JPS62171229A - デジタル演算型シンクロ・デジタル変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はシンクロ信号による角度伝達系において、計
算機制御等を行うために必要な、シンクロ・デジタル変
換器に関するものである。

〔従来の技術〕

第２図は従来の構成を示すものである。図において、（
１す、　（１ｂ）　、　（１ｃ）　　は三相シンクロ信
号。

（２す、　（２１））　　は二相リファレンス信号、（
３）はシンクロ・レゾルバ変換用スコツト・トランス、
　１４１Ｈ正弦発生器（図中５ｉＩＩと記す）、（５１
は余弦発生器（図中（２）と記す）　、　　（６ａ）　
、　（６ｂ）　　はアナログ乗算器、（７）はアナログ
減算器、（８）は増幅器（図中ＡＭＰと記す）、＋９１
はリファレンス信号から基準信号をつくるトランス、α
ｑは信号の正負を決める位相検波器、ａυは電圧−周波
数変換器（図中ＶａＯと記す）。

α２は出力可変用アップ／ダウン・カウンター（図中カ
ウンータと記す）である。

次に動作を説明する。シンクロ信号（１ａ）　、　（１
ｂ）（１リ　の線間電圧をｓｌ　、　ｓ２　、　ｓ３　
　とし、ビーク電圧をＥｌ、入力角度をθ、リファレン
ス信号Ｃ２１１）。

（２ｂ）の角速度を０１時間２ｔとすると。

８１　　＝　１１　ｓｔｎωｆ’　ｓｉｎθ５２＝Ｅ１
ｓｆｎω　ｔｓｉ＋ｌ　（θ−１２０°）Ｅｌ５　　＝
　Ｅｌ　ｓｒωｔ　＜ｉｎ　（θ−２４０°）となる。

シフクロ信号（１ａ）　、　（１ｂ）　、　（１ｃ）　
　をスコツト・トランス（３）によってレゾルバ信号８
４　、８５に変換する。８４　＊　ｓ５　は ８４　＝　１１　ｄｎ　Ｇｊｔ：　ｓｉｎθ８５　＝　
１１　ｓｉｎωｔ０θ となる。又、現在のシンクロ・デジタル変換器出力をφ
とすると、正弦発生器（４）の出力Ｓ６　　と余弦発生
器（５）の出力Ｓ７　　は ｓ６＝廁φ ｓ７”ｃｏｉφ となる。Ｓ４と８７を乗算器（６ａ）で乗算した信号を
８９　、８５　　と８６　　を乗算器（６ｂ）で乗算し
た信号を８９　　とすると。

８Ｂ　＝　Ｅｌ　ｓＩ＋＋ωを宙θ房φｓ９　＝　ＩＣ
１ｓｉｎωｔｅａｓθｓｉｎφとなる。Ｓ８　　から８
９　　を減算器（７）によって減算して得られる入出力
角度誤差信号Ｓ１ｏは８１０”Ｅｌ内ωを内θ！φ−Ｅ
１　ｄｎωを房θ地φミ１蜘ωｔｓ伯（θ−φ） となる。８１０は増幅器（８）によって振幅調整されＳ
Ｎとなる。リファレンス信号（２す、　（２１））　　
からトランス（９）によってつくられる基準信号をもと
に位相検波器ａＱによって誤差信号８１１の正負が決定
され。

その値は電圧−周波数変換器ａυによってパルス列に変
換され、これによって出力可変用アップ／ダウン・カウ
ンターを増減することで、角度出力φは補正される。

以上を繰９返すことによって出力φは誤差信号１３１０
が小さくなる方向へ補正され、入力角度と出力角度は等
しくなる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

シンクロ・デジタル演算において角度追従を行う演算部
や変換部の信号がアナログであるために各相のゲインや
位相を合せるための調整箇所が多く、難しい、環境変化
や経年劣化が大きく、多くの素子を必要とすることと、
多くの調整を行うことＫより、不具合発生率が高いとい
う問題点かあつた〇 し問題点を解決するための手段〕 この発明はアナログ素子や抵抗の使用を最小限にとどめ
るために、アナログ・デジタル変換器を付加し０乗算器
と加算器と位相検波器をアナログ素子からデジタル素子
に変え、電圧−周波数変換器とカウンターによる出力値
補正器をデジタル加算器とフリップ・フロップに変える
ことにより。

演算方式をアナログ演算からデジタル演算にしたもので
ある。

〔作用〕

この発明により数多く、シかも難しい調整を必要とせず
、環境変化に強く、経年劣化も小さく部品数も減るため
不具合も少な（なる。

〔実施例〕

第１図にこの発明の一実施例を示すものである。

図において（Ｉａ）　、　（１ｂ）、　（１ｃ）　　は
三相シンクロ信号、　　（２ａ）、（２１））　　は二
相リファレンス信号、（３）はシンクロ９レゾルバ変換
用スコツトΦトランス。

