NO864053L - Krets for frembringelse av et flerfaset sinusformet utsignal. - Google Patents

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører en krets for frembringelse av et flerfaset, digitalt omformet sinusformet utgangssignal og et apparat for påvisning og måling av symmetriske komponenter i flerfasede vekselstrømsystemer, og vedrører særlig fastlåste kretser som frembringer et flerfaset utgangssignal med et forutbestemt faseforhold i forhold til signalet fra en flerfaset kilde.

Sinusformede strømmer og spenninger i flerfasete elektriske systemer presenteres vanligvis i form av et sett av roterende vektorer. Disse vektorer som kan være usymmetriske eller ubalan-serte, kan oppløses i tre symmetriske systemer av tre like vektorer som er kjent som positive-, negative- og nullsekvenskompo-nenter. Påvisningen av disse komponenter er nyttig for å bestemme graden av ubalanse i fasene i det elektriske system, og kan brukes som indikasjon på opptredende feil i systemet. T et balansert system er det vanligvis kun positive sekvenskomponenter tilstede. Negative sekvenskomponenter oppstår dersom det er en fase-ubalanse, mens null-sekvenskomponentene kun strømmer dersom det er en firewiresforbindelse tilkoblet, såsom jordet kabel. Vanligvis anvendes de positive sekvenskomponenter i mange kontroll-, og måleanvendelser, fordi disse komponenter representerer den aktive del av den totalt påtrykte spenning, strøm eller effekt. F.eks. er forovervridningen i en motor en funksjon av den positive se-kvensspenning og den positive sekvensstrøm. I effektregulatorer måles de positive sekvenskomponenter for å bestemme den aktive påtrykte effekt. Positivsekvens-båndfiltre anvendes for tiden for å måle og påvise positive sekvenskomponenter. Et slikt filter er beskrevet i US-patentskrift 4.479.160. Under anvendelse av en slik filterutgang for disse måleoppgaver oppstår det problemer fordi filterutgangssignalets amplityde og fase er følsomme for ubalanse i inngangssignalet. Dette betyr at enhver fase- eller

amplityde-ubalanse i inngangssignalet føres gjennom til filteret.

En stabil tidsinnstillingsbølgeform som ville forbli nøy-aktig faselåst til de symmetriske positive fasesekvenskomponenter fra en signalkilde, kan være brukbar selv under alvolig forvreng-ning og forstyrrelser. Videre kan det også anvendes en krets hvor den positive sekvenskomponent-utgang forblir faselåst selv om alle unntatt én av fasene fra signalkinden tapes. Det er et formål med oppfinnelsen å frembringe et stabilt faselåst sett av symmetriske positive eller negative sekvens-utgangssignaler, selv når det opptrer alvorlig ubalanse eller at alle kildefaser unntatt én tapes. Det er videre et formål med oppfinnelsen å frembringe en krets hvor det symmetriske komponentutgangssignal kan være faselåst i forhold til ethvert sett av de symmetriske komponenter som opptrer i kildesignalet.

En krets ifølge oppfinnelsen for frembirngelse av de flerfasete, digitalt dannede, sinusformede utgangssignal som er representativt for et forutbestemt symmetrisk komponentsekvenssett av et flerfaset kildesignal og mellom hvilke det det er et forutbestemt faseforhold, er kjennetegnet ved en komparator som har som inngang det flerfasete, omdannede utgangssignal og det flerfasete kildesignal, idet fasekomparatoren frembringer et fasefeil-utgangssignal som er representativt for fasefeilen i det forutbestemte faseforhold mellom kildesignalets og det omformede utgangssignals faser når (og dersom) minst én av kildesignalets faser er til stede i inngangen, en faseskifter som har en utgang med variabel frekvens for skifting av det omformede utgangssignals fase som reaksjon på fasefeil-utgangssignalet for redu-sering av fasefeilen i det forutbestemte forhold mellom kildesignalets og dets omformede utgangssignals faser, og en omformer for digital omforming ved en forutbestemt amplityde, av det flerfasede omdannede utgangssignal som har det forutbestemte faseforhold i forhold til kildesignalet, idet omformeren som reagerer på utgangen fra faseskifteren for endring av det omformede utgangssignals fase for å senke fasefeilen i det forutbestemte faseforhold mellom kildesignalet og det omformede utganssignal, slik at det omformede utgangssignal låses i det forutbestemte faseforhold til kildesignalets forutbestemte symmetriske komponentsekvenssett når fasefeilutgangssignalet er tilnærmet lik null.

Når fasefeilen hensiktsmessig er redusert til tilnærmet null låses utgangssignalet fra digitalomformeren til et forutbestemt faseforhold i forhold til kildesignalet. Det omformede utgangssignal kan være i fase med, eller 90° faseforskjøvet i forhold til kildesignalet. I virkeligheten kan det flerfasede omformede utgangssignal ha et vilkårlig faseforhold i forhold til kildesignalet. Enten det positive eller negative sekvenssett av det flerfasede kildesignal kan anvendes. I en alternativ utfør-elsesform kan det anordnes en andre omformer for å frembringe et andre flerfaset omformet utgangssignal som er 90° faseforskjøvet i forhold til det første flerfasede omformede utgangssignal og som er i fase med det positive sekvenssett av det flerfasede kildesignal. Komponentsekvenssettene som er i fase og 90° for-skjøvet kan anvendes til et vilkårlig sett av flerfasesignaler for å oppløse disse vilkårlige signaler i deres aktive og reaktive komponenter.

