JP2012198180A - 回転センサ - Google Patents

Abstract

【課題】構造誤差等に起因する測定誤差の発生を抑制して相対回転角度をより正確に演算し得る回転センサを提供する。
【解決手段】相対回転角度θが基準角度となるように相対回転させた回転子４について、正弦波相コイル３ｂからの正弦波信号に基づいて、基準角度からのずれが角度αとして予め測定され、余弦波相コイル３ｃからの余弦波信号に基づいて、基準角度からのずれが角度βとして予め測定される。そして、角度演算部６０により、正弦波相コイル３ｂから出力される正弦波信号sin（θ＋α）にcos（φ＋β）を乗算したものから、余弦波相コイル３ｃから出力される余弦波信号cos（θ＋β）にsin（φ＋α）を乗算したものを減算して求められる(sinαsinβ＋cosαcosβ)×sin(θ−φ)について、その変数部分である（θ−φ）が、上記所定値になるようにフィードバック制御を行って、相対回転角度θが演算される。
【選択図】図２

Description

本発明は、磁電変換素子から出力される信号を用いて相対回転する測定対象の相対回転角度を演算する回転センサに関するものである。

従来、上述のような相対回転角度を演算する回転センサに関連する技術として、例えば、下記特許文献１に開示されるディジタルトラッキング方式Ｒ／Ｄ変換器が知られている。この変換器では、回転検出対象である回転子の回転に応じて回転検出器から正弦波信号および余弦波信号、具体的には、回転検出信号sinθ・ｆ（ｔ），cosθ・ｆ（ｔ）が入力されると、帰還入力されるディジタル角度出力φに応じたsinφ及びcosφに基づいて第１出力信号sin（θ−φ）・ｆ（ｔ）が得られる。この第１出力信号sin（θ−φ）・ｆ（ｔ）をコンパレータによる正負判定により量子化（ディジタル信号化）した後に同期検波することで、第２出力信号である制御偏差ε＝sin（θ−φ）を求めて、デジタル角度出力φを得ている。これにより、Ｒ／Ｄ変換処理をディジタル化することができ、変換性能の向上（安定性、高速化、耐ノイズ性）を得ることができる。

特開２０００−３５３９５７号公報

ところで、上記特許文献１に開示されるような回転センサでは、測定対象や磁電変換素子における形状誤差やレイアウト誤差などの構造誤差等に起因して、正弦波信号と余弦波信号との位相ずれなどが生じる場合がある。このような構造誤差等は、センサごとに異なるものであり、構造誤差等が大きなセンサでは、相対回転角度の測定精度が低下してしまう問題がある。

本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、構造誤差等に起因する測定誤差の発生を抑制して相対回転角度をより正確に演算し得る回転センサを提供することにある。

上記目的を達成するため、特許請求の範囲に記載の請求項１の回転センサでは、相対回転する測定対象が１回転する間に磁界の強度に応じて信号レベルがＮ周期（但し、Ｎは自然数）で変化する正弦波信号及び余弦波信号をそれぞれ出力し、かつ、前記正弦波信号及び前記余弦波信号の間に位相差が出るように配置された複数の磁電変換素子を備え、各磁電変換素子から出力される前記正弦波信号及び前記余弦波信号を用いて前記測定対象に対する相対回転角度を求めるように構成された回転センサにおいて、前記複数の磁電変換素子から出力される前記正弦波信号及び前記余弦波信号を用い、前記測定対象に対する前記相対回転角度θと演算により求めた演算角度φとの偏差が所定値に収束するようにフィードバック制御を行って前記相対回転角度θを演算する角度演算部と、前記角度演算部が演算した演算角度φに対応する信号を出力する出力部と、を備え、前記相対回転角度θが基準角度となるように相対回転させた前記測定対象について、前記各磁電変換素子から前記正弦波信号として出力される信号に基づいて、前記正弦波信号に含まれる前記基準角度からのずれを角度αとして予め測定するとともに、前記余弦波信号として出力される信号に基づいて、前記余弦波信号に含まれる前記基準角度からのずれを角度βとして予め測定し、前記角度演算部は、前記複数の磁電変換素子から出力される前記正弦波信号sin（Ｎθ＋α）にcos（Ｎφ＋β）を乗算したものから前記余弦波信号cos（Ｎθ＋β）にsin（Ｎφ＋α）を乗算したものを減算する下記式の左辺を解いて求められる下記式の右辺について、その変数部分である（Ｎθ−Ｎφ）が、前記所定値になるようにフィードバック制御を行って、前記相対回転角度θを演算することを特徴とする。
sin(Ｎθ＋α)×cos(Ｎφ＋β)−cos(Ｎθ＋β)×sin(Ｎφ＋α)
＝(sinαsinβ＋cosαcosβ)×sin(Ｎθ−Ｎφ)

請求項２の発明は、請求項１に記載の回転センサにおいて、入力される角度に対して前記角度βを加算した角度を出力する第１加算手段と、前記第１加算手段から入力される角度に応じた余弦値を出力する余弦値出力手段と、を備え、前記cos（Ｎφ＋β）は、前記第１加算手段に演算角度Ｎφを入力することで前記余弦値出力手段から出力される余弦値に基づいて演算されることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１または２に記載の回転センサにおいて、入力される角度に対して前記角度αを加算した角度を出力する第２加算手段と、前記第２加算手段から入力される角度に応じた正弦値を出力する正弦値出力手段と、を備え、前記sin（Ｎφ＋α）は、前記第２加算手段に演算角度Ｎφを入力することで前記正弦値出力手段から出力される正弦値に基づいて演算されることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれか一項に記載の回転センサにおいて、前記各磁電変換素子から前記正弦波信号として出力される信号に基づいて、基準振幅に対する前記正弦波信号の振幅の比を第１振幅比Ａとして予め測定するとともに、前記余弦波信号として出力される信号に基づいて、前記基準振幅に対する前記余弦波信号の振幅の比を第２振幅比Ｂとして予め測定し、前記角度演算部は、前記複数の磁電変換素子から出力される前記正弦波信号Ａsin（Ｎθ＋α）にＢcos（Ｎφ＋β）を乗算したものから前記余弦波信号Ｂcos（Ｎθ＋β）にＡsin（Ｎφ＋α）を乗算したものを減算する下記式の左辺を解いて求められる下記式の右辺について、その変数部分である（Ｎθ−Ｎφ）が、前記所定値になるようにフィードバック制御を行って、前記相対回転角度θを演算することを特徴とする。
Ａsin(Ｎθ＋α)×Ｂcos(Ｎφ＋β)−Ｂcos(Ｎθ＋β)×Ａsin(Ｎφ＋α)
＝ＡＢ(sinαsinβ＋cosαcosβ)×sin(Ｎθ−Ｎφ)

請求項１の発明では、相対回転角度θが基準角度となるように相対回転させた測定対象について、各磁電変換素子から正弦波信号として出力される信号に基づいて、上記正弦波信号に含まれる基準角度からのずれが角度αとして予め測定され、余弦波信号として出力される信号に基づいて、上記余弦波信号に含まれる基準角度からのずれが角度βとして予め測定される。そして、角度演算部により、複数の磁電変換素子から出力される正弦波信号sin（Ｎθ＋α）にcos（Ｎφ＋β）を乗算したものから余弦波信号cos（Ｎθ＋β）にsin（Ｎφ＋α）を乗算したものを減算する上記式の左辺を解いて求められる上記式の右辺について、その変数部分である（Ｎθ−Ｎφ）が、上記所定値になるようにフィードバック制御を行って、相対回転角度θが演算される。

各磁電変換素子から出力される正弦波信号および余弦波信号には、構造誤差等に起因する基準角度からのずれ（位相ずれ）が生じるため、このずれを角度αおよび角度βとして予め測定し、これら角度αおよび角度βを帰還される演算角度Ｎφに反映させることで、構造誤差等を考慮した相対回転角度θを演算することができる。特に、上記左辺を解くと、上記右辺に示すように、（sinαsinβ＋cosαcosβ）で示される定数と、sin(Ｎθ−Ｎφ)で示される変数との乗算として表すことができ、従来技術と同様に、Ｎθ−Ｎφが上記所定値に収束するようにフィードバック制御を行い相対回転角度θが演算されるので、当該フィードバック制御における演算処理が複雑になることもない。
したがって、構造誤差等に起因する測定誤差の発生を抑制して相対回転角度θをより正確に演算することができる。

請求項２の発明では、上記cos（Ｎφ＋β）は、第１加算手段に演算角度Ｎφを入力することで余弦値出力手段から出力される余弦値に基づいて演算される。

演算角度Ｎφが入力されることでcos（Ｎφ＋β）を出力するように余弦値出力手段が構成される場合、角度βは回転センサ毎に異なるため、その角度βに対する専用の余弦値出力手段を用意する必要がある。そこで、上記第１加算手段により出力される（Ｎφ＋β）を余弦値出力手段に入力するように構成することで、汎用的な余弦値出力手段を採用することができ、上記第１加算手段を追加するだけで、余弦値出力手段について、部品の標準化や低コスト化を図ることができる。

請求項３の発明では、上記sin（Ｎφ＋α）は、第２加算手段に演算角度Ｎφを入力することで正弦値出力手段から出力される正弦値に基づいて演算される。

演算角度Ｎφが入力されることでsin（Ｎφ＋α）を出力するように正弦値出力手段が構成される場合、角度αは回転センサ毎に異なるため、その角度αに対する専用の正弦値出力手段を用意する必要がある。そこで、上記第２加算手段により出力される（Ｎφ＋α）を正弦値出力手段に入力するように構成することで、汎用的な正弦値出力手段を採用することができ、上記第２加算手段を追加するだけで、正弦値出力手段について、部品の標準化や低コスト化を図ることができる。

請求項４の発明では、各磁電変換素子から正弦波信号として出力される信号に基づいて、基準振幅に対する正弦波信号の振幅の比が第１振幅比Ａとして予め測定され、余弦波信号として出力される信号に基づいて、上記基準振幅に対する余弦波信号の振幅の比が第２振幅比Ｂとして予め測定される。そして、角度演算部により、複数の磁電変換素子から出力される正弦波信号Ａsin（Ｎθ＋α）にＢcos（Ｎφ＋β）を乗算したものから余弦波信号Ｂcos（Ｎθ＋β）にＡsin（Ｎφ＋α）を乗算したものを減算する上記式の左辺を解いて求められる上記式の右辺について、その変数部分である（Ｎθ−Ｎφ）が、上記所定値になるようにフィードバック制御を行って、相対回転角度θが演算される。

