CN103828226B - 功率转换控制装置、功率转换控制方法、电动机及车辆驱动系统 - Google Patents

Abstract

本发明的功率转换控制装置包括：调制波生成部，该调制波生成部基于输出电压相位角指令和调制比生成调制波；载波生成部，该载波生成部在不处于过调制状态时，生成三角波或锯齿波作为载波，在处于过调制状态时，在以调制波的峰值位置所对应的时刻为中心的规定范围、即第一区间中生成固定为-1的信号作为载波，在从该第一区间偏移调制波的半周期后得到的第二区间中，生成固定为+1的信号作为载波，在剩余的第三区间中生成三角波或锯齿波作为载波；以及比较部，该比较部将载波与调制波进行比较，生成开关信号。

Description

功率转换控制装置、功率转换控制方法、电动机及车辆驱动系统

技术领域

本发明涉及用于控制功率转换装置的功率转换控制装置，该功率转换装置对三相交流电动机等进行驱动。

背景技术

作为记载有现有的功率转换控制的文献，存在专利文献1。专利文献1中对解决逆变器的控制模式切换时所发生的各种问题的技术进行了说明，具体而言，为如下问题：开关频率变得不连续，随之而产生的磁噪声的音色变化变得刺耳的问题、以及电动机所产生的转矩发生变动的问题。此外，根据该专利文献1中记载的技术，还能解决如下问题：即，在调制比超过100％的过调制状态且非同步PWM模式（调制波与载波不同步的状态）下的动作中，在载波与调制波频繁交叉的区间（调制波的过零点附近）内产生的脉冲数变得不稳定。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第3455788号公报

发明内容

发明所要解决的问题

在处于过调制状态时，存在调制波与载波不产生交叉的区间，但在该区间的附近会生成宽度非常窄的脉冲。宽度非常窄的脉冲对逆变器的输出电压的影响较小，即使假设不存在该脉冲，输出电压也几乎不会变化。另一方面，构成逆变器的开关元件的开关次数仅取决于脉冲数，因此若存在几乎不对逆变器输出产生影响的脉冲（宽度非常窄的脉冲），则会产生增大不必要的开关损耗的问题。

本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于获得一种能降低与功率转换动作相关的开关损耗的功率转换控制装置、功率转换控制方法、电动机及车辆驱动系统。

解决技术问题所采用的技术方案

为了解决上述问题，达到目的，本发明是基于调制波以及载波来控制将直流电转换成交流电的功率转换装置的功率转换控制装置，该功率转换控制装置的特征在于，包括：调制波生成部，该调制波生成部基于输出电压相位角指令、以及基于提供给所述功率转换装置的直流电压和输出电压指令计算得到的调制比生成调制波；载波生成部，该载波生成部在不处于过调制状态时，生成三角波或锯齿波作为所述载波，在处于过调制状态时，在以所述调制波的峰值位置所对应的时刻为中心的规定范围、即第一区间中生成固定为-1的信号作为所述载波，在从该第一区间偏移所述调制波的半周期的第二区间中生成固定为+1的信号作为所述载波，在剩余的第三区间中生成三角波或锯齿波作为所述载波；以及开关信号生成部，该开关信号生成部将所述载波与所述调制波进行比较，生成用于控制所述功率转换装置的开关信号。

发明效果

根据本发明，能防止开关信号中包含宽度较窄的脉冲，从而能抑制功率转换装置中的开关次数。也就是说，获得以下效果，即可以实现所进行的控制既能够防止调制精度变差又能够降低开关损耗的功率转换控制装置。