Oppfinnelsen skal nå beskrives ved hjelp av eksempler under henvisning til de medfølgende tegninger, hvori: Fig. 1 viser en trefaset utførelse ifølge oppfinnelsen for å frembringe cosinus-utgangssignaler av grunnfrekvensen som er forskjøvet 90° foran kildesignalet. Fig. 2A, 2B og 2C viser punkt for punkt multipliseringen av en fase av kildesignalet og en fase av utgangssignalet når de er henholdsvis i fase, ute av fase og 90° faseforskjøvet. Fig. 3 viser driften av en trefase-fasekomnparator over hele dens operasjonsområde. Fig. 4 viser et trefasesystem som frembringer sinusutganger i fase med kildesignalet. Fig. 5 viser en alternativ utførelse for å frembringe sinusutganger i fase med kildesignalet. Fig. 6 viser en utførelse ifølge oppfinnelsen, hvor det frembringes digitale positive sekvensutganger. Fig. 1 viser en krets for å frembringe faselåste positive

sekvens-cosinusutganger. Kretsen 10 omfatter en fasekomparator 11 med analoge multiplikatorer 12, 14 og 16, som hver har innganger X og Y og en utgang Z som er produktet av X og Y. Kildesignalets 18 tre faser A, B og C er knyttet til inngangene Y på multiplikatorene 12, 14 og 16 henholdsvis. Et omformet komponent sekvenssett 29 med fasene A', B<1>og C som også er kretsens utgang 10 er

knyttet til X-inngangene på disse multiplikatorer. Hver multiplikator er i virkeligheten en fasekomparator for utgang- og inn-gangssignalene for en individuell fase. Den midlere verdi av Z-utgangene fra hver multiplikator er kun avhengig av grunnfrekvensen til det omformede utgangssignal A', B<1>og C, og betegnes som et likestrømssignal med en stor rippelkomponent med dobbel frekvens. Dette er vist i fig. 2A og 2B hvor fasene A og A' er punkt- for punktmultipliserte. For illustrasjonens skyld antas det at de to fasene har en amplityde på 1 pr enhet (p.). I fig. 2A er fasene A og A' i fase og derfor vises deres bølgeformer oppå hverandre idet produktet av A og A' (A.A) er et signal med dobbel grunnfrekvens og et midlere utgangssignal er vist med linjen +v. I fig. 2B er A og A' ute av fase (dvs. 180° fasefor-skjøvet), idet produktet av A og A<1>(A.A<1>) er et signal med dobbel grunnfrekvens og en midlere utgang er vist med linjen -v. Når fasene er forskjøvet 90°, slik det vises i fig. 2C, er den resulterende midlere utgang lik 0. Dette er forholdet når fasefeilen er null. I denne søknad skal faseforholdet mellom de to inngangene til hver multiplikator holdes tett opptil 90° og den midlere verdi av deres utganger holdes nær null. I tillegg til den dobble frekvens eller 2.ordens harmoniske svingningskompo-nenter tilstede i multiplikatorutgangen vil noen andre rippel-frekvenskomponenter være tilstede på grunn av harmoniske svingninger som kan være tilstede i de tre faseinnganger. Det påvirker imidlertid ikke middelverdien av fesefeilsignalet som derfor er ufølsomt overfor harmoniske svingninger. Z-utgangene fra multiplikatorene 12, 14 og 16 har middelverdier som representerer de respektive fasefeil mellom kildesignalets 18 respektive faser A, B og C og de dannede utgangssignals 20 respektive faser A', B<1>og C. Z-utgangene fra alle multiplikatorene summeres ved summeringspunktet 22 som frembringer som en utgang, et fasefeilsignal 24 som er representativt for fasefeilen i det valgte sekvenssett av symmetriske komponenter. Under balanserte forhold, hvor kun symmetriske komponenter av den valgte sekvens eksisterer, opp-heves de 2. ordens harmoniske svingninger i hver av de individuelle multiplikatorutganger under summeringen, og danner et fasefeilsignal som stort sett er uten rippel.

Fasefeilsignalet 25 integreres i den ikke-inviterende integrator 26 for å oppnå et integrert fasefeilsignal 28 som utgang. Dette integrerte fasefeilsignal 28 anvendes som inngang til en spenningsstyrt opscillator 30. Når signalet 18 hovedsakelig er balansert, resulterer summeringen av fasefeilsignalene, dvs. av utgangene fra multiplikatorene 12, 14 og 16, i opphevning av de vesentligste 2. ordens harmoniske vekselstrømkomponenter, noe som gjør det mulig å anvende en hurtigere svingningsintegrator. Utgangen fra den spenningsstyrte oscillator 30 har et klokkesignal 32, som kan anvendes eksternt som et klokkesignal og også føres til omformeren 34. Integratoren 26 og den spenningsstyrte oscillator 30 anvendes som en faseskifter. Omformeren 34 omfatter en digitalteller 36 og et antall ikke-flyktige lagre såsom leselagre (rom) og digitale-til-analoge omdannere. For trefasesystemer, anordnes tre leselageranordninger (rom) 38, 40 og 42 for fasene A', B<1>og C<*>respektivt. Telleren 36 startes av klokkesignalet 32 og danner en digital adresse-telleutgang som varierer fra en startadressetelleverdi s til en sluttadressetelleverdi f. En adresse-buss 44 knytter sammen utgangen fra telleren 36 med inngangsad-ressebussene for hver av leselageranordningene 38, 40 og 42. Adressetellerutgangene fungerer som inngangsadressen for lese-lageranordningen som er anordnet for hver av fasene. Størrelsen ((f-s)+l) representerer det ønskede tall, trinn som perioden for det dannende utgangssignal er inndelt i. Adressetelleren svarer til et en-til-en grunnlag, for antallet adressetellinger innen perioden til den omformede utgangssignal. Fortrinnsvis er det totale antall adressetellinger et multiplum av det dobble fase-antall for å sikre identiske og symmetriske dannede bølgeformer for alle faser. For en trefase-inngang vil en adressetelling fra 0 til 359 eller fra 1 til 360 gi en balansert høykvalitetsutgang med 1 grads økning. Anvendt i forbindelse med leselageranordninger med 8 biters utganger programmert til å levere de tre-faseomformede utganger i binær form, er det mulig å oppnå en faselåsingsnøyaktighet på 0,2°. Med dette arrangement kan den digitale adressetellerverdi også anordnes som en utgang fra kretsen.