各磁電変換素子から出力される正弦波信号および余弦波信号には、構造誤差等に起因する基準振幅に対するずれ（以下、歪みという）が生じるため、この歪みを上記基準振幅に対する第１振幅比Ａおよび第２振幅比Ｂとして予め測定し、上述した角度αおよび角度βに加えてこれら第１振幅比Ａおよび第２振幅比Ｂを帰還される演算角度Ｎφに反映させることで、位相ずれに加えて歪みをも考慮した相対回転角度θが演算され、構造誤差等に起因する測定誤差の発生をさらに抑制して相対回転角度θをより正確に演算することができる。

第１実施形態の回転センサの主要構成をブロックで示す説明図である。 図１に示す各ブロック間の信号の流れを示す説明図である。 第２実施形態における各ブロック間の信号の流れを示す説明図である。 第３実施形態における各ブロック間の信号の流れを示す説明図である。 第４実施形態の回転センサの主要構成をブロックで示す説明図である。 図５に示すセンサチップの使用状態の一例を示す説明図であり、（ａ）はセンサチップおよび永久磁石の縦断面図、（ｂ）は（ａ）に示す永久磁石の平面図である。 図６（ａ）に示す永久磁石が１８０°回転した状態を示す縦断面図である。 センサチップの構造を模式的に示す説明図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は（ａ）のＡ−Ａ矢視断面図である。 （ａ）は、磁気抵抗素子領域Ｅ１およびホール素子領域Ｅ２の平面図であり、（ｂ）は、ホール素子Ｈ１，Ｈ２の配置角度を示す説明図である。 ＡＭＲセンサＭ１の構造を模式的に示す平面図である。 ＡＭＲセンサＭ２の構造を模式的に示す平面図である。 ＡＭＲセンサＭ１の等価回路である。 ＡＭＲセンサＭ２の等価回路である。 ＡＭＲセンサＭ１，Ｍ２およびホール素子Ｈ１，Ｈ２の各出力信号を示す説明図である。 ホール素子Ｈ２の説明図であり、（ａ）はホール素子Ｈ２およびその周辺の一部を示す平面図、（ｂ）は（ａ）のＡ−Ａ矢視断面図、（ｃ）は（ａ）のＢ−Ｂ矢視断面図である。 図５に示す各ブロック間の信号の流れを示す説明図である。 図５に示す初期値テーブル５３ｄの構成を示す説明図である。 ホール素子などの出力波形を示す説明図であり、（ａ）はホール素子Ｈ１の出力波形、（ｂ）は比較回路５３ａの出力波形、（ｃ）はホール素子Ｈ２の出力波形、（ｄ）は比較回路５３ｂの出力波形、（ｅ）は出力部７０の出力波形である。

［第１実施形態］
以下、本発明の第１実施形態に係る回転センサについて、図面を参照して説明する。図１は、第１実施形態の回転センサの主要構成をブロックで示す説明図である。図２は、図１に示す各ブロック間の信号の流れを示す説明図である。

本実施形態の回転センサの主要構成について説明する。図１に示すように、本実施形態の回転センサ１は、レゾルバ等からなる回転検出器２と、この回転検出器２と電気的に接続された検出回路５０とを備える。回転検出器２は、励磁巻線３ａおよび２相の出力巻線（以下、正弦波相コイル３ｂ，余弦波相コイル３ｃという）を備え、検出回路５０の励磁信号発生器（図示略）から所定の励磁信号が励磁巻線３ａに印加されると、これらの巻線３ａ〜３ｃに対して相対回転する測定対象である回転子４の相対回転角度θに応じて、正弦波相コイル３ｂおよび余弦波相コイル３ｃから位相差を有する正弦波信号及び余弦波信号の２相の回転検出信号がそれぞれ検出回路５０に出力されるように構成されている。すなわち、回転検出器２は、回転子４を１回転させた時、１回転分の信号出力が出力される１相励磁２相出力型の検出器である。なお、正弦波相コイル３ｂおよび余弦波相コイル３ｃは、特許請求の範囲に記載の「磁電変換素子」の一例に相当し、回転子４は、特許請求の範囲に記載の「測定対象」の一例に相当し得る。

このように構成される正弦波相コイル３ｂおよび余弦波相コイル３ｃでは、その構造誤差等に起因して、相対回転角度θの場合には、正弦波相コイル３ｂから出力信号sin（θ＋α）が出力され、余弦波相コイル３ｃから出力信号cos（θ＋β）が出力されると仮定することができる。

ここで、角度αは、相対回転角度θが基準角度、例えば０°となるように相対回転させた正弦波相コイル３ｂおよび回転子４について、正弦波相コイル３ｂから正弦波信号として出力される信号に基づいて、設定されるものである。つまり、角度αは、正弦波相コイル３ｂおよび回転子４に関する構造誤差等に起因する上記基準角度からのずれ（位相ずれ）であり、予め測定されて後述するsinＲＯＭ（６１ｇ）に反映される。

また、角度βは、相対回転角度θが上記基準角度となるように相対回転させた余弦波相コイル３ｃおよび回転子４について、余弦波相コイル３ｃから余弦波信号として出力される信号に基づいて、設定されるものである。つまり、角度βは、余弦波相コイル３ｃおよび回転子４に関する構造誤差等に起因する上記基準角度からのずれ（位相ずれ）であり、予め測定されて後述するcosＲＯＭ（６１ｆ）に反映される。

図１に示すように、検出回路５０は、増幅部５１と、角度演算部６０と、出力部７０とを備える。増幅部５１は、正弦波相コイル３ｂおよび余弦波相コイル３ｃから出力される出力信号を増幅する。角度演算部６０は、増幅部５１から出力される増幅信号を用い、回転子４の相対回転角度θに相当する演算角度φを演算する。出力部７０は、角度演算部６０により演算された演算角度φを入力し、演算角度φに対応する電圧Ｖｏを有するリニアな特性の信号を、回転子４が１回転する間に１周期で出力する。

次に、回転センサ１の主な電気的構成について説明する。
増幅部５１は、差動増幅回路５１ａ，５１ｂを備える。差動増幅回路５１ａは、正弦波相コイル３ｂの出力信号sin（θ＋α）を差動増幅し、差動増幅回路５１ｂは、余弦波相コイル３ｃの出力信号cos（θ＋β）を差動増幅する。角度演算部６０は、トラッキングループ型デジタル角度変換回路であり、信号作成部６１と、偏差算出部６２と、正負判定部６３と、アップダウンカウンタ（Ｕ／Ｄカウンタ）６４とを備える。

角度演算部６０は、正弦波相コイル３ｂおよび余弦波相コイル３ｃから出力される信号を用い、回転子４に対する相対回転角度θと演算により求めた演算角度φとの偏差が所定値に収束するようにフィードバック制御を行って相対回転角度θを演算する。

信号作成部６１は、差動増幅回路５１ａから出力される信号sin（θ＋α）と、差動増幅回路５１ｂから出力される信号cos（θ＋β）とを用い、信号（sinαsinβ＋cosαcosβ）sin（θ−φ）を作成する。この信号（sinαsinβ＋cosαcosβ）sin（θ−φ）については、後述する。

偏差算出部６２は、信号作成部６１から出力される信号（sinαsinβ＋cosαcosβ）sin（θ−φ）を用いて偏差（θ−φ）を算出する。正負判定部６３は、偏差算出部６２により算出された偏差（θ−φ）が正の値であるか負の値であるかを判定する。アップダウンカウンタ６４は、正負判定部６３の判定結果に応じてカウント値を加算（カウントアップ）または減算（カウントダウン）する。

ここで、信号作成部６１が実行する処理内容について図２を参照して説明する。図２において符号６１ａ〜６１ｇで示す各ブロックは、信号作成部６１が実行する処理の内容、または、その処理によって発生する信号、あるいは、データを示す。

信号作成部６１は、信号sin（θ＋α）に後述するように作成される信号cos（φ＋β）を乗算して展開することで、図２に示す数式（５）の信号を作成する（６１ｃ）。なお、この乗算は、公知の乗算回路を用いて行うことができる。

また、信号作成部６１は、信号cos（θ＋β）に後述するように作成される信号sin（φ＋α）を乗算して展開することで、図２に示す数式（６）の信号を作成する（６１ｄ）。なお、この乗算は、公知の乗算回路を用いて行うことができる。

続いて、信号作成部６１は、数式（５）から数式（６）を減算して変数部分と定数部分とに分けることで、図２に示す数式（７）の信号、すなわち、偏差（θ−φ）を変数とするsin信号を作成する（６１ｅ）。この減算は、公知の減算回路を用いて行うことができる。

次に、偏差算出部６２は、信号作成部６１が作成した信号（sinαsinβ＋cosαcosβ）×sin（θ−φ）を逆正弦演算（アークサイン演算）し、偏差（θ−φ）を求める（６２）。次に、正負判定部６３は、偏差算出部６２が求めた偏差（θ−φ）が正の値であるか負の値であるかを判定する。

なお、θ−φ≒０のときsin（θ−φ）＝θ−φと近似できるので、偏差算出部６２にて偏差（θ−φ）を求めることなく、正負判定部６３にて、信号（sinαsinβ＋cosαcosβ）×sin（θ−φ）が０よりも大きいときは正であると判定し、０よりも小さいときは負であると判定する手法を用いることもできる。この手法を用いれば、信号（sinαsinβ＋cosαcosβ）×sin（θ−φ）を逆正弦演算する必要がない。