附图说明

图1是表示本发明所涉及的功率转换控制装置的结构例的图。

图2是表示载波生成部的结构例的图。

图3是表示候补载波生成部所生成的载波的一个示例的图。

图4是表示候补载波生成部所生成的载波的一个示例的图。

图5是表示候补载波生成部所生成的载波的一个示例的图。

图6是表示使用图4所示的载波所生成的开关信号的一个示例的图。

图7是表示现有的功率转换控制装置所生成的载波的一个示例的图。

图8是表示使用现有的载波所生成的开关信号的一个示例的图。

图9是表示调制比与开关停止区间的关系的一个示例的图。

图10是表示车辆驱动系统的结构例的图。

具体实施方式

下面，基于附图对本发明所涉及的功率转换控制装置、功率转换控制方法、电动机及车辆驱动系统的实施方式进行详细说明。另外，本发明并不由该实施方式所限定。

实施方式1

图1是表示本发明所涉及的功率转换控制装置的结构例的图。图1中，作为一个示例示出了对功率转换部2进行控制的功率转换控制装置，该功率转换部2对交流电动机1提供三相交流电。另外，功率转换部2是以下功率转换装置，即：构成为包括多个开关元件，并根据来自具有后述结构的功率转换控制装置的指示（开关信号）来控制各个开关元件，从而将由直流电源3提供的直流电转换成三相交流电。

如图1所示，本实施方式的功率转换控制装置包括：调制比运算部4、载波生成部5、调制波生成部6、以及比较部7。

调制比运算部4基于中间直流电压（EFC）以及输出电压指令（|V^*|）来计算调制比（PMF）。此处，EFC是由直流电源3提供给功率转换部2的直流电的电压。调制比运算部4根据下式来计算PMF。

PMF＝2·|V^*|/EFC...（1）

载波生成部5基于输出电压相位角指令（θ^*）以及由调制比运算部4计算得到的调制比（PMF），生成U相、V相、W相的载波（Ca_u、Ca_v、Ca_w）。关于该载波生成部5的内部结构以及载波生成动作的详细情况将在后文中阐述。

调制波生成部6基于输出电压相位角指令（θ^*）以及由调制比运算部4计算得到的调制比（PMF），生成U相、V相、W相的调制波（α_u、α_v、α_w）。在θ^*与U相相对应的情况下，调制波生成部6根据下式生成各相的调制波。

α_u=PMF·sin(θ)

α_v=PMF·sin(θ-2π/3)

α_w=PMF·sin(θ-4π/3)...（2）

作为开关信号生成部进行工作的比较部7将由调制波生成部6生成的调制波（α_u、α_v、α_w）与由载波生成部5生成的载波（Ca_u、Ca_v、Ca_w）按每个相同的相进行比较，基于比较结果，生成对功率转换部2的控制信号、即开关信号（SW_u、SW_v、SW_w）。本实施方式的功率转换控制装置以生成开关信号所使用的载波与调制波同步的同步PWM模式对功率转换部2进行控制。

接着，对载波生成部5的详细情况进行说明。图2是表示载波生成部5的结构例的图。如图所示，载波生成部5包括候补载波生成部50a和50b、以及载波选择部51。候补载波生成部50a基于输出电压相位角指令（θ^*）来生成第一候补载波。候补载波生成部50b基于输出电压相位角指令（θ^*）及由调制比运算部4计算得到的调制比（PMF）来生成第二候补载波。另外，候补载波生成部50a及50b分别生成U相、V相、W相的候补载波。载波选择部51基于调制比（PMF）选择由候补载波生成部50a生成的载波（U、V、W相的第一候补载波）或者由候补载波生成部50b生成的载波（U、V、W相的第二候补载波），并作为各相的载波Ca_u、Ca_v、Ca_w输出至比较部7。载波选择部51在处于过调制状态的情况（PMF＞1的情况）下，选择由候补载波生成部50b生成的载波。在不处于过调制状态的情况下，选择由候补载波生成部50a生成的载波。

此处，对候补载波生成部50a生成的载波（第一候补载波）以及候补载波生成部50b生成的载波（第二候补载波）进行说明。

图3是表示候补载波生成部50a生成的载波的一个示例的图，候补载波生成部50a生成图示的三角波以作为载波。另外，为了便于说明，也一并地记载有PMF=0.5时的调制波。调制波以点划线表示。图3中横轴上示出U相调制波的相位角。如图所示，候补载波生成部50a生成与现有相同的载波（例如，上述专利文献1的图6、图7所示的载波）。也可以不生成三角波而生成锯齿波。