Klokkesignalets 32 frekvens fra den spenningsstyrte oscillator 30 sammenholdes med størrelsen av det integrerte feilsignal 28. Når fasefeilen øker, forandres vanligvis også klokkesignalets 32 frekvens., Fasefeilen retningsbestemmes avhengig av om takt-signalfrekvensen øker eller avtar. Denne frekvensforandring øker eller senker digitaltellerens tellegrad som i sin tur øker eller reduserer fasen til det dannede utgangssignal i forhold til kildesignalet, og har en tendens til å redusere fasefeilen. Ettersom fasefeilen mellom det omdannede utgangssignal 20 og kildesignalet 18 avtar mot null, stabiliseres utgangen fra integratoren 26, og fikserer klokkesignalets 32 frekvens fra denne spenningsstyrte oscillator 30 og opprettholder det omformede utgangssignal i et ønsket forutbestemt faseforhold med kildesignalet. En normal trefaseinngang vil inneholde et relativt lite amplitydesett av negative sekvenskomponenter, sammenholdt med ubalansen i trefasespenningene. Disse negative sekvenskomponenter resulterer i noe rest av 2. ordens harmonisk rippel i den summerte utgang fra de tre fasekomparatorer, men vil imidlertid ikke påvirke den umiddelbare utgang. Fasefeilinte-gratoren har en tendens til å redusere denne rippel, slik at det ikke nevneverdig modulerer frekvensen til den spenningstyrte oscillator og det omformede utgangssignal vil være faselåst til de positive sekvenssett av symmetriske komponenter. Det er viktig å være oppmerksom på at ved å definere faseforholdet med signalkilden, er det omformede utgangssignals frekvens pr. definisjon det samme som kildesignalet. Imidlertid, det faktum at utgangssignalet og kildesignalet ikke er på samme frekvens definerer ikke forholdet mellom deres faser.

I hvert leselager er det forprogrammert en anvisningstabell med et antall induviduelt tilgjengelige adresser som korresponderer med tellerens adresse-teller-utgangsverdi. For hver fase, er det lagret en digitalverdi i hver adresse og denne er representativ for utgangsamplityden for fasen ved det spesielle trinn innen perioden for det omformede utgangssignal som svarer til adressetelleutgangsverdien. når en særlig adressetelleverdi mottas på leselagrenes inngangsbusser fra telleren, plasseres den digitale verdi for amplityden som korresponderer med adresse-tellerverdien på utgangsbussen 46 for hvert lager. For kretsen vist i fig. 1 programmeres de tre leselageranordningene 38, 40 og 42 for å frembringe fasesekvensen A', B' og C respektivt. I kretsen vist i fig. 1 programmeres anvisertabellinformasjonen i lageranordningen for å frembringe et symmetrisk positivt sekvens sett av utgangssignaler. Disse utganger vil, når de innkorporeres i kretsen illustrert i fig. 1, låses faseforskjøvet 90° foran inngangene. Som et resultat av dette er digitalomformeren 34 også kjent som en consinusomformer. Selv om en leselageranordning er vist for hver fase, kan en enkelt leselageranordning med et antall utganger tilstrekkelig til å frembringe den digitale inform-asjon, som kreves for å danne det nødvendige antall sinusformede utgangs-bølgeformere, erstatte de tre leselageranordningene. F.eks. når en åtte-linjers utgangsdatabuss anvendes for hver fase, kan en enkelt leselageranordning med 24 linjers utgangsdatabuss erstattes.

En digital-til-analog omdanner 48 er forbundet til hver utgangsdatabuss i hvert leselager. Digital-til-analog omdanneren 48 omdanner digitalverdiene som er representative for hver fases utgangsamplityde ved det spesielle trinn i perioden til den dannede utgangs-bølgeform, til en hovedsakelig kontinuerlig sinus-bølgeform for hver fase. Ved presentering av adresseinforma-sjonene på en stort sett simultan måte til leselagrene, synkroni-seres de dannede bølgeformene for fasene A', B' og C med hensyn til hverandre i et forutbestemt faseforhold, her 120° med hensyn til kildesignalfåsene 18. Følgelig, ettersom adressetelleverdiene varierer fra strattelleverdien s til den endelige telleverdi f, frembringer de digitale-til-analoge omdannere 48 det omformede utgangssignal 20 med fasesekvensene A<1>, B' og C. Når adressetelleverdien har nådd den endelige adressetelleverdi f, stilles telleren tilbake til startadressetelleverdien s, slik at syklusen kan gjentas. Digitalomformingen av utgangssignalet 18 muliggjør at faseforholdene mellom de dannede faser kan bestemmes nøyaktig.