次に、アップダウンカウンタ６４は、正負判定部６３の判定結果が正であった場合は、カウンタの最下位ビット（ＬＳＢ）にｎを加算してカウント値を加算し、正負判定部６３の判定結果が負であった場合は、カウンタの最下位ビットからｎを減算する。このアップダウンカウンタ６４のカウント値がデジタル角度、つまり演算角度φである（６５）。なお、本実施形態では、上述したｎは１に設定されているが、収束性を向上させるために、信号（sinαsinβ＋cosαcosβ）×sin（θ−φ）の大きさに応じてｎの値を変化させてもよい。例えば、信号（sinαsinβ＋cosαcosβ）×sin（θ−φ）が所定の閾値以下であれば、ｎ＝１とし、信号（sinαsinβ＋cosαcosβ）×sin（θ−φ）が上記所定の閾値を超えると、ｎ＝５とすることができる。

また、信号作成部６１は、アップダウンカウンタ６４から出力される演算角度φ（カウント値）を用い、信号cos（φ＋β）およびsin（φ＋α）を作成する（６１ｆ，６１ｇ）。信号cos（φ＋β）の作成は、たとえば、演算角度φ（カウント値）とデータcos（φ＋β）とを対応付けたテーブルを有するcosＲＯＭを予め用意し、演算角度φに対応付けられているデータcos（φ＋β）を読出し、その読出したデータをアナログ信号に変換する手法によって行うことができる。また、信号sin（φ＋α）の作成は、たとえば、演算角度φ（カウント値）とデータsin（φ＋α）とを対応付けたテーブルを有するsinＲＯＭを予め用意し、演算角度φに対応付けられているデータsin（φ＋α）を読出し、その読出したデータをアナログ信号に変換する手法によって行うことができる。

そして、信号作成部６１は、再度、信号sin（θ＋α）に信号cos（φ＋β）を乗算して、図２の数式（５）に示す信号を作成する。また、再度、信号cos（θ＋β）に信号sin（φ＋α）を乗算し、図２の数式（６）に示す信号を作成する。つまり、偏差（θ−φ）が、信号cos（φ＋β）およびsin（φ＋α）にフィードバックされ、信号（sinαsinβ＋cosαcosβ）×sin（θ−φ）が変化する。このフィードバックは、偏差（θ−φ）が所定値、本実施形態では０に収束するまで繰り返す。

次に、出力部７０は、アップダウンカウンタ６４から出力される演算角度φをアナログ値に変換した信号を出力する。詳しくは、出力部７０は、アップダウンカウンタ６４から出力される演算角度φをラッチし、偏差（θ−φ）が０になったときにラッチした演算角度φをアナログ電圧Ｖｏに変換し、演算角度φの０〜３６０°に対応して電圧（Ｖｏ）がリニアに上昇する特性を有する角度信号を作成して出力する。

以上説明したように、本実施形態に係る回転センサ１では、相対回転角度θが基準角度となるように相対回転させた回転子４について、正弦波相コイル３ｂから正弦波信号として出力される信号に基づいて、上記正弦波信号に含まれる基準角度からのずれが角度αとして予め測定され、余弦波相コイル３ｃから余弦波信号として出力される信号に基づいて、上記余弦波信号に含まれる基準角度からのずれが角度βとして予め測定されている。そして、角度演算部６０により、正弦波相コイル３ｂから出力される正弦波信号sin（θ＋α）にcos（φ＋β）を乗算したもの（図２の数式（５））から、余弦波相コイル３ｃから出力される余弦波信号cos（θ＋β）にsin（φ＋α）を乗算したもの図２の数式（６）を減算するsin(θ＋α)×cos(φ＋β)−cos(θ＋β)×sin(φ＋α)を解いて求められる(sinαsinβ＋cosαcosβ)×sin(θ−φ)について、その変数部分である（θ−φ）が、上記所定値になるようにフィードバック制御を行って、相対回転角度θが演算される。

このように、構造誤差等に起因する基準角度からのずれ（位相ずれ）を角度αおよび角度βとして予め測定し、これら角度αおよび角度βを帰還される演算角度φに反映させることで、構造誤差等を考慮した相対回転角度θを演算することができる。特に、図２の数式（５）から数式（６）を減算したsin(θ＋α)×cos(φ＋β)−cos(θ＋β)×sin(φ＋α)を解くと、（sinαsinβ＋cosαcosβ）で示される定数と、sin(θ−φ)で示される変数との乗算として表すことができ（数式（７）参照）、従来技術と同様に、θ−φが上記所定値に収束するようにフィードバック制御を行い相対回転角度θが演算されるので、当該フィードバック制御における演算処理が複雑になることもない。
したがって、構造誤差等に起因する測定誤差の発生を抑制して相対回転角度θをより正確に演算することができる。

［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態に係る回転センサ１について図３を参照して説明する。図３は、第２実施形態における各ブロック間の信号の流れを示す説明図である。
本第２実施形態に係る回転センサ１の信号作成部６１では、ブロック６１ｆに示す処理に代えてブロック６１ｈ，６１ｊに示す処理を実施するとともに、ブロック６１ｇに示す処理に代えてブロック６１ｉ，６１ｋに示す処理を実施する点が、上記第１実施形態に係る回転センサと主に異なる。したがって、上述した第１実施形態の回転センサと実質的に同一の構成部分には同一符号を付し、説明を省略する。

図３に示すように、ブロック６１ｈに示す処理は、入力される演算角度φに対して上記角度βを加算した角度φ＋βをブロック６１ｊに出力するように、公知の加算回路を用いて実施される。また、ブロック６１ｊに示す処理は、ブロック６１ｈから入力される角度φ＋βに応じた余弦値cos（φ＋β）を出力するように、予め所要の非線形特性が書込まれたcosＲＯＭを用いて実施される。すなわち、ブロック６１ｈおよびブロック６１ｊは、上述したブロック６１ｆと等価のブロックであり、cos（φ＋β）は、ブロック６１ｈに演算角度φを入力することでブロック６１ｊから出力される余弦値に基づいて演算される。なお、ブロック６１ｈは、特許請求の範囲に記載の「第１加算手段」の一例に相当し、ブロック６１ｊは、特許請求の範囲に記載の「余弦値出力手段」の一例に相当し得る。

また、ブロック６１ｉに示す処理は、入力される演算角度φに対して上記角度αを加算した角度φ＋αをブロック６１ｋに出力するように、公知の加算回路を用いて実施される。また、ブロック６１ｋに示す処理は、ブロック６１ｉから入力される角度φ＋αに応じた正弦値sin（φ＋α）を出力するように、予め所要の非線形特性が書込まれたsinＲＯＭを用いて実施される。すなわち、ブロック６１ｉおよびブロック６１ｋは、上述したブロック６１ｇと等価のブロックであり、sin（φ＋α）は、ブロック６１ｉに演算角度φを入力することでブロック６１ｋから出力される正弦値に基づいて演算される。なお、ブロック６１ｉは、特許請求の範囲に記載の「第２加算手段」の一例に相当し、ブロック６１ｋは、特許請求の範囲に記載の「正弦値出力手段」の一例に相当し得る。また、角度αおよび角度βは、予め測定されて検出回路５０のメモリ等に記憶されている。

上記第１実施形態にて述べたブロック６１ｆおよびブロック６１ｇのように、演算角度φが入力されることで余弦値cos（φ＋β）や正弦値sin（φ＋α）を出力するように構成される場合、角度α，角度βは回転センサ毎に異なるため、その角度に対する専用のsinＲＯＭおよびcosＲＯＭを用意する必要がある。

そこで、本実施形態では、ブロック６１ｈにより出力される（φ＋β）をcosＲＯＭ（６１ｊ）に入力するとともにブロック６１ｉにより出力される（φ＋α）をsinＲＯＭ（６１ｋ）に入力するように構成することで、汎用的なsinＲＯＭおよびcosＲＯＭを採用することができ、公知の加算回路からなるブロック６１ｈおよびブロック６１ｉを追加するだけで、sinＲＯＭおよびcosＲＯＭについて、部品の標準化や低コスト化を図ることができる。

なお、測定対象等に応じて、ブロック６１ｆのみ本実施形態の特徴的部分であるブロック６１ｈ，６１ｊに代えてもよいし、ブロック６１ｇのみ本実施形態の特徴的部分であるブロック６１ｉ，６１ｋに代えてもよい。

［第３実施形態］
次に、本発明の第３実施形態に係る回転センサ１について図４を参照して説明する。図４は、第３実施形態における各ブロック間の信号の流れを示す説明図である。
本第３実施形態に係る回転センサ１の信号作成部６１では、構造誤差等に起因する正弦波信号および余弦波信号における基準振幅に対するずれ（以下、歪みという）を抑制するため、第１振幅比Ａおよび第２振幅比Ｂを上記フィードバック制御に反映させる点が、上記第１実施形態に係る回転センサと主に異なる。したがって、上述した第１実施形態の回転センサと実質的に同一の構成部分には同一符号を付し、説明を省略する。

本実施形態では、正弦波相コイル３ｂおよび余弦波相コイル３ｃでは、その構造誤差等に起因して、構造誤差等が影響しない場合の基準振幅（設計値）に対して振幅がずれる歪みが生じるため、相対回転角度θの場合には、正弦波相コイル３ｂから第１振幅比Ａが反映された出力信号Ａsin（θ＋α）が出力され、余弦波相コイル３ｃから第２振幅比Ｂが反映された出力信号Ｂcos（θ＋β）が出力されるものとする。

ここで、第１振幅比Ａは、上記基準振幅に対する正弦波信号の振幅の比であり、所定の相対回転角度に相対回転させた正弦波相コイル３ｂおよび回転子４について、正弦波相コイル３ｂから正弦波信号として出力される信号に基づいて、設定されるものである。つまり、第１振幅比Ａは、正弦波相コイル３ｂおよび回転子４に関する構造誤差等に起因する歪みによる上記基準振幅に対するずれであり、予め測定されて後述するsinＲＯＭ（６１ｇ’）に反映される。

また、第２振幅比Ｂは、上記基準振幅に対する余弦波信号の振幅の比であり、所定の相対回転角度に相対回転させた余弦波相コイル３ｃおよび回転子４について、余弦波相コイル３ｃから余弦波信号として出力される信号に基づいて、設定されるものである。つまり、第２振幅比Ｂは、余弦波相コイル３ｃおよび回転子４に関する構造誤差等に起因する歪みによる上記基準振幅に対するずれであり、予め測定されて後述するcosＲＯＭ（６１ｆ’）に反映される。