（９１はリファレンス信号から基準信号をつくるトラン
ス、　　（１３ａ）　、　（１３ｂ）　はアナログ−デ
ジタル変換器（図中入力と記す）、（１４）はデジタル
逆相正弦発生器（図中Ｄｇｔｎと記す）、ｕｅはデジタ
ル余弦発生器（図中Ｉ）ａｍと記す）　、　　（１６ａ
）　、　（１６１））　　はデジタル乗算器、αＤ（１
９はデジタル加算器、　ｕｅはデジタル位相検波器、■
はデータ保持用フリップ・フロップ（図中Ｆ／ＩＰ　　
と記す）である。

次に動作を説明する。シンクロ信号（１す、　（１ｂ）
（１Ｃ）の線間電圧をｓｌ　、　ｓ２　、８５　　とし
て、ピーク電圧’ｋＥ１　＊角度をθ、リファレンス信
号（２ａ）　。

（２ｂ）の角速度を０１時間をｔとするとＳｔ　＝　Ｉ
ｔ　ｍωｔｇＪｎθ ８２　＝Ｅ１ｓｉｎωｔｔｈ（θ−１２０°）Ｓ５　＝
　１１虐ωｔｔｈ（θ−１２０°）となる。シンクロ信
号（１す、　（１ｂ）　、　（１リ　をスコツト−トラ
ンス（３）によってレゾルバ信号ｓ４．ｓ５に変換する
８４＋　　ｓ５は ８４　＝　Ｋ１−ωを血θ ５５＝Ｅ１ｓｈｌＩωｔｃｃｓθ となる。レゾルバ信号！３４．Ｅ＋５　　はアナログ・
デジタル変換器（１３ａ）　、　（１３ｔ＋）によって
デジタル化されたンゾルバ信号Ｓ’１２．Ｓ１！Ｓ　　
になる。

現在のシンクロ・デジタル変換器出力をφとすると、逆
相正弦発生器α４の出力８１４と余弦弦生器α９の出力
８１５は ５１４＝−虐φ ５１５＝房φ となる。８１２と８１５をデジタル乗算器（ｉ６ａ）に
よって乗算した結果’ｋ　８１６　＊　ＥＪｌｓ　　と
８１ａｔ−デジタル乗算器（１ｔＳｂ）によって乗算し
た結果をＳ１７とすると。

Ｂ１６：Ｚ１幽ωｔ―θμｓφ Ｓ１７ミ１ｔｈωｔ（２）θ虐φ となる。Ｓ１６と８１ｙ′ｔ−デジタル加算器伍ηによ
って加算して得られる入出力角度誤差信号Ｓ１ａは８１
８　＝　Ｋ１　ｔｍωｔｓｉｎθ邸φ−ＫｊｄｎＱｌｆ
ｌ；ｃａｓθ虐φミ１ｔｈωｔｇｉｎ（θ−φン となる。リファレンス信号（２！ｌＸ２１））　　から
トランス（９１によってつ（られる基準信号音もとにデ
ジタル位相検波器αｇによって、８１Ｂの正負が決定さ
れて８１９となる。現在のシンクロ・デジタル変換出力
θとこの８１９がデジタル加算器Ｃ１９によって加算さ
れることで出力φは補正され、フリップ・フロップ■に
保持される。

以上を繰り返すことによって出力φは誤差信号Ｓｉ８が
小さくなる方向へ補正され、入力角度と出力角度は等し
くなる。

〔効果〕

この発明によシシンクロ・デジタル変換器の調整と保守
にかかる手間が大幅に削減できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す構成図、第２図は従
来のシンクロ・デジタル変換器の構成図である。 図において、（１す（Ｉｂ）（１リ　はシンクロ信号。 （２す（２ｂ）はリファレンス信号、（３）はスコツト
・トランス、ｆ４）は正弦発生器、（５）は余弦発生器
。 （６ａ）　Ｃ６ｂ）　　はアナログ乗算器、（７）はア
ナログ減算器、（８）は増幅器、（９１はリファレンス
・トランス。 αＱは位相検波器７αυは電圧−周波数変換器、（Ｋ３
はアップ／ダウン・カウンター、　　（１３ａ）（１３
ｂ）　　はアナログ・デジタル変換器、Ｉは逆相正弦発
生器。 Ｃ９は余弦発生器、（１６す（１６１））　　はデジタ
ル乗算器。 ση（Ｋ９はデジタル加算器、α・はデジタル位相検波
器。 ■はフリップ・フロップである。 なお９図中間−或いは相当部分には同一符号を付しであ
る。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. アナログ角度信号であるシンクロ信号をデジタル角度信
   号に変換するシンクロ・デジタル変換器において、シン
   クロ信号をレゾルバ信号に変換するスコットトランスと
   、レゾルバ信号の各相をデジタルに変換するアナログ・
   デジタル変換器と、デジタルの乗算を行う乗算器と、乗
   算結果の加算を行う加算器と、その結果である角度誤差
   信号の正負を決定する位相検波器と、位相検波の基準信
   号をつくるリファレンス・トランスと、角度誤差信号で
   角度出力値を補正する加算器と、角度出力値を保持する
   フリップ・フロップと、三角関数演算を行う正弦、余弦
   発生器とで構成したことを特徴とするデジタル演算型シ
   ンクロ・デジタル変換器。