Fortrinnsvis knyttes en amplitydereferansekrets 50 til hver av de digital-til-analoge omdannere 42 for å etablere amplityden til hver av de omformede utgangssignals 20 faser. De dannede fasers amplityde innstilles på multiplikatorens akseptable maksi-malverdi. Dette gjøres for å øke signal-til-støy forholdet. Videre, for å oppnå en presis faselåsing, trenger ikke amplityde-referansen å være et nøyaktig signal fordi fasefeilsignalets po-laritet integreres for å oppnå den påkrevde fasekorreksjon og fasefeilsignalet et null ved faselåsing.

Fig. 3 viser driften av trefasekomparatoren over et fase-forskjellområde hvor de dannede utganger A', B<1>, C ligger fase-forskjøvet etter inngangene A, B og C med fra 0 til 360°. Det er vist to skalaer langs X-aksen. Disse er (fra venstre til høyre) 0 til 360° for utgangene som er faseforskjøvet etter inngangene og 360 - 0° for utganger som er faseforskjøvet foran inngangene. Y-aksens skala er en enhetsskala varierende fra -1,6 p.e. til +1,6 p.e. For oversiktens skyld er ikke alle bølgeformene vist, men kun inngangene A og A' samt deres produkt A x A', slik de oppnås fra multiplikatorene 12 ifølge fig. 1, er vist sammen med den summerte utgang, fasefeilsignalet 24 for alle faser, slik det mottas fra summeringspunktet 22. Kretsen ifølge fig. 1 frembringer omformede utganger som er faseforskjøvet foran deres respektive innganger med 90°, noe som er det samme som at de er faseforskjøvet 270° etter. Dette er vist ved punkt P i fig. 3. Det kan ses at fasefeilsignalet 24 rundt dette punkt blir positivt når faseforskyvningen foran (etter) i utgangen avtar (øker). Dette er vist med pilen G. Denne senkning resulterer i at integratorutgangen 28 blir mere positiv, og medfører at frekvensen fra den spenningsstyrte oscillator 30 midlertidig øker og fase-posisjonene fra utgangen føres tilbake til 90° forskyvning foran (270° etter). Tilsvarende kan det ses at fasefeilsignalet rundt punktet P blir negativt når forskyvningen foran (etter) utgangen øker (avtar). Dette er vist med pilen H. Denne økningen vil re-sultere i at integratorutgangen 28 blir mere negativ, noe som medfører at frekvensen fra den spenningsstyrte oscillator midlertidig avtar og faseposisjonen til utgangen føres tilbake til 90° forskyvning foran (270° etter). Utgangene holdes derfor faselåst nøyaktig til kilden. Således omfatter multiplikatorene 12, 14 og 16 og summeringspunktet 22 en fasekomparator som kun er følsom overfor den valgte symmetriske komponentsett fra kildesignalets grunnfrekvenser som har tre ganger de individuelle fasekompara-torers følsomhet og som under stabile forhold stort sett er uten rippel.

Andre fasesekvenser såvel som andre faseforhold kan også oppnås med denne krets. F.eks. frembringer kretsen fasesekvensene A', B', C som er kildesignalets positvie sekvenskomponent. Dette er den foretrukne sekvens, idet de positive sekvenskomponenter representerer den aktive del av den påtrykte spenning, strøm eller effekt. Ved å omskifte amplitydeinformasjonen i lagrene 40 og 42, reverseres fasesekvensene i utgangene A<1>, B' og C og blir negative. Når fasesekvensen er reversert, er det mulig å faselåse den til et sett av negative sekvenskomponenter tilstede i en sammensatt omformet utgang. Dersom dette utføres i praksis, kan utgangen fra feil-integratoren låses for å begrense dens dyna-miske område, og dens svingegrad senkes med hensikt for å oppnå en bedret reduksjon i den 2. ordens harmoniske rippel på grunn av de (normalt større) positive sekvenskomponenter.

Fordelen med å anvende digitalt omformede utganger er at utgangene kan frembringes selv om alle unntatt én av fasene i kildesignalet tapes. Faktisk kan, der hvor alle fasene fra kilden tapes, kretsen modifiseres slik at de omformede utganger forblir i deres siste faseforhold. Dette kalles frigang. Med et trefase-system vil utgangen fra digitalomformeren normalt være tre 120° forskjøvede bølgeformer representative for kildesignalets positive sekvenskomponent. Imidlertid kan andre forskyvninger enn 120° oppnås ved å endre innholdet i leselagrene.