以下、本実施形態の角度演算部６０の信号作成部６１が実行する処理内容について、図４を用いて説明する。
信号作成部６１は、信号Ａsin（θ＋α）に後述するように作成される信号Ｂcos（φ＋β）を乗算して展開することで図４に示す数式（５）’の信号を作成し（６１ｃ）、信号Ｂcos（θ＋β）に後述するように作成される信号Ａsin（φ＋α）を乗算して展開することで、図４に示す数式（６）’の信号を作成する（６１ｄ）。続いて、信号作成部６１は、数式（５）’から数式（６）’を減算して変数部分と定数部分とに分けることで、図４に示す数式（７）’の信号、すなわち、偏差（θ−φ）を変数とするsin信号を作成する（６１ｅ）。

次に、偏差算出部６２は、信号作成部６１が作成した信号ＡＢ（sinαsinβ＋cosαcosβ）×sin（θ−φ）を逆正弦演算（アークサイン演算）し、偏差（θ−φ）を求め、正負判定部６３は、偏差算出部６２が求めた偏差（θ−φ）が正の値であるか負の値であるかを判定する。

次に、アップダウンカウンタ６４は、正負判定部６３の判定結果が正であった場合は、カウンタの最下位ビット（ＬＳＢ）にｎを加算してカウント値を加算し、正負判定部６３の判定結果が負であった場合は、カウンタの最下位ビットからｎを減算する。

また、信号作成部６１は、アップダウンカウンタ６４から出力される演算角度φ（カウント値）を用い、信号Ｂcos（φ＋β）およびＡsin（φ＋α）を作成する（６１ｆ’，６１ｇ’）。信号Ｂcos（φ＋β）の作成は、たとえば、演算角度φ（カウント値）とデータＢcos（φ＋β）とを対応付けたテーブルを有するcosＲＯＭを予め用意し、演算角度φに対応付けられているデータＢcos（φ＋β）を読出し、その読出したデータをアナログ信号に変換する手法によって行うことができる。また、信号Ａsin（φ＋α）の作成は、たとえば、演算角度φ（カウント値）とデータＡsin（φ＋α）とを対応付けたテーブルを有するsinＲＯＭを予め用意し、演算角度φに対応付けられているデータＡsin（φ＋α）を読出し、その読出したデータをアナログ信号に変換する手法によって行うことができる。

そして、信号作成部６１は、再度、信号Ａsin（θ＋α）に信号Ｂcos（φ＋β）を乗算して、図４の数式（５）’に示す信号を作成する。また、再度、信号Ｂcos（θ＋β）に信号Ａsin（φ＋α）を乗算し、図４の数式（６）’に示す信号を作成する。つまり、偏差（θ−φ）が、信号Ｂcos（φ＋β）およびＡsin（φ＋α）にフィードバックされ、信号ＡＢ（sinαsinβ＋cosαcosβ）×sin（θ−φ）が変化する。このフィードバックは、偏差（θ−φ）が所定値、本実施形態では０に収束するまで繰り返す。

以上説明したように、本実施形態に係る回転センサ１では、正弦波相コイル３ｂから正弦波信号として出力される信号に基づいて、基準振幅に対する正弦波信号の振幅の比が第１振幅比Ａとして予め測定され、余弦波相コイル３ｃから余弦波信号として出力される信号に基づいて、上記基準振幅に対する余弦波信号の振幅の比が第２振幅比Ｂとして予め測定されている。そして、角度演算部６０により、正弦波相コイル３ｂから出力される正弦波信号Ａsin（θ＋α）にＢcos（φ＋β）を乗算したもの（図４の数式（５）’）から、余弦波相コイル３ｃから出力される余弦波信号Ｂcos（θ＋β）にＡsin（φ＋α）を乗算したもの（図４の数式（６）’）を減算するＡsin(θ＋α)×Ｂcos(φ＋β)−Ｂcos(θ＋β)×Ａsin(φ＋α)を解いて求められるＡＢ(sinαsinβ＋cosαcosβ)×sin(θ−φ)について、その変数部分である（θ−φ）が、上記所定値になるようにフィードバック制御を行って、相対回転角度θが演算される。

このように、構造誤差等に起因する基準振幅に対する歪みを上記基準振幅に対する第１振幅比Ａおよび第２振幅比Ｂとして予め測定し、上述した角度αおよび角度βに加えてこれら第１振幅比Ａおよび第２振幅比Ｂを帰還される演算角度φに反映させることで、位相ずれに加えて歪みをも考慮した相対回転角度θが演算され、構造誤差等に起因する測定誤差の発生をさらに抑制して相対回転角度θをより正確に演算することができる。

［第４実施形態］
次に、本発明の第４実施形態に係る回転センサ１ａについて図を参照して説明する。図５は、第４実施形態の回転センサ１ａの主要構成をブロックで示す説明図である。図６は、図５に示すセンサチップ１５の使用状態の一例を示す説明図であり、（ａ）はセンサチップ１５および永久磁石１２の縦断面図、（ｂ）は（ａ）に示す永久磁石１２の平面図である。図７は、図６（ａ）に示す永久磁石１２が１８０°回転した状態を示す縦断面図である。

図５に示すように、本実施形態の回転センサ１ａは、センサチップ１５と、このセンサチップ１５と電気的に接続された検出回路５０ａとを備える。センサチップ１５は、磁気抵抗素子から成る２つの異方性磁気抵抗センサ（以下、ＡＭＲセンサという）Ｍ１，Ｍ２と、２つのホール素子Ｈ１，Ｈ２とを備える。

図６（ａ）に示すように、センサチップ１５は、検出対象の永久磁石（磁気発生部）１２の径に沿った回転面１２ｃと対向する位置に配置される。また、センサチップ１５は、支持部材（図示せず）によって支持されており、配置位置が変化しないように固定されている。また、図６（ｂ）に示すように、永久磁石１２は、円板形状を成しており、径方向で同じ大きさに２分された一方がＮ極の永久磁石１２ａに、他方がＳ極の永久磁石１２ｂになっている。図６（ａ）に示すように、永久磁石１２は、回転シャフト１３の先端に取付けられており、矢印Ｆ１で示す方向に回転する。

また、永久磁石１２は、Ｎ極の永久磁石１２ａからＳ極の永久磁石１２ｂに向けて磁界を発生し、そのうち、センサチップ１５の表面１５ａに平行な磁界Ｂ１を発生する。図示の例では、磁界Ｂ１はホール素子Ｈ１からホール素子Ｈ２を貫通している。永久磁石１２が図６（ａ）に示す状態から図７に示すように１８０°回転すると、磁界Ｂ１の向きが１８０°変化する。図示の例では、磁界Ｂ１はホール素子Ｈ２からＨ１を貫通している。なお、永久磁石１２は、特許請求の範囲に記載の「測定対象」の一例に相当し得る。

図５に示すように、検出回路５０ａは、上記第２実施形態と同様に、増幅部５１，５２と、初期値決定部５３と、角度演算部６０と、出力部７０とを備える。増幅部５１は、ＡＭＲセンサＭ１，Ｍ２から出力される出力信号を増幅する。角度演算部６０は、増幅部５１から出力される増幅信号を用い、永久磁石１２の相対回転角度θを演算する。
増幅部５２は、ホール素子Ｈ１，Ｈ２から出力される出力信号を増幅する。初期値決定部５３は、増幅部５２から出力された各増幅信号を閾値と比較し、その各比較結果に基いて永久磁石１２の相対回転角度θの初期値θ０が、何度から何度までの角度範囲に存在するかを判定し、その判定した角度範囲に対応する演算角度φの初期値φ０を決定する。

出力部７０は、角度演算部６０により演算された演算角度φを入力し、演算角度φに対応する電圧Ｖｏを有するリニアな特性の信号を、永久磁石１２が１回転する間に１周期で出力する。

次に、センサチップ１５の構造について説明する。図８は、センサチップ１５の構造を模式的に示す説明図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は（ａ）のＡ−Ａ矢視断面図である。図９（ａ）は、磁気抵抗素子領域Ｅ１およびホール素子領域Ｅ２の平面図であり、（ｂ）は、ホール素子Ｈ１，Ｈ２の配置角度を示す説明図である。なお、各図では、ホール素子Ｈ１，Ｈ２の配置状態を分かり易くするため、実際の寸法よりも大きく描いてある。また、磁気抵抗素子の形状も、素子の形成方向を分かり易くするため、実際の寸法よりも大きく描いてある。

図８に示すように、センサチップ１５は、シリコン基板１０と、このシリコン基板１０の表面に形成された絶縁膜９０と、この絶縁膜９０の表面に形成されたＡＭＲセンサＭ１，Ｍ２（磁電変換素子）と、シリコン基板１０に作り込まれたホール素子Ｈ１，Ｈ２（検出素子）とを備える。ＡＭＲセンサＭ１は、磁気抵抗素子Ｒ１〜Ｒ４を備えており、ＡＭＲセンサＭ２は、磁気抵抗素子Ｒ５〜Ｒ８を備える。ホール素子Ｈ１，Ｈ２は、絶縁膜９０を介して磁気抵抗素子Ｒ１〜Ｒ８の下方に重ねて配置されている。

図９（ｂ）に示すように、ホール素子Ｈ１，Ｈ２は、各磁気検出部ＨＰの磁気検出面ＨＰ１，ＨＰ２の成す角度が９０°となるように配置されている。つまり、ホール素子Ｈ１，Ｈ２は、出力信号間の位相差が９０°となるように配置されている。センサチップ１５の相対回転中心Ｐ１から磁気抵抗素子Ｒ２の方へ水平に延ばした線を基準線Ｌ３とし、ホール素子Ｈ１の磁気検出面ＨＰ１と平行な線をＬ４とし、基準線Ｌ３の位置を基準角度０°とすると、ホール素子Ｈ１は、自身の磁気検出面ＨＰ１と基準線Ｌ３とが成す角度γが９０°となるように配置されている。

