（９）に従ってサンプリングタイミングｔｓ（ｎ）における角速度ωｓ（ｎ）を演算する。
ωｓ（ｎ）＝｛φｓ（ｎ）−θｓ（ｎ−１）｝／Ｔｃ（ｎ） ・・・（９）
このように、角速度ωｓ（ｎ）の演算にリファレンス周期Ｔｃ（ｎ）を用いることにより、演算された角速度ωｓ（ｎ）には、基準信号ＲＥＦの周波数変化に関わらず、常に高い精度が確保されることとなる。この結果、角速度ωｓ（ｎ）を用いて導出されるサンプリングタイミングｔｓ（ｎ）ごとの回転角度θｓ（ｎ）、および任意のタイミングｔにおける回転角度θを正確に求めることが可能となる。

図１５は、この発明の実施の形態２による回転位置検出装置における回転角度検出動作を説明するためのフローチャートである。

図１５を参照して、一連の動作が開始されると、リファレンス周期演算部８２は、発振回路４２からタイマ８０に与えられる基準信号ＲＥＦの周期であるリファレンス周期Ｔｃ（ｎ）を演算してサンプリングタイミング設定部８４へ出力する（ステップＳ０１０）。

次に、サンプリングタイミング設定部８４は、演算されたリファレンス周期Ｔｃ（ｎ）と前回のサンプリングタイミングを示すタイマ値ｔｓ（ｎ−１）とに基づいて、Ａ／Ｄコンバータ５２のサンプリングタイミングｔｓ（ｎ）を設定する（ステップＳ０１１）。

これにより、サンプリングタイミングｔｓ（ｎ）は、常に基準信号ＲＥＦに同期するように設定される。そして、設定されたサンプリングタイミングｔｓ（ｎ）は、タイマ値ｔｓとしてＡ／Ｄコンバータ５２へ出力される（ステップＳ０１）。

Ａ／Ｄコンバータ５２は、レゾルバ３０から振幅変調信号（信号ＳＩＮ，ＣＯＳ）を受けると、サンプリングタイミング設定部８４からのタイマ値ｔｓに同期したタイミングで、信号ＳＩＮ，ＣＯＳをサンプリングする（ステップＳ０２）。これにより、信号ＳＩＮ，ＣＯＳは、基準信号ＲＥＦに同期したタイミングでサンプリングされ、デジタル信号Ａｓｉｎφｓ（ｎ），Ａｃｏｓφｓ（ｎ）にそれぞれ変換される。Ａ／Ｄコンバータ５２は、変換されたデジタル信号Ａｓｉｎφｓ（ｎ），Ａｃｏｓφｓ（ｎ）を角度演算部５４へ出力する。

角度演算部５４は、デジタル信号Ａｓｉｎφｓ（ｎ），Ａｃｏｓφｓ（ｎ）を受けると、これらの信号に基づいて回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）を演算する（ステップＳ０３）。そして、その演算した回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）をサーボロジック部６０Ｃへ出力する。

サーボロジック部６０Ｃは、回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）を受けると、回転角度の瞬時値φｓ（ｎ）と、前回のサンプリングタイミングｔｓ（ｎ−１）における回転角度θｓ（ｎ−１）、角速度ωｓ（ｎ−１）およびリファレンス周期Ｔｃ（ｎ）とに基づいて、今回のサンプリングタイミングｔｓ（ｎ）における回転角度θｓ（ｎ）および角速度ωｓ（ｎ）を演算する（ステップＳ０４１）。そして、サーボロジック部６０Ｃは、演算した回転角度θｓ（ｎ）および角速度ωｓ（ｎ）を、後段の補間ロジック部７０へ出力する。

補間ロジック部７０は、サーボロジック部６０Ｃからサンプリングタイミングｔｓ（ｎ）ごとの回転角度θｓ（ｎ）を受けると、上述した方法に従って、回転角度θｓ（ｎ）を補間する。このとき、タイマ８０は、回転角度θの取得が指示されたタイミングｔにおける直前のサンプリングタイミングｔｓ（ｎ）からの経過時間ｔ−ｔｓ（ｎ）を求めて補間ロジック部７０へ出力する（ステップＳ０５）。