I fig. 4 og 5 vises kretser som stort sett er de samme som vist i fig. 1. på fig. 4 og 5 er tilsvarende eller uendrede komponenter vist med de samme henvisningstall. I fig. 4 vises en krets 80 som vist utnytter multiplikatorer med differensielle innganger anvendt til å multiplisere de linje-til-linje-dannede utganger med den linje-til-nøytral kildeinngang, slik at utgangene faktisk er klammer fastlåst med kildesignalene. I kretsen 80 har differensielle analoge multiplikatorer 82, 84 og 86 er-stattet de analoge multiplikatorer 12, 14 og 16 ifølge fig. 1. Hver av de differensielle multiplikatorer har differensielle innganger X og Y som er indikert med pluss- og minustegnene. Således er de differensielle innganger +Y, -Y, +X og -X for hver differensiell multiplikator. -X inngangen til hver av multiplikatorene er benyttet til jord. Dette representerer en nullverdi inngang ved dette punkt. Kildesignalets 18 ytre fase A, B og C er knyttet til +X inngangene til multiplikatorene 82, 84 og 86 respektivt. De positive sekvensutgangene B', C og A' er respektivt forbundet til +Y inngangene på multiplikatorene 82, 84 og 86. De positive sekvensutganger B', C<*>og A', respektivt av det omformede utgangssignal er forbundet til +Y inngangene på multiplikatorene 82, 84 og 86. De positive sekvensutganger C, A<1>og B<1>er respektivt knyttet til -Y inngangene på de differensielle multiplikatorer 82, 84 og 86. Utgangen fra den differensielle multiplikator 82 er A(B'-C), utgangen fra den dif f erensielle multiplikator 84 er B(C'-A') og utgangen fra den differensielle multiplikator 86 er C(A'-B'). Vektoranalyse av kvantitetene innen parantesene viser at kvantiteten (B'-C) ligger 90° fasefor-skjøvet etter inngang A av kildesignalet. Tilsvarende ligger kvantitetene (C-A1) og (A<*->B') 90° faseforskjøvet etter kildesignalets innganger B og C respektivt. Et ikke-inverterende integrator 26 anvendes her for å opprettholde faselåsingen slik at A', er i fase med A, B' er i fase med B og C er i fase med C. Resten av kretsen er stort sett identisk med den som er beskrevet foran.

I fig. 5 er det vist en alternativ utførelsesform for å oppnå positive sekvenskomponenter i fase. I kretsen 90 anvendes de analoge multiplikatorene 12, 14 og 16 som vist på fig. 1. Imidlertid, her er fasene A, B og C i kildesignalet 18 anordnet som innganger til de differensielle forsterkerne 92, 94 og 96.

Kildesignalets 18 fase A er knyttet til den ikke-inverterende inngang på differensialforsterkeren 92 og også til den inverterende inngang på differensialforsterkeren 96. Kildesignalets 18 fase B er knyttet til den ikke-inverterende inngang på differensialforsterkeren 94 henholdsvis knyttet til den inverterende inngang på differensialforsterkeren 92. Kildesignalets fase C er knyttet til den ikke-inverterende inngang på differensialforsterkeren 96 og til den inverterende inngang på differensialforsterkeren 94. Utgangssignalene fra differensialforsterk-erne 92, 94 og 96 har kvantitetene (A-B), (B-C) og (C-A) respektivt. Disse signaler knyttes i sin tur til Y-inngangene på de analoge multiplikatorer 12, 14 og 16. De positive sekvensutganger C, A<*>og B<1>er respektivt knyttet til X-inngangene på de tre analoge multiplikatorer. Her er utgangsverdiene fra de analoge multiplikatorer 12, 14 og 16 verdiene C'(A-B), A'(B-C) og B'(C-A) respektivt. Igjen representerer disse verdier fasefeilen mellom det omformede utgangssignals og kildesignalets faser. Utgangene fra de analoge multiplikatorer summeres sammen ved summeringspunktet 22 for å frembringe det midlere fasefeilsignal 24 som inverteres og integreres i integratoren 26. Utgangen 28 fra integratoren 26 knyttes som en inngang til et andre summerings- punkt 98. En sentral frekvensreferanse 100 er også tilknyttet som en inngang. Utgangen 102 fra summeringspunktet knyttes som en inngang til den spenningsstyrte oscillator 30. Med dette arrangementet forsyner frekvensreferansen 100 normalt den spenningsstyrte oscillator 30 med den nominelle spenning som kreves for å oppnå en synkron drift. Integratorutgangen 28 er følgelig kun nødvendig for å utjevne den lille forskjell på grunn av feil i referansen eller fasefeilen mellom de tre faseinngangene og de trefasedannede utganger.

For å få et nøyaktigere dannet utgangssignal og et større frekvensområde, foretrrekkes det en digitaldanner og en multi-pliserende digital-til-analog fasekomparator. Dette er vist i fig. 6. Ved å anvende en digital signalbehandling kan vanlige feil frembrakt av analoge elementer såsom drift og forskyvninger (offset) elimineres. Nøyaktigheten er også høyere, idet den er proposjonal med antall anvendte biter. I dette arrangementet anvendes de digitale utganger fra leselagrene med de digitale multiplikatorer, istedenfor de omformede sinusformede utgangssignaler. De digitale multiplikatorer frembringer en analog utgang som er produktet av de analoge og digitale inngangs-signaler. I kretsen 110 er hver multiplikator 112, 114 og 116 utstyrt med en digital og en analog inngang. Kildesignalets 18 faser A, B og C er knyttet til de analoge innganger på multiplikatorene 112, 114 og 116. De digitale utganger fra leselagrene 38, 4 0 og 42, som frembringer sekvenskomponentene for A<1>, B<1>og C -fasene respektivt, er knyttet til de digitale innganger på multiplikatorene 112, 114 og 116. De digitale innganger på multiplikatorene kan fortrinnsvis motta 8 biter, selv om et høyere bitantall kan anvendes med den følge at nøyaktigheten øker. Med 8 biter fastlåses imidlertid kretsen innen 0,2° uten anvendelse av presisjonskomponenter. Igjen summeres utgangene fra de digitale multiplikatorer for å frembringe det midlere feilsignal 24 i summeringspunktet 22. Denne summerte verdi integreres derettet i integratoren 26 for å frembringe likestrømsstyresignaler til den spenningsstyrte oscillator 30. Utgangen 32 fra den spenningsstyrte oscillator fungerer som klokkesignalinngangen 118 til en 8-trinns binærteller 120 som også har en tilbakestillingsinngang 121. Telleren 120 klokkes på den positive flange av utgangssignalet fra den spenningsstyrte oscillator 30. Dette indikeres med symbolet