また、ホール素子Ｈ２は、自身の磁気検出面ＨＰ２と基準線Ｌ３とが平行となるように配置されている。また、ホール素子Ｈ１の磁気検出面ＨＰ１と、基準角度０°に配置された磁気抵抗素子Ｒ２の磁化容易軸とが９０°の角度を成している。つまり、ホール素子Ｈ１は、相対回転角度θに対して同相のsinθ信号を出力し、ホール素子Ｈ２は、ホール素子Ｈ１に対して位相が９０°異なるcosθ信号を出力する。sinθ信号およびcos信号は、永久磁石１２が１回転する間に、それぞれ磁界の強度に応じて信号レベルが２周期で変化する。

ここで、磁気抵抗素子Ｒ１〜Ｒ８が配置された領域を磁気抵抗素子領域Ｅ１とし、ホール素子Ｈ１，Ｈ２が配置された領域をホール素子領域Ｅ２とする。図９（ａ）は、図８（ａ）に基づいて作成したものである。磁気抵抗素子領域Ｅ１は、四角形を呈しており、その面積は、磁気抵抗素子Ｒ１〜Ｒ８を配置するために必要な最小面積に略等しい。また、ホール素子領域Ｅ２は、Ｔ字形を呈しており、その面積は、ホール素子Ｈ１，Ｈ２を配置するために必要な最小面積に略等しい。

図示のように、ホール素子領域Ｅ２の全部が磁気抵抗素子領域Ｅ１の下方に重ねられており、ホール素子領域Ｅ２の一部も磁気抵抗素子領域Ｅ１の端部から、はみ出ていない。また、磁気抵抗素子領域Ｅ１の対角線Ｌ１，Ｌ２の交点がセンサチップ１５の相対回転中心Ｐ１と一致している。

つまり、センサチップ１５の相対回転中心Ｐ１は、永久磁石１２の相対回転軸Ｃ１（図６（ａ））の延長線上に位置しており、センサチップ１５の相対回転中心Ｐ１および永久磁石１２の相対回転中心は同軸上に存在する。このため、永久磁石１２が回転していない状態においてセンサチップ１５を相対回転中心Ｐ１を中心にして相対回転させた場合でも、永久磁石１２に対するセンサチップ１５の相対回転角度を検出することができる。

センサチップ１５は、上記の構造であるため、ＡＭＲセンサおよびホール素子を半導体基板の基板面方向に配置した従来の回転センサと比較して、センサチップ１５の基板面方向の大きさ（横幅）を小さくすることができる。
また、ＡＭＲセンサＭ１，Ｍ２およびホール素子領域Ｈ１，Ｈ２は、永久磁石１２の相対回転軸Ｃ１（図６（ａ））に対応する方向に重ねられている。
したがって、センサチップ１５を永久磁石１２の相対回転中心方向に縮小することができるため、永久磁石１２の回転面２ｃと対向する空間を有効活用することができる。

次に、ＡＭＲセンサＭ１，Ｍ２の構造について説明する。図１０は、ＡＭＲセンサＭ１の構造を模式的に示す平面図である。図１１は、ＡＭＲセンサＭ２の構造を模式的に示す平面図である。図１２は、ＡＭＲセンサＭ１の等価回路であり、図１３は、ＡＭＲセンサＭ２の等価回路である。図１４は、ＡＭＲセンサＭ１，Ｍ２およびホール素子Ｈ１，Ｈ２の各出力信号を示す説明図である。

磁気抵抗素子Ｒ１〜Ｒ８は、帯状領域を複数回折り返した形状、つまり、メアンダ状（蛇行状）に形成されている。磁気抵抗素子Ｒ１〜Ｒ８は、主としてシリコン基板１０の表面に平行な磁界の強度および向きにより抵抗値が変化し、抵抗値に応じたレベルの信号を出力する。つまり、磁気抵抗素子Ｒ１〜Ｒ８は、異方性磁気抵抗効果を発生する素子である。
この実施形態では、磁気抵抗素子Ｒ１〜Ｒ８は、強磁性体の金属薄膜により形成されている。強磁性体としては、ＮｉＦｅ（パーマロイ）やＮｉＣｏなどを用いることができる。また、強磁性体の金属薄膜は、スパッタ法や蒸着法により成膜することができる。

図１０に示すように、ＡＭＲセンサＭ１は、４つの磁気抵抗素子Ｒ１〜Ｒ４を備える。磁気抵抗素子Ｒ１〜Ｒ４は、相互に隣接する磁気抵抗素子において帯状素子の延設方向の成す角度が９０°になるように配置されている。換言すると、磁気抵抗素子Ｒ１〜Ｒ４は、隣り合う磁気抵抗素子の電流の方向（磁化容易軸）が９０°の角度を成すように配置されている。つまり、磁気抵抗素子Ｒ１，Ｒ４およびＲ２，Ｒ３の各組は、各組において出力信号間の位相が９０°異なるように配置されている。

図１２に示すように、磁気抵抗素子Ｒ１およびＲ４は電気的に直列接続されており、ハーフブリッジ回路を構成している。このハーフブリッジ回路の中点には、中点出力Ｖｏｕｔ１を取出すための出力端子３１が電気的に接続されている。磁気抵抗素子Ｒ２およびＲ３も電気的に直列接続されており、ハーフブリッジ回路を構成している。このハーフブリッジ回路の中点には、中点出力Ｖｏｕｔ２を取出すための出力端子３２が電気的に接続されている。

そして、両ハーフブリッジ回路は並列接続され、cos２θ信号を出力するフルブリッジ回路が構成されている。このフルブリッジ回路には、電源Ｖｃｃを供給するための電源供給端子３０と、グランドＧ１と電気的に接続するための端子３３とが電気的に接続されている。このフルブリッジ回路において相対向する磁気抵抗素子Ｒ１およびＲ２は、（Ｒ０−ΔＲcos２θ）信号を出力し、磁気抵抗素子Ｒ３およびＲ４は、（Ｒ０＋ΔＲcos２θ）信号を出力する。ここで、Ｒ０は、無磁界中における磁気抵抗素子の抵抗値であり、ΔＲは、抵抗値変化量である。

各中点出力Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２は、それぞれＶｃｃ／２を中心に振動するため、環境温度の変化などに起因する出力波形のオフセットを抑制することができる。
また、出力端子３１，３２は、差動増幅回路（図５において符号５１ａで示す）に接続され、中点出力Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２が差動増幅される。このため、ＡＭＲセンサＭ１を１つのハーフブリッジ回路によって構成する場合と比較して、ＡＭＲセンサＭ１の出力振幅を２倍にすることができるため、磁気の検出感度を高めることができる。

図１１に示すように、ＡＭＲセンサＭ２は、４つの磁気抵抗素子Ｒ５〜Ｒ８を備える。磁気抵抗素子Ｒ５〜Ｒ８は、相互に隣接する磁気抵抗素子において帯状素子の延設方向の成す角度が９０°になるように配置されている。換言すると、磁気抵抗素子Ｒ５〜Ｒ８は、隣り合う磁気抵抗素子の電流の方向（磁化容易軸）が９０°の角度を成すように配置されている。つまり、磁気抵抗素子Ｒ５，Ｒ７およびＲ８，Ｒ６の各組は、各組において出力信号間の位相が９０°異なるように配置されている。

図１３に示すように、磁気抵抗素子Ｒ５およびＲ７は電気的に直列接続されており、ハーフブリッジ回路を構成している。このハーフブリッジ回路の中点には、中点出力Ｖｏｕｔ３を取出すための出力端子３７が電気的に接続されている。磁気抵抗素子Ｒ８およびＲ６も電気的に直列接続されており、ハーフブリッジ回路を構成している。このハーフブリッジ回路の中点には、中点出力Ｖｏｕｔ４を取出すための出力端子３８が電気的に接続されている。

そして、両ハーフブリッジ回路は並列接続され、sin２θ信号を出力するフルブリッジ回路が構成されている。このフルブリッジ回路には、電源Ｖｃｃを供給するための電源供給端子３６と、グランドＧ２と電気的に接続するための端子３９とが電気的に接続されている。このフルブリッジ回路において相対向する磁気抵抗素子Ｒ５およびＲ６は、（Ｒ０＋ΔＲsin２θ）信号を出力し、磁気抵抗素子Ｒ７およびＲ８は、（Ｒ０−ΔＲsin２θ）信号を出力する。

各中点出力Ｖｏｕｔ３，Ｖｏｕｔ４は、それぞれＶｃｃ／２を中心に振動するため、環境温度の変化などに起因する出力波形のオフセットを抑制することができる。
また、出力端子３７，３８は、差動増幅回路（図５において符号５１ｂで示す）に接続され、中点出力Ｖｏｕｔ３，Ｖｏｕｔ４が差動増幅される。このため、ＡＭＲセンサＭ２を１つのハーフブリッジ回路によって構成する場合と比較して、ＡＭＲセンサＭ２の出力振幅を２倍にすることができるため、磁気の検出感度を高めることができる。

図８（ａ）に示すように、ＡＭＲセンサＭ１，Ｍ２の各磁気抵抗素子は同心円状に交互に配置されており、隣り合うＡＭＲセンサＭ１の磁気抵抗素子Ｒ１〜Ｒ４と、ＡＭＲセンサＭ２の磁気抵抗素子Ｒ５〜Ｒ８とが、電流の方向（磁化容易軸）が４５°の角度を成すように配置されている。異方性磁気抵抗素子の電気抵抗の変化量ΔＲは、自身の金属薄膜に流れる電流の方向（磁化容易軸）と、磁界の方向との成す角度が９０°および２７０°のときに最大になり、０°および１８０°のときに最小になる。

したがって、図１４に示すように、ＡＭＲセンサＭ１は、１波長が電気角１８０°のsin信号を出力し、ＡＭＲセンサＭ２は、ＡＭＲセンサＭ１との位相差が４５°で、１波長が電気角１８０°のcos信号を出力する。

図８（ｂ）に示すように、ＡＭＲセンサＭ１，Ｍ２を構成する磁気抵抗素子Ｒ１〜Ｒ８は、絶縁膜９０を解してシリコン基板１０の表層部に配置されている。ＡＭＲセンサＭ１，Ｍ２は、磁気抵抗素子領域Ｅ１、つまり、シリコン基板１０に対して平行な磁界Ｂ１の磁束密度の変化を主として検出する。ホール素子Ｈ１，Ｈ２は、シリコン基板１０に作り込まれており、絶縁膜９０を解して磁気抵抗素子Ｒ１〜Ｒ８の下方に重ねて配置されている。この実施形態では、ホール素子Ｈ１，Ｈ２は、それぞれＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）構造の縦型ホール素子である。また、絶縁膜９０はシリコン酸化膜である。