補間ロジック部７０は、メモリ演算部６８からの回転角度θｓ（ｎ）に補間および遅れ補正を施すことにより得られたタイミングｔにおける回転角度θをインバータ制御回路４６へ出力する（ステップＳ０６）。

以上のように、この発明の実施の形態２によれば、Ａ／Ｄコンバータのサンプリングタイミングを基準信号の周波数変化に追従して変化させることにより、常時、基準信号に同期したタイミングで振幅変調信号のサンプリングを行なうことが可能となる。この結果、マイコンの演算負荷を増加させることなく、回転位置の検出精度をより一層向上することができる。

［実施の形態３］
この発明による回転位置検出装置において、サーボロジック部６０は、回転角度の瞬時値φｓと回転角度θｓとの位相差に基づいて回転角度の検出値を回転角度の時間的変化に追従させるフィードバック制御を行なうことにより、ノイズの発生を抑えて制御安定性を確保している。

その一方、この発明による回転位置検出装置を適用したモータ駆動装置において、交流モータＭ１の回転数が急変したときには、サーボロジック部６０には、回転角度θｓの急速な時間的変化に追従できるだけの高い応答性が要求される。回転角度の検出値と実際の回転角度との間に生じた偏差は、交流モータＭ１の出力トルクがトルク指令値ＴＲに合致しないトルク制御ずれを引き起こす可能性があるためである。特に、モータ駆動装置を搭載した車両において、トルク制御ずれは車両の振動となって現われる。

ここで、サーボロジック部６０の応答性を高めるには、フィードバック制御のゲインを増加させることが有効である。しかしながら、フィードバック制御のゲインを一律に増加させてしまうと、上述したように、不要なノイズをも増幅することとなり、制御安定性が損なわれるとことになる。

そこで、本実施の形態は、制御安定性と応答性との優先度を適宜比較考量し、その比較考量した結果に応じてフィードバック制御のゲインを可変とする構成とする。

図１６は、この発明の実施の形態３による回転位置検出装置におけるサーボロジック部の機能ブロック図である。なお、図１６のサーボロジック部６０Ｄは、図４のサーボロジック部６０に可変利得器６６０およびフィードバックゲイン調整部６６２を追加したものである。よって、重複する部分についての詳細な説明は省略する。

図１６を参照して、サーボロジック部６０Ｄは、角速度演算部６２と、フィルタ部６４と、積分器６６と、可変利得器６６０と、メモリ演算部６８と、フィードバックゲイン調整部６６２とを含む。

可変利得器６６０は、積分器６６とメモリ演算部６８との間に配される。可変利得器６６０は、積分器６６から角速度ωｓ（ｎ）の積分値を受けると、この積分値にフィードバックゲインＦＧを乗じてメモリ演算部６８へ出力する。

フィードバックゲイン調整部６６２は、フィルタ部６４を介してサンプリングタイミングｔｓ（ｎ）における角速度ωｓ（ｎ）を受けると、その角速度ωｓ（ｎ）に基づいてフィードバックゲインＦＧを設定する。

詳細には、フィードバックゲイン調整部６６２は、サーボロジック部６０ＤにおけるフィードバックゲインＦＧを設定するためのフィードバックゲインマップを図示しない記憶領域から読出し、その読出したフィードバックゲインマップを用いて、角速度ωｓ（ｎ）に応じたフィードバックゲインＦＧを設定する。

図１７は、フィードバックゲインマップの一例を示す図である。
図１７を参照して、角速度ωｓ（ｎ）が所定のしきい値ω＿ｓｔｄよりも高い領域、すなわち、高回転域では、フィードバックゲインＦＧは相対的に低い値Ｇ２に設定される。一方、角速度ωｓ（ｎ）が所定のしきい値ω＿ｓｔｄ以下の領域、すなわち、低回転域では、フィードバックゲインＦＧは相対的に高い値Ｇ１に設定される。