vist ved klokkeinngangen 118. Adressetelleverdien fra tellerens 120 8-trinnsutgang Q0 til Q7 tjener som adresse for hver fases leselagre. Utgangsdatabussene 46 fra hvert leselager er knyttet som inngang til en låsekrets 122. Utgangsbussene 124 fra låsekretsene 122 føres til de digitale innganger på deres korresponderende multiplikatorer. Låseutgangene kan også anvendes til å frembringe de trefase binærkodede utganger for annen anvendelse. Disse utganger kan anvendes direkte i binær form eller omformes til analoge utganger. Utgangene 32 fra den spenningsstyrte oscillator 30 knyttes til låsekretsenes 122 klokkeinn-ganger 126 som utløses på den negative flanke. En negativ flanke-utløseanordning er indikert med symbolet

som opptrer ved

klokkeinngangen 126 for låsekretsene 122. Dette sikrer at utgangene fra leselagrene har stabilisert seg forut for oppdater-ingen av informasjonen i låsekretsene 122.

For nøyaktig symmetri kan telleren tilbakestilles nøyaktig på et eksakt multiplum av det dobble antall faser. For 1 grads oppløsning trenges det en 360 trinns teller noe som krever 9 biter. Det kan imidlertid være mere passende å anvende binære tellere av standard type med 8, 12 eller 16 biter som opererer ved den høyeste telling med nødvendig multiplisitet.

For det viste trefase-system vil en 8-biters teller tilbakestilles etter 252 tellinger, en 12-biters teller etter 4082 tellinger og en 16-biters teller etter 65532 tellinger. Den korresponderende vinkeloppløsning er da 1,429, 0,088 og 0,005° henholdsvis for 8, 12 og 16 biters tellere. Kretsen som vist i fig. 5 utnytter en teller som tilbakestilles etter 252 tellinger. Det kan ses at utgangene Q2 til Q7 er knyttet til inngangene på en ikke-og-port. Utgangen 132 fra ikke-og-porten er knyttet til S - inngangen på en RS-vippe 140. R inngangen på vippen 140 er knyttet til utgangen 32 fra den spenningsstyrte oscillator 30. Q-utgangen fra vippen 140 er knyttet til tellerens 120 tilbakestillingsinngang 121. Når tellingen har nådd 252 blir utgangen 132 fra ikke-og-porten aktiv/lav (active/low) og medfører således at vippens 140 utgang Q aktiveres og tilbakestiller den binære teller 120. Tilknyttingen av R inngangen til den spenningsstyrte oscillators 30 utgang 32 sikrer at telleren 120 ikke tilbakestilles før den ønskede telling er oppnådd.

Den viste krets frembringer bølgeformer som er representative for kildesignalets positive symmetriske komponenter. Ved å anvende en amplitydereferansekrets som låser amplityden til kildesignalets grunnfrekvens eller andre ønskede frekvenser, er den omformede utgang i fase og størrelse representativ for de positive sekvenskomponenter. Dette er nyttig når kildesignalet forvrenges og er nyttig til effekt-aktive filteranvendelser. Ved å anordne en andre digital omformer, kan komponenter både i fase og 90° faseforskjøvet frembringes, og denne kan brukes i viseranalyser. Disse komponenter kan tilpasses til ethvert vilkårlig sett av flerfasede signaler for å oppløse dem i deres aktive og reaktive deler. Dette kan være nyttig for måling av aktiv og reaktive effekt. Når det imidlertid anvendes i viseranalyser bør det benyttes en nøyaktig amplityde-referanse. Kretser med pasende modifiseringer kan i tillegg anvendes til flerfase-formål når tallet på faser er forskjellig fra 3.

Den beskrevne fastlåste digitalsløyfekrets har tallrike an-vendelser til mange kontroll- og måleanvendelser som kan oppstå i elektroniske- og elektriske systemer. De beskrevne kretser frembringer et stabilt faselåst digitalt klokkesignal som er ufølsomt overfor forvrengninger og forstyrrelser i kildesignalet, og som kan opprettholde faselåsing selv når bare én av kildesignalets faser er tilstede, og det kan opprettholdes utganger selv om alle kildesignalets faser tapes. På grunn av at signalene frembringes ved anvendelse av lagre, er det mulig å generere sinus- og consinus sekvenskomponentutganger med en nøyaktig symmetrisk for-skjøvet og fast amplityde. Disse dannede sekvenskomponenter kan multipliseres med spenning- eller strømsignaler for å måle stør-relsen av deres rette og imaginære (i fase og 90° faseforskjøvet) komponeter ved grunnfrekvensen eller en annen valgt frekvens. Det kan frembringes et nøyaktig sett av consinus tidsinnstillings-bølger anvendelse i en consinuskrysskontroll for en tyristor omdanner eller en cycloomdanner. med disse digitaldannere kan det frembringes en svært nøyaktig consinuskrysskontroll under anvendelse av binærkodede refereranser og consinus-tidsinnstillings-bølger, samt digitale komparatorer for å bestemme tyristorers start- og endestoppvinkler. Disse kretser tilveiebringer nøy-aktige positive sekvenssett av symmetriske komponenter for anvendelse som referansebølgeformer for et aktivt effektfilter. Til slutt kan kretsene anvendes for å oppnå et sett av symmetriske komponenter som er representative for og faselåst til ethvert positivt, negativt eller null-sekvenssett av grunnfrekvenser eller harmoniske frekvenser som er tilstede i de flerfasede kildesignal.