ホール素子Ｈ１，Ｈ２は、出力信号間の位相差が９０°となるように配置されている。このため、図１４に示すように、永久磁石１２が３６０°回転すると、ホール素子Ｈ１は、１波長が電気角３６０°のsin信号を出力し、ホール素子Ｈ２は、１波長が電気角３６０°のcos信号を出力する。なお、永久磁石１２が２回転以上する場合は、３６０°および０°は連続しているものとして扱う。

次に、ホール素子Ｈ１，Ｈ２の構造について説明する。なお、ホール素子Ｈ１，Ｈ２は同一の構造であるため、ここでは、ホール素子Ｈ２を例に挙げて説明する。図１５は、ホール素子Ｈ２の説明図であり、（ａ）はホール素子Ｈ２およびその周辺の一部を示す平面図、（ｂ）は（ａ）のＡ−Ａ矢視断面図、（ｃ）は（ａ）のＢ−Ｂ矢視断面図である。

ホール素子Ｈ２は、高耐圧ＣＭＯＳトランジスタ（ＨＶＣＭＯＳ）構造を有する。ホール素子Ｈ２は、Ｐ型（第１導電型）のシリコン基板（Ｐ−ｓｕｂ）１０と、このシリコン基板１０の表層部から深さ方向に形成されたＮ型（第２導電型）の半導体領域（Ｎｗｅｌｌ）９１と、この半導体領域９１の全周を囲むＰ型（第１導電型）の拡散層（Ｐｗｅｌｌ）９２と、シリコン基板１０の表層部から深さ方向に形成され、半導体領域９１の表層部から所定深さまでの領域を３つの半導体領域９１ａ，９１ｂ，９１ｃに分割するＰ型（第１導電型）の拡散層（Ｐｗｅｌｌ）９３，９９と、半導体領域９１ａ，９１ｂ，９１ｃの各表層部に形成されたコンタクト領域（Ｎ＋拡散層（不純物拡散領域））９４〜９８とを備える。

コンタクト領域９４〜９８には、配線を介して端子Ｓ，Ｖ１，Ｖ２，Ｇ３，Ｇ４が電気的に接続されている。端子Ｓ，Ｇ３，Ｇ４は、駆動電流を供給するための端子であり、端子Ｖ１，Ｖ２は、ホール電圧信号を取出すための端子である。つまり、コンタクト領域９７，９８が電流供給対であり、コンタクト領域９５，９６が電圧出力対である。したがって、図８（ａ）に示したホール素子Ｈ１，Ｈ２は、電流供給対を結ぶ線が直交するように配置されていることになる。また、電圧出力対を結ぶ線が直交するように配置されていることになる。

図１５（ｃ）に示すように、コンタクト領域９５，９６によって挟まれる領域が、磁気検出部（ホールプレート）ＨＰとなる。また、その磁気検出部ＨＰのうち、コンタクト領域９５，９６を結ぶラインと平行な両面がそれぞれ磁気検出面ＨＰ２となる。つまり、ホール素子Ｈ２は、その磁気検出面ＨＰ２から磁気検出部ＨＰに印加される磁界に対応するホール電圧信号を端子Ｖ１，Ｖ２から出力する。
図１５（ｂ）に示すように、端子Ｓから端子Ｇ３へ、さらに、端子Ｓから端子Ｇ４へそれぞれ一定の駆動電流ｉを流すと、その駆動電流ｉは、コンタクト領域９４から磁気検出部ＨＰ、そして拡散層９３，９８の下方の半導体領域９１を通じてコンタクト領域９７，９８へとそれぞれ流れる。

つまり、磁気検出部ＨＰには、基板表面（センサチップ表面）に垂直な成分を含む駆動電流が流れる。このため、その駆動電流を流した状態において、基板表面（センサチップ表面）に平行な成分を含む磁界（たとえば、図１５（ｃ）において矢印Ｂ１で示す磁界）が磁気検出部ＨＰに印加されると、ホール効果によって端子Ｖ１，Ｖ２間にその磁界に対応するホール電圧ＶＨが発生する。ホール電圧ＶＨは、磁気検出面ＨＰ２と磁界の方向とが成す角度、つまり、磁気検出面ＨＰ２に対する磁界の入射角度に応じて変化する。

図６（ａ）および図７に示したように、ホール素子Ｈ１，Ｈ２は、各磁気検出面ＨＰ１，ＨＰ２がシリコン基板１０の表面に対して垂直となるように配置されているため、永久磁石１２から発生し、シリコン基板１０の表面に平行な磁界Ｂ１が各磁気検出面ＨＰ１，ＨＰ２を垂直に貫通する。図示の状態では、磁界Ｂ１は、ホール素子Ｈ２の磁気検出面ＨＰ２に垂直に貫通しているが、永久磁石１２が図示の位置から９０°回転すると、磁界Ｂ１は、ホール素子Ｈ１の磁気検出面ＨＰ１に垂直に貫通する。つまり、ホール素子Ｈ１，Ｈ２は、シリコン基板１０の表面に平行な磁界Ｂ１の磁束密度の変化を主として検出する。

Ｎ型の半導体領域９１は、低耐圧ＣＭＯＳトランジスタ構造におけるＮ型の半導体領域よりも深く形成されており、それに伴い、Ｐ型の拡散層９２，９３，９８も、低耐圧ＣＭＯＳトランジスタ構造におけるＰ型の拡散層よりも深く形成されている。この実施形態では、Ｐ型の拡散層９２，９３，９８は、それぞれＮ型の半導体領域９１の略半分の深さに形成されている。

このようにホール素子Ｈ１は、Ｎ型の半導体領域９１を深く形成しているため、キャリア移動度が高くなり、ホール効果を大きくすることができるため、ホール電圧ＶＨを高くすることができるので、磁界に対する検出感度を高めることができる。
また、ホール素子Ｈ１は、ＣＭＯＳ工程で製造するため、バイポーラ工程で製造する縦型ホール素子よりもコスト的に有利である。

このように構成されるセンサチップ１５では、上記第３実施形態と同様に、その構造誤差等に起因して、相対回転角度θの場合には、ＡＭＲセンサＭ１から角度α'および第１振幅比Ａ'が反映された出力信号Ａ'sin（２θ＋α'）が出力され、ＡＭＲセンサＭ２から角度β'および第２振幅比Ｂ'が反映された出力信号Ｂ'cos（２θ＋β'）が出力されると仮定することができる。

ここで、角度α'は、相対回転角度θが基準角度、例えば０°となるように相対回転させたＡＭＲセンサＭ１および永久磁石１２について、ＡＭＲセンサＭ１から正弦波信号として出力される信号に基づいて、設定されるものである。つまり、角度α'は、ＡＭＲセンサＭ１および永久磁石１２に関する構造誤差等に起因する上記基準角度からのずれ（位相ずれ）であり、予め測定されて検出回路５０ａのメモリ等に記憶される。

また、角度β'は、相対回転角度θが上記基準角度となるように相対回転させたＡＭＲセンサＭ２および永久磁石１２について、ＡＭＲセンサＭ２から余弦波信号として出力される信号に基づいて、設定されるものである。つまり、角度β'は、ＡＭＲセンサＭ２および永久磁石１２に関する構造誤差等に起因する上記基準角度からのずれ（位相ずれ）であり、予め測定されて検出回路５０ａのメモリ等に記憶される。

また、第１振幅比Ａ'は、上記基準振幅に対する正弦波信号の振幅の比であり、所定の相対回転角度に相対回転させたＡＭＲセンサＭ１および永久磁石１２について、ＡＭＲセンサＭ１から正弦波信号として出力される信号に基づいて、設定されるものである。つまり、第１振幅比Ａ'は、ＡＭＲセンサＭ１および永久磁石１２に関する構造誤差等に起因する歪みによる上記基準振幅に対するずれであり、予め測定されて上述したsinＲＯＭ（６１ｉ）に反映される。

また、第２振幅比Ｂ'は、上記基準振幅に対する余弦波信号の振幅の比であり、所定の相対回転角度に相対回転させたＡＭＲセンサＭ２および永久磁石１２について、ＡＭＲセンサＭ２から余弦波信号として出力される信号に基づいて、設定されるものである。つまり、第２振幅比Ｂ'は、ＡＭＲセンサＭ２および永久磁石１２に関する構造誤差等に起因する歪みによる上記基準振幅に対するずれであり、予め測定されて上述したcosＲＯＭ（６１ｊ）に反映される。

次に、本実施形態に係る回転センサ１ａの主な電気的構成について説明する。図１６は、図５に示す各ブロック間の信号の流れを示す説明図である。図１７は、図５に示す初期値テーブル５３ｄの構成を示す説明図である。図１８は、ホール素子などの出力波形を示す説明図であり、（ａ）はホール素子Ｈ１の出力波形、（ｂ）は比較回路５３ａの出力波形、（ｃ）はホール素子Ｈ２の出力波形、（ｄ）は比較回路５３ｂの出力波形、（ｅ）は出力部７０の出力波形である。

図５に示すように、増幅部５２は、増幅回路５２ａおよび５２ｂを備える。増幅回路５２ａは、ホール素子Ｈ１から出力される検出信号sinθを増幅し、増幅回路５２ｂは、ホール素子Ｈ２から出力される検出信号cosθを増幅する。初期値決定部５３は、比較回路５３ａおよび５３ｂと、初期値読出し部５３ｃと、初期値テーブル５３ｄとを備える。

比較回路５３ａは、増幅回路５２ａから出力される検出信号（図１８（ａ））の信号レベルＶＨ１と閾値（０Ｖ）とを比較し、その比較結果に対応するパルス信号（図１８（ｂ））を出力する。比較回路５３ｂは、増幅回路５２ｂから出力される検出信号（図１８（ｃ））の信号レベルＶＨ２と閾値（０Ｖ）とを比較し、その比較結果に対応するパルス信号（図１８（ｄ））を出力する。