図１７から分かるように、フィードバックゲインＦＧは、交流モータＭ１の低回転域が高回転域よりも高い値に設定される。これは、モータ回転数の急変が低回転域にときに発生しやすい傾向にあることによる。すなわち、応答性が優先される低回転域では、フィードバックゲインＦＧが高められ、かつ制御安定性が優先される高回転域では、フィードバックゲインＦＧが低められることとなる。これにより、制御安定性と応答性との両立を図ることができる。

なお、図１７のフィードバックゲインマップでは、フィードバックゲインＦＧを交流モータＭ１の角速度ωｓ（ｎ）に応じて２段階に設定可能な構成としたが、より複数の段階を設け、複数の段階から角速度ωｓ（ｎ）に応じて最適なゲインを適宜選択するように構成しても良い。また、図１７とは異なり、フィードバックゲインＦＧを角速度ωｓ（ｎ）の増加に従って連続的に減少するように設定することも可能である。

以上のように、この発明の実施の形態３によれば、交流モータの角速度に応じてサーボロジック部のフィードバックゲインを可変とすることにより、回転位置検出の追従性と制御安定性との両立を図ることができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、モータの回転子の回転位置を検出する回転位置検出装置およびそれを備えるモータ駆動装置に適用することができる。

この発明の実施の形態１による回転位置検出装置が搭載されたモータ駆動装置の概略ブロック図である。 図１の制御装置の制御ブロック図である。 図２の制御装置に含まれるインバータ制御回路のブロック図である。 図２の制御装置に含まれる信号処理回路の機能ブロック図である。 基準信号ＲＥＦ、レゾルバから出力される振幅変調信号、および振幅変調信号から励磁成分を取り除いた検波後の振幅変調信号の出力波形である。 サーボロジック部から出力される回転角度θｓ（ｎ）の出力波形を示す図である。 図４の補間ロジック部の有する補間手段を説明するための図である。 サーボロジック部から出力される回転角度θの出力波形を示す図である。 図８の補間ロジック部の有する遅れ補正手段を説明するための図である。 補間手段および遅れ補正手段の他の態様を示す機能ブロック図である。 補間手段および遅れ補正手段の他の態様を示す機能ブロック図である。 この発明の実施の形態１による回転位置検出装置における回転角度検出動作を説明するためのフローチャートである。 この発明の実施の形態２による回転位置検出装置における信号処理回路のブロック図である。 基準信号とＡ／Ｄコンバータのサンプリングタイミングとの関係を示す図である。 この発明の実施の形態２による回転位置検出装置における回転角度検出動作を説明するためのフローチャートである。 この発明の実施の形態３による回転位置検出装置におけるサーボロジック部の機能ブロック図である。 フィードバックゲインマップの一例を示す図である。 従来の回転位置検出装置の概略ブロック図である。

符号の説明

１０ 電圧センサ、１２ インバータ、１４ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１８ Ｗ相アーム、２０ 電流センサ、３０，３０２ レゾルバ、４０ 制御装置、４２，３０４ 発振回路、４４，４４Ｃ 信号処理回路、４６ インバータ制御回路、５０ 絶対角演算部、５２ Ａ／Ｄコンバータ、５４ 角度演算部、６０，６０Ａ〜６０Ｄ サーボロジック部、６２，６２Ｂ，６２Ｃ 角速度演算部、６４，６４Ｂ フィルタ部、６６，７８ 積分器、６８ メモリ演算部、７０ 補間ロジック部、７２ 補間値演算部、７４ 遅れ補正部、７６ 加算器、８０ タイマ、８２ リファレンス周期演算部、８４ サンプリングタイミング設定部、３０６ Ｒ／Ｄコンバータ、３０８ マイクロコンピュータ、４６０ モータ制御用相電圧演算部、４６２ インバータ用ＰＷＭ信号生成部、６２０ 角加速度演算部、６６０，７８０ 可変利得器、６６２ フィードバックゲイン調整部、Ｍ モータ、Ｍ１ 交流モータ、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード、Ｑ１〜Ｑ６ ＮＰＮトランジスタ。