IDENTIFISERING AV HENVISNINGSTALL ANVENDT I TEGNINGENE.

Claims (13)

1. Krets for frembringelse av et flerfaset, digitalt omformet sinusformet utgangssignal som er representativt for et forutbestemt symmetrisk komponentsekvenssett av et flerfaset kildesignal og med et forutbestemt faseforhold mellom disse,karakterisert vedat en fasekomparator har som inngang det flerfasede utgangssignal og det flerfasede kildesignal, idet fasekomparatoren frembringer et fasefeil-utgangssignal som er representativt for fasefeilen i det forutbestemte faseforhold mellom kildesignalets og det omformede utgangssignals faser når minst én av kildesignalets faser er tilstede i inngangen, at en faseskifter har en variabel utgangsfrekvens for skifting av det omformede utgangssignals fase som reaksjon på fasefeil-utgangssignalet for å redusere fasefeilen i det forutbestemte faseforhold mellom kildesignalet og det omformede utgangssignal, og en omformer for digital omforming, ved en forutbestemt amplityde, det flerfasede omformede utgangssignal som har det forutbestemte faseforhold med kildesignalet, idet omformeren reagerer på faseskifter-utgangen for å variere fasen til det omformede utgangssignal for å senke fasefeilen i det forutbestemte faseforhold mellom kildesignalet og det omformede utgangssignal, slik at det omformede utgangssignal låses i det forutbestemte faseforhold med kildesignalets forutbestemte symmetriske komponentsekvenssett når fasefeil-utgangssignalet er tilnærmet null.

2. Krets i samsvar med krav 1,karakterisertved at det flerfasede kildesignal og det flerfasede, omformede utgangssignal har tre faser.

3. Krets i samsvar med krav 2,karakterisertved at det forutbestemte symmetriske komponentsekvenssett er kildesignalets positive sekvenssett.

4. Krets i samsvar med krav 3,karakterisertved at det omformede utgangssignal og kildesignalet har et forutbestemt faseforhold, hvori de er i fase.

5. Krets i samsvar med krav 4,karakterisertved en andre omformer for digital omforming, ved en forutbestemt amplityde, et andre flerfaset, omformet utgangssignal som har et faseforhold som er 90° faseforskjøvet i forhold til kildesignalet, idet den andre omformer reagerer på faseskifterutgangen for å variere fasene i det omformede utgangssignal for å senke fasefeilen i det 90° forskjøvede faseforhold mellom kildesignalet og det andre omformede utgangssignal og derved låse det andre omformede utgangssignal 90° faseforskjøvet i forhold til kildesignalets forutbestemte symmetriske komponent-sekvenssett når fasefeil-utgangssignalet er tilnærmet null.

6. Krets i samsvar med krav 3-5,karakterisertved at det omformede utgangssignal og kildesignalet har et forutbestemt faseforhold, hvor de er 90° faseforskjøvet.

7. Krets i samsvar med krav 6,karakterisertved at det omformede utgangssignals fase er låst i fase med det kildesignalets negative sekvenssett.

8. Krets i samsvar med krav 1-7,karakterisertved at fasekomparatoren omfatter en multiplikator for hver fase, idet hver multiplikator har en første inngang og andre inngang knyttet respektivt til kildesignalets og det utgangssignals omformede korresponderende faser, en utgang og en anordning for summering av utgangene fra multiplikatorene for fasene og frembringelse av fasefeil-utgangssignalet.

9. Krets i samsvar med krav 1-8,karakterisertved at faseskifteren reagerer på fasefeil-utgangssignaler for frembringing av et faseskifter-utgangssignal med en frekvens som midlertidig kan endres som reaksjon på fasefeil-utgangssignalet, idet faseskifter-utgangen låses i fase med kildesignalet når fasefeil-utgangssignalet er tilnærmet null og når faseskifter-utgangens frekvens stort sett er konstant.

10. Krets i samsvar med krav 1-9,karakterisertved at faseskifteren omfater en integrator med en inngang og en utgang, idet inngangen mottar fasefeil-utgangssignalet fra fasekomparatoren, idet utgangen fra integratoren er et likestrøm-signal stort sett proporsjonalt med den integrerte verdi av fasefeil-utgangssignalet, og en spenningsstyrt oscillator som har en inngang og en utgang, idet inngangen mottar likestrømssignalut-gangen fra integratoren og utgangssignalet fra integratoren har en frekvens som avhenger av størrelsen av det likestrømsinngangs-signalet