初期値決定部５３は、ホール素子Ｈ１，Ｈ２から出力された各検出信号の各信号レベルＶＨ１，ＶＨ２と、閾値（０Ｖ）との各比較結果、つまり、比較回路５３ａおよび５３ｂの出力を用い、相対回転角度θの初期値θ０が含まれる角度範囲を判定する。そして、その判定した角度範囲の中で発生し得る相対回転角度θの初期値θ０と演算角度φの初期値φ０との差の絶対値が９０°未満（｜θ０−φ０｜＜９０°）となるような演算角度φの初期値φ０を、初期値テーブル５３ｄを用いて決定する。

図１８（ｂ）に示すように、比較回路５３ａからは、入力角度θが０〜１８０°の間はハイレベル（Ｈ）を維持し、入力角度θが１８０〜３６０°の間はローレベル（Ｌ）を維持するパルス信号が出力される。また、図１８（ｄ）に示すように、比較回路５３ｂからは、入力角度θが９０〜２７０°の間はハイレベル（Ｈ）を維持し、入力角度θが２７０〜９０°の間はローレベル（Ｌ）を維持するパルス信号が出力される。

したがって、永久磁石１２が回転していない初期状態において、比較回路５３ａから出力されたパルス信号の信号レベルがＨであり、比較回路５３ｂから出力されたパルス信号の信号レベルがＬであった場合は、永久磁石１２の相対回転角度θの初期値θ０は、第１象限（０°≦θ＜９０°）に存在すると判定することができる。また、比較回路５３ａから出力されたパルス信号の信号レベルがＨであり、比較回路５３ｂから出力されたパルス信号の信号レベルもＨであった場合は、永久磁石１２の相対回転角度θの初期値θ０は、第２象限（９０°≦θ＜１８０°）に存在すると判定することができる。

また、比較回路５３ａから出力されたパルス信号の信号レベルがＬであり、比較回路５３ｂから出力されたパルス信号の信号レベルがＨであった場合は、永久磁石１２の相対回転角度θの初期値θ０は、第３象限（１８０°≦θ＜２７０°）に存在すると判定することができる。さらに、比較回路５３ａから出力されたパルス信号の信号レベルがＬであり、比較回路５３ｂから出力されたパルス信号の信号レベルもＬであった場合は、永久磁石１２の相対回転角度θの初期値θ０は、第４象限（２７０°≦θ＜３６０°）に存在すると判定することができる。
つまり、比較回路５３ａおよび５３ｂから出力される各パルス信号の信号レベルの組合せを用いることにより、永久磁石１２の相対回転角度θの初期値θ０が存在する象限（角度範囲）を判定することができる。

この実施形態では、初期値θ０が含まれる角度範囲は、相対回転角度θの０〜３６０°をホール素子Ｈ１，Ｈ２の出力信号間の位相差９０°で除した値４で除することにより、４個の角度範囲が設定されている。つまり、図１７に示すように、第１象限（０°≦θ０＜９０°）と、第２象限（９０°≦θ０＜１８０°）と、第３象限（１８０°≦θ０＜２７０°）および第４象限（２７０°≦θ０＜３６０°）から成る４つの象限が角度範囲として設定されている。

また、図１７に示すように、初期値テーブル５３ｄは、比較回路５３ａから出力されるパルス信号の信号レベルＶＨ１（ＨまたはＬ）と、比較回路５３ｂから出力されるパルス信号の信号レベルＶＨ２（ＨまたはＬ）と、演算角度φの初期値φ０とを対応付けて構成されている。この実施形態では、信号レベルＶＨ１，ＶＨ２の組合せＨ，Ｌと初期値４５°が、信号レベルＶＨ１，ＶＨ２の組合せＨ，Ｈと初期値１３５°が、信号レベルＶＨ１，ＶＨ２の組合せＬ，Ｈと初期値２２５°が、信号レベルＶＨ１，ＶＨ２の組合せＬ，Ｌと初期値３１５°がそれぞれ対応付けられており、信号レベルＶＨ１，ＶＨ２の組合せが各象限において総て異なるように構成されている。

各初期値は、デジタル角度であり、後述する角度演算部６０を構成するアップダウンカウンタ６４によるカウント値であり、そのカウント値が初期値として初期値テーブル５３ｄに格納されている。初期値テーブル５３ｄは、ＲＯＭやフラッシュＲＯＭなどの格納媒体に格納しておくことができる。

初期値読出し部５３ｃ（図５）は、初期値テーブル５３ｄを参照し、比較回路５３ａおよび５３ｂから出力される各パルス信号の信号レベルＶＨ１，ＶＨ２の組合せに対応付けられている初期値φ０を読出す。たとえば、初期値読出し部５３ｃは、比較回路５３ａおよび５３ｂから出力される各パルス信号の信号レベルＶＨ１，ＶＨ２の組合せがＨ，Ｌであった場合は、初期値テーブル５３ｄから初期値φ０として４５°を読出す。

本実施形態では、相対回転する永久磁石（磁気発生部）１２の磁界中に磁電変換素子に相当するＡＭＲセンサＭ１，Ｍ２が配置されている。そして、ＡＭＲセンサＭ１，Ｍ２は、永久磁石１２が１回転する間に磁界の強度に応じ、永久磁石１２に対する相対回転角度をθとし且つＮを自然数とするsinＮθ信号及びcosＮθ信号を出力するようになっている。なお、本実施形態の例では、永久磁石１２が１回転する間に、ＡＭＲセンサＭ１，Ｍ２は磁界の強度に応じて信号レベルが２周期で変化するsin２θ信号及びcos２θ信号を出力しているため、Ｎ＝２である。

増幅部５１の差動増幅回路５１ａは、ＡＭＲセンサＭ１の出力信号Ａ'sin（２θ＋α'）を差動増幅し、差動増幅回路５１ｂは、ＡＭＲセンサＭ２の出力信号Ｂ'cos（２θ＋β'）を差動増幅する。角度演算部６０は、トラッキングループ型デジタル角度変換回路であり、信号作成部６１と、偏差算出部６２と、正負判定部６３と、アップダウンカウンタ（Ｕ／Ｄカウンタ）６４とを備える。

角度演算部６０は、ＡＭＲセンサＭ１，Ｍ２から出力される信号を用い、永久磁石１２に対する相対回転角度θと演算により求めた演算角度φとの偏差が所定値に収束するようにフィードバック制御を行って相対回転角度θを演算する。また、角度演算部６０は、相対回転角度θの演算を開始するときの演算角度φの初期値φ０として初期値決定部５３により決定された初期値φ０を用いる（５４）。

信号作成部６１は、差動増幅回路５１ａから出力される信号Ａ'sin（２θ＋α'）と、差動増幅回路５１ｂから出力される信号Ｂ'cos（２θ＋β'）とを用い、信号Ａ'Ｂ'（sinα'sinβ'＋cosα'cosβ'）sin（２θ−２φ）を作成する。この信号Ａ'Ｂ'（sinα'sinβ'＋cosα'cosβ'）sin（２θ−２φ）については、後述する。

偏差算出部６２は、信号作成部６１から出力される信号Ａ'Ｂ'（sinα'sinβ'＋cosα'cosβ'）sin（２θ−２φ）を用いて偏差（２θ−２φ）を算出する。正負判定部６３は、偏差算出部により算出された偏差（２θ−２φ）が正の値であるか負の値であるかを判定する。アップダウンカウンタ６４は、正負判定部６３の判定結果に応じてカウント値を加算（カウントアップ）または減算（カウントダウン）する。

ここで、信号作成部６１が実行する処理内容について図１６を参照して説明する。
信号作成部６１は、信号Ａ'sin（２θ＋α'）に後述するように作成される信号Ｂ'cos（２φ＋β'）を乗算して展開することで、図１６に示す数式（５）''の信号を作成する（６１ｃ）。また、信号作成部６１は、信号Ｂ'cos（２θ＋β'）に後述するように作成される信号Ａ'sin（２φ＋α'）を乗算して展開することで、図１６に示す数式（６）''の信号を作成する（６１ｄ）。続いて、信号作成部６１は、数式（５）''から数式（６）''を減算して変数部分と定数部分とに分けることで、図１６に示す数式（７）''の信号、すなわち、偏差（２θ−２φ）を変数とするsin信号を作成する（６１ｅ）。

次に、偏差算出部６２は、信号作成部６１が作成した信号Ａ'Ｂ'（sinα'sinβ'＋cosα'cosβ'）×sin（２θ−２φ）を逆正弦演算（アークサイン演算）し、偏差（２θ−２φ）を求める（６２）。次に、正負判定部６３は、偏差算出部６２が求めた偏差（２θ−２φ）が正の値であるか負の値であるかを判定する。

次に、アップダウンカウンタ６４は、正負判定部６３の判定結果が正であった場合は、カウンタの最下位ビット（ＬＳＢ）にｎを加算してカウント値を加算し、正負判定部６３の判定結果が負であった場合は、カウンタの最下位ビットからｎを減算する。このアップダウンカウンタ６４のカウント値がデジタル角度、つまり演算角度φである（６５）。

また、信号作成部６１は、アップダウンカウンタ６４から出力される演算角度φ（カウント値）を用い、上記第２実施形態と同様に、演算角度φをブロック６１ｈに入力することでブロック６１ｊから出力される余弦値に基づいてＢ'cos（２φ＋β'）を作成するとともに、演算角度φをブロック６１ｉに入力することでブロック６１ｋから出力される正弦値に基づいてＡ'sin（２φ＋α'）を作成する。

なお、２φ＋β'（６１ｈ）および２φ＋α'（６１ｉ）の各φは、アップダウンカウンタ６４のカウント値により変化する変数である。永久磁石１２が回転を開始する前、つまり、回転センサ１ａが相対回転角度θの検出を行う前は、初期値読出し部５３ｃが初期値テーブル５３ｄから読出した初期値φ０を演算角度φとして用いる。