Claims (9)

1. 回転電機に含まれる回転子の回転位置を検出する回転位置検出装置であって、
   前記回転子の回転角度に応じた信号を出力するレゾルバと、
   前記レゾルバからの出力信号に基づいて、前記回転子の回転角度を演算して出力する信号処理回路とを備え、
   前記信号処理回路は、
   前記レゾルバの出力信号を所定周期でサンプリングしてデジタル信号に変換するサンプリング部と、
   前記デジタル信号に基づいて、サンプリングタイミングにおける前記回転角度の瞬時値を演算する絶対角演算部と、
   前記演算された回転角度の瞬時値に基づいて、前記サンプリングタイミングにおける角速度を演算する角速度演算部と、
   前記演算された角速度を前記回転角度の時間的変化に変換し、前記回転角度の時間的変化に追従させて前記サンプリングタイミングにおける回転角度を演算する回転角度演算部とを含む、回転位置検出装置。
2. 前記回転角度演算部は、演算された前記サンプリングタイミングにおける回転角度を前記角速度演算部に帰還させ、
   前記角速度演算部は、帰還された前記サンプリングタイミングにおける回転角度と、前記回転角度の瞬時値とに基づいて、前記サンプリングタイミングにおける角速度を演算し、
   前記信号処理回路は、前記サンプリングタイミングにおける角速度を用いて、前記帰還により生じる角度遅延を補正して前記サンプリングタイミングにおける回転角度を演算する遅れ補正部をさらに含む、請求項１に記載の回転位置検出装置。
3. 前記遅れ補正部は、前記帰還により生じる遅延時間を遅れ補正定数として予め格納し、前記遅れ補正定数と前記サンプリングタイミングにおける角速度とに基づいて算出した補正角度を、前記サンプリングタイミングにおける回転角度に加算する、請求項２に記載の回転位置検出装置。
4. 前記信号処理回路は、前記サンプリングタイミングにおける角速度を用いて、隣り合う前記サンプリングタイミング間の所望のタイミングにおける回転角度を補間して出力する補間部をさらに含む、請求項１に記載の回転位置検出装置。
5. 前記補間部は、前記角速度演算部で演算された角速度を前記サンプリングタイミングにおける角速度として用いて、前記所望のタイミングにおける回転角度を補間して出力する、請求項４に記載の回転位置検出装置。
6. 前記回転角度演算部は、演算された前記サンプリングタイミングにおける回転角度を前記角速度演算部に帰還させ、
   前記角速度演算部は、帰還された前記サンプリングタイミングにおける回転角度と、前記回転角度の瞬時値とに基づいて、前記サンプリングタイミングにおける角速度を演算し、
   前記信号処理回路は、演算された前記サンプリングタイミングにおける回転角度を前記角速度演算手段に帰還させるときの帰還利得を、前記サンプリングタイミングにおける角速度に応じて変化させる帰還利得調整部をさらに含む、請求項１に記載の回転位置検出装置。
7. 前記帰還利得調整部は、前記サンプリングタイミングにおける角速度が相対的に低いとき、前記帰還利得を相対的に高い値に設定する、請求項６に記載の回転位置検出装置。
8. 前記レゾルバは、発振回路から入力された基準信号を前記回転子の回転角度に応じて振幅変調してその振幅変調信号を出力し、
   前記サンプリング部は、
   所定期間ごとに前記基準信号の周期を演算する基準周期演算部と、
   演算された前記基準信号の周期に基づいて前記所定周期を設定するサンプリングタイミング設定部とを含む、請求項１に記載の回転位置検出装置。
9. 電源と、
   前記電源から電力の供給を受けて回転電機を駆動する駆動回路と、
   請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の回転位置検出装置を含み、検出された前記回転電機の回転子の回転位置に基づいて前記駆動回路を制御する制御装置とを備える、回転電機駆動装置。

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