11. Krets i samsvar med krav 10,karakterisertved at omformeren omfatter en digitalteller med en klokkeinngang som dirigeres av utgangen fra den spenningstyrte oscillator og som har en tilbakestillingsinngang og en digital adressetellerutgang som varierer fra en startadresse-telleverdi s til en sluttadresse-telleverdi f hvor (f-s)+l representerer det antall trinn som perioden for det omformede utgangssignal inndeles i, idet adressetellingen korresponderer med en en-til-en-basis til antallet trinn innen perioden til den omformede utgangssignal, en lageranordning som reagerer på tellerens adressetelle-utgang for å frembringe digitale data som er representative for amplityden for hver av fasene til det omformede utgangssignal fra en forprogrammert anvisertabell som har et antall individuelt tilgjengelige adresser korresponderende med adressetelle- ut-gangsverdien fra telleren, og hvor de digitale verdier er lagret som representative for amplityden for hver av de faser på det trinn innen perioden for det omformede utgangssignal, som korresponderer med adressetelle-utgangen, idet lageret har en utgangsdatabuss hvor det presenteres de digitale verdier for hver fase av det omformede utgangssignal, en digital-til-analog (D/A) omdanner knyttet til utgangsdatabussen i lageret for hver fase for å omdanne digitalverdiene representative for utgangsamplityden for hver fase på hvert trinn i perioden for det omformede utgangssignal, til en stort sett kontinuerlig sinusbølgeform for hver fase, slik at det dannes et flerfaset omformet utgangssignal, og en amplitydereferanseanordning er knyttet til D/A -omdanneren for innstilling av det omformede utgangssignals amplityde frembrakt av D/A -omdanneren, og en tilbakestillingsan ordning for tilbakestilling av telleren til startadressetelleverdien s når telleadresseutgangsverdien når sluttadressetelle-verdien f.

12. Krets i samsvar med krav 11,karakterisertved at fasekomparatoren har som inngang det flerfasede omformede utgangssignal samt det flerfasede kildesignal, og fasekomparatoren frembringer et fasefeil-utgangssignal representativt for fasefeilen i det forutbestemte faseforhold mellom kildesignalets og det omformede utgangssignals faser når minst én av fasene i kildesignalet er tilstede i inngangen, idet fasekomparatoren omfatter en analog/digital-multiplikator for hver fase og hver multiplikator har en første inngang knyttet til en fase av kildesignalet, en andre inngang for mottagelse av digitale verdier representative for faseforholdet i det omformede utgangssignal i forhold til det signal som er knyttet til den første inngang, en utgang, en anordning for summering av utgangene fra multiplikatorene for fasene og frembringing av fasefeil-utgangssignalet, mens faseskifteren reagerer på fasefeil-utgangssignalet for frembringing av et faseskifter-utgangssignal med en frekvens som er forbingående foranderlig som reaksjon på fasefeilutgangssignalet, idet faseskifterutgangssignalet låses i fase med kildesignalet når fasefeil-utgangssignalet er tilnærmet null samtidig som faseskifter-utgangsfrekvensen er tilnærmet konstant, idet faseskifteren omfatter integratoren som har en inngang og en utgang, hvor inngangen mottar fasefeil-utgangssignalet fra fasekomparatoren, mens utgangssignalet fra integratoren er et likestrømssignal stort sett proporsjonalt med den integrerte vedi av fasefeil-utgangssignalet, og den spenningsstyrte oscillator har en inngang og en utgang, hvor inngangen mottar likestrøms-utgangssignalet fra integratoren mens utganssignalet fra oscil-latoren har en frekvens som er avhengig av størrelsen av like-strømssignalet ved dens inngang, og en omformer for digital omforming, ved en forutbestemt amplityde, det flerfasede omformede utgangssignal som har den forutbesteme fase i forhold til kildesignalet og digitaldanneren reagerer på faseskifterutgangen for å variere det omformede utgangssignals fase for å senke fasefeilen i det forutbestemte faseforhold mellom kildesignalet og det omformede utgangssignal, slik at det omformede utgangssignal låses i det forutbestemte faseforhold med kildesignalets forutbestemte symmetriske komponentsekvenssett når fasefeil-utgangssignalet er tilnærmet null, og digitaldanneren omfatter en digitalteller med en klokkeinngang som dirigeres av utgangen fra den spenningsstyrte oscillator og med en tilbakestillingsinngang og en digital adressetelleutgang som er varierbar fra en startadressetelleverdi s til en sluttadressetelleverdi f hvor (f-s)+l representerer antall trinn som det omformede utgangsignals periode inndeles i, idet adressetellingen korresponderer med en en-til-en-basis, til antall trinn innen det omformde utgangssignals periode, et ikke-flyktig lager som reagerer på adressetelleutgangen fra telleren for å frembringe digitale verdier som er representative for faseforholdet mellom hver av fasene fra det omformede utgangssignal og den korresponderende fase fra kildesignalet fra en forprogrammert anvisertabell som har et antall individuelt tilgjengelige adresser korresponderende med tellerens adressetellerutgang og hvor det er lagret de digitale verdier som er representative for faseforholdet for hver av fasene på trinnet innen perioden for det omformede utgangssignal som korresponderer med adressetelle-utgangen, og lageret har en utgangsdatabuss hvor de digitale verdier for hver fase av det omformede utgangssignal er tilstede og som er knyttet til den andre inngang på de digitaleanaloge multiplikatorer, slik at det frembringes digitale data3om er representative for faseforholdet mellom det omformede utgangssignals fase og kildesignalets fase ved dens første inngang, og en tilbakestillingsanordning for tilbakestilling av telleren til startadressetelleverdien s når adressetelleutgangsverdien når den endelige adressetelleverdi f.

13. Krets i samsvar med krav 12,karakterisertved at den digitale adressetelleutgang fra telleren er en 8, 12 eller 16 biters binær verdi og størrelsen ((f-s)+l) er lik 252, 4096 eller 65532.