そして、信号作成部６１は、再度、信号Ａ'sin（２θ＋α'）に信号Ｂ'cos（２φ＋β'）を乗算して、図１６の数式（５）''に示す信号を作成する。また、再度、信号Ｂ'cos（２θ＋β'）に信号Ａ'sin（２φ＋α'）を乗算し、図１６の数式（６）''に示す信号を作成する。つまり、偏差（２θ−２φ）が、信号Ｂ'cos（２φ＋β'）およびＡ'sin（２φ＋α'）にフィードバックされ、信号Ａ'Ｂ'（sinα'sinβ'＋cosα'cosβ'）×sin（２θ−２φ）が変化する。このフィードバックは、偏差（２θ−２φ）が所定値、本実施形態では０に収束するまで繰り返す。

次に、出力部７０は、アップダウンカウンタ６４から出力される演算角度φをアナログ値に変換した信号を出力する。詳しくは、出力部７０は、アップダウンカウンタ６４から出力される演算角度φをラッチし、偏差（θ−φ）が０になったときにラッチした演算角度φをアナログ電圧Ｖｏに変換し、演算角度φの０〜３６０°に対応して電圧（Ｖｏ）がリニアに上昇する特性を有する角度信号を作成して出力する。

以上説明したように、本実施形態に係る回転センサ１ａでは、永久磁石２が１回転する間に、ＡＭＲセンサＭ１，Ｍ２は磁界の強度に応じて信号レベルが２周期で変化する正弦波信号及び余弦波信号を出力するように構成されている。そして、構造誤差等に起因する基準角度からのずれ（位相ずれ）を角度α'および角度β'として予め測定するとともに構造誤差等に起因する基準振幅に対する歪みを上記基準振幅に対する第１振幅比Ａ'および第２振幅比Ｂ'として予め測定し、これら角度α'および角度β'や第１振幅比Ａ'および第２振幅比Ｂ'を帰還される演算角度φに反映させることで、構造誤差等を考慮した相対回転角度θを演算することができる。

特に、図１６の数式（５）''から数式（６）''を減算したＡ'Ｂ'sin(２θ＋α')×cos(２φ＋β')−Ａ'Ｂ'cos(２θ＋β')×sin(２φ＋α')を解くと、Ａ'Ｂ'（sinα'sinβ'＋cosα'cosβ'）で示される定数と、sin(２θ−２φ)で示される変数との乗算として表すことができ（数式（７）''参照）、従来技術と同様に、２θ−２φが上記所定値に収束するようにフィードバック制御を行い相対回転角度θが演算されるので、当該フィードバック制御における演算処理が複雑になることもない。
したがって、構造誤差等に起因する測定誤差の発生を抑制して相対回転角度θをより正確に演算することができる。

ＡＭＲセンサＭ１，Ｍ２などの磁電変換素子は、永久磁石１２が１回転する間に磁界の強度に応じ、永久磁石１２に対する相対回転角度をθとし且つＮを自然数とするｓｉｎＮθ信号及びｃｏｓＮθ信号を出力するように構成されてもよい。この場合でも、Ｎθ−Ｎφが上記所定値に収束するようにフィードバック制御を行い相対回転角度θが演算されるので、当該フィードバック制御における演算処理が複雑になることもない。

また、本第４実施形態において、上記第３実施形態と同様に、ブロック６１ｈ，６１ｊに代えてブロック６１ｆを採用し、このブロック６１ｆに演算角度φを入力することで、信号Ｂ'cos（２φ＋β'）を出力するように構成されてもよい。この場合、ブロック６１ｆは、角度β'および第２振幅比Ｂ'が反映された専用のcosＲＯＭにより構成される。また、ブロック６１ｉ，６１ｋに代えてブロック６１ｇを採用し、このブロック６１ｇに演算角度φを入力することで、信号Ａ'sin（２φ＋α'）を出力するように構成されてもよい。この場合、ブロック６１ｆは、角度α'および第１振幅比Ａ'が反映された専用のsinＲＯＭにより構成される。

なお、本発明は上記各実施形態およびその変形例に限定されるものではなく、以下のように具体化してもよい。
（１）この発明に係る回転センサ１，１ａは、検出対象が相対回転するものであれば、適用用途は限定されない。たとえば、内燃機関に設けられたクランクシャフトのクランク角を検出するクランク角センサ、カムシャフトのカム角を検出するカム角センサ、車両に設けられた操舵装置の操舵角を検出する操舵角センサなどに適用することができる。また、ロボットに設けられた関節の角度を検出するセンサなどにも適用することができる。

（２）上記各実施形態において、相対回転する測定対象が１回転する間に磁界の強度に応じて信号レベルがＮ周期（但し、Ｎは自然数）で変化する正弦波信号及び余弦波信号を出力する磁電変換素子として、正弦波相コイル３ｂおよび余弦波相コイル３ｃやＡＭＲセンサＭ１，Ｍ２に代えて、磁電変換素子として機能し得る他のセンサを用いることもできる。

（３）上記各実施形態に係る構成では、角度演算部６０、初期値決定部５３および出力部７０は、ディスクリート回路などのハードウエアによって実現することができる他、マイクロコンピュータを用いたソフトウエアによって実現することもできる。

（４）上記各実施形態に係る構成では、初期値決定部５３が行う内容は、出力部７０が行うようにしても良い。

（５）上記各実施形態に係る構成では、出力部７０が演算角度をアナログ信号に変換しないでデジタル値の状態で出力するように構成することもできる。

（６）上記第４実施形態に係る構成では、検出回路５０ａをシリコン基板１０に形成し、センサチップ１５および検出回路５０ａを一体化することもできる。
また、シリコン基板１０に代えてＧａＡｓ、ＩｎＡｓ、ＩｎＳｂなどの化合物半導体により形成された基板を用いることもできる。
また、永久磁石１２に代えて、磁気インクを塗布した部材を用いることもできる。また、導電性部材の表面に着磁した部材を用いることもできる。

１，１ａ…回転センサ
２…回転検出器
３ｂ…正弦波相コイル（磁電変換素子）
３ｃ…余弦波相コイル（磁電変換素子）
４…回転子（測定対象）
１２…永久磁石（測定対象）
１５…センサチップ
５０，５０ａ…検出回路
６０…角度演算部
６１…信号作成部
７０…出力部
Ａ…第１振幅比
Ｂ…第２振幅比
Ｈ１，Ｈ２…ホール素子
Ｍ１，Ｍ２…ＡＭＲセンサ（磁電変換素子）
α，β…角度
θ…相対回転角度
φ…演算角度

Claims (4)

1. 相対回転する測定対象が１回転する間に磁界の強度に応じて信号レベルがＮ周期（但し、Ｎは自然数）で変化する正弦波信号及び余弦波信号をそれぞれ出力し、かつ、前記正弦波信号及び前記余弦波信号の間に位相差が出るように配置された複数の磁電変換素子を備え、
   各磁電変換素子から出力される前記正弦波信号及び前記余弦波信号を用いて前記測定対象に対する相対回転角度を求めるように構成された回転センサにおいて、
   前記複数の磁電変換素子から出力される前記正弦波信号及び前記余弦波信号を用い、前記測定対象に対する前記相対回転角度θと演算により求めた演算角度φとの偏差が所定値に収束するようにフィードバック制御を行って前記相対回転角度θを演算する角度演算部と、
   前記角度演算部が演算した演算角度φに対応する信号を出力する出力部と、を備え、
   前記相対回転角度θが基準角度となるように相対回転させた前記測定対象について、前記各磁電変換素子から前記正弦波信号として出力される信号に基づいて、前記正弦波信号に含まれる前記基準角度からのずれを角度αとして予め測定するとともに、前記余弦波信号として出力される信号に基づいて、前記余弦波信号に含まれる前記基準角度からのずれを角度βとして予め測定し、
   前記角度演算部は、
   前記複数の磁電変換素子から出力される前記正弦波信号sin（Ｎθ＋α）にcos（Ｎφ＋β）を乗算したものから前記余弦波信号cos（Ｎθ＋β）にsin（Ｎφ＋α）を乗算したものを減算する下記式の左辺を解いて求められる下記式の右辺について、その変数部分である（Ｎθ−Ｎφ）が、前記所定値になるようにフィードバック制御を行って、前記相対回転角度θを演算することを特徴とする回転センサ。
   sin(Ｎθ＋α)×cos(Ｎφ＋β)−cos(Ｎθ＋β)×sin(Ｎφ＋α)
   ＝(sinαsinβ＋cosαcosβ)×sin(Ｎθ−Ｎφ)
2. 入力される角度に対して前記角度βを加算した角度を出力する第１加算手段と、
   前記第１加算手段から入力される角度に応じた余弦値を出力する余弦値出力手段と、を備え、
   前記cos（Ｎφ＋β）は、前記第１加算手段に演算角度Ｎφを入力することで前記余弦値出力手段から出力される余弦値に基づいて演算されることを特徴とする請求項１に記載の回転センサ。
3. 入力される角度に対して前記角度αを加算した角度を出力する第２加算手段と、
   前記第２加算手段から入力される角度に応じた正弦値を出力する正弦値出力手段と、を備え、
   前記sin（Ｎφ＋α）は、前記第２加算手段に演算角度Ｎφを入力することで前記正弦値出力手段から出力される正弦値に基づいて演算されることを特徴とする請求項１または２に記載の回転センサ。
4. 前記各磁電変換素子から前記正弦波信号として出力される信号に基づいて、基準振幅に対する前記正弦波信号の振幅の比を第１振幅比Ａとして予め測定するとともに、前記余弦波信号として出力される信号に基づいて、前記基準振幅に対する前記余弦波信号の振幅の比を第２振幅比Ｂとして予め測定し、
   前記角度演算部は、
   前記複数の磁電変換素子から出力される前記正弦波信号Ａsin（Ｎθ＋α）にＢcos（Ｎφ＋β）を乗算したものから前記余弦波信号Ｂcos（Ｎθ＋β）にＡsin（Ｎφ＋α）を乗算したものを減算する下記式の左辺を解いて求められる下記式の右辺について、その変数部分である（Ｎθ−Ｎφ）が、前記所定値になるようにフィードバック制御を行って、前記相対回転角度θを演算することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の回転センサ。
   Ａsin(Ｎθ＋α)×Ｂcos(Ｎφ＋β)−Ｂcos(Ｎθ＋β)×Ａsin(Ｎφ＋α)
   ＝ＡＢ(sinαsinβ＋cosαcosβ)×sin(Ｎθ−Ｎφ)

Images