图4及图5是表示候补载波生成部50b所生成的载波的一个示例的图。图4示出了PMF=1.1时所生成的载波示例，图5示出了PMF=1.5时所生成的载波示例。如这些图4、图5所示，候补载波生成部50b生成以下信号作为U、V、W各相的载波，即在以相对应的调制波的峰值位置（或者从峰值位置偏移半周期后的位置）为中心的固定区间（两个a＿b区间）中该信号的值被固定为-1（或者固定为+1），并且在其他的区间中该信号为与现有的载波相同的三角波。例如，U相的载波在90±a＿b[deg]的区间中固定为-1，在270±a＿b[deg]的区间中固定为+1。也可以用锯齿波代替三角波。这里仅示出了U相载波的a＿b区间，但V相、W相在相同的区间中值也被固定为+1或者-1。固定值的区间根据调制比PMF的变动而变动。此外，各相的载波设定为三角波与固定波（固定为+1或者-1的信号）连续地相连。另外，若使用其他的表现，则候补载波生成部50b所生成的载波为如下信号，即在调制波的大小（绝对值）大于规定的阈值（比三角波的振幅要小的值。相当于图4所示的α_th）的区间中该信号被固定为+1或者-1，并且在其他的区间中该信号为三角波。

图6是表示当PMF=1.1时，即、在使用图4所示的载波的情况下由比较部7生成的开关信号（开关模式）的一个示例的图。图7是表示现有的功率转换控制装置所生成的载波的一个示例的图，也一并地记载有PMF=1.1时的调制波。如图所示，在现有的功率转换控制装置中，即使在过调制状态下也生成与非过调制状态（PMF≤1.0的状态）相同的载波。在使用图7所示的现有的载波的情况下，若PMF=1.1，则变成图8所示的开关模式。

若将表示本实施方式的功率转换控制装置的开关模式的图6与表示现有的开关模式的图8进行比较，则可知在应用本实施方式的功率转换控制装置进行控制的情况下，开关次数与现有相比较小。例如，在观察U相的情况下，图6中避免了图8中在60度（deg）附近、120度附近、240度附近、以及300度附近发生的开关。

由此，在本实施方式的功率转换控制装置中，候补载波生成部50b生成如上所述的载波，在过调制时，使用该载波使比较部7生成开关信号，因此在过调制时的功率转换控制动作中，使得开关信号中不包含宽度较窄的脉冲，从而能抑制开关次数。此处，宽度较窄的脉冲对调制精度的影响较低，因此通过避免生成宽度较窄的脉冲，能在防止调制精度变差的同时降低开关损耗。另外，调制精度是表示输出电压指令所表示的电压（指示电压）与实际输出的电压之间的误差的信息。此外，由于进行了同步PWM控制（同步PWM模式下的控制），因此能在过调制时载波与调制波不交叉的非交叉区间与产生交叉的交叉产生区间的边界附近，防止三相开关次数变得不平衡，能防止负载电流发生脉动（拍频现象）。即，无需在过调制时进行以非同步PWM模式进行控制的现有功率转换控制中为解决产生的脉冲数不稳定的问题而必需的较为困难的控制，就能使产生的脉冲数稳定，从而防止开关次数发生不平衡。

对于候补载波生成部50b生成的载波，进行更详细的说明。此处，参照图4对U相的载波进行说明。V相、W相的载波仅相位与U相的载波不同，波形相同，因此省略说明。

将候补载波生成部50b生成的载波与候补载波生成部50a生成的与现有相同的载波进行比较，在下式（3a）、（3b）所表现的区间中使载波固定为+1或-1，使得该区间内不发生开关动作。

π/2-a_b＜θ＜π/2+a_b...(3a)

3π/2-a_b＜θ＜3π/2+a_b...(3b)

在式（3a）的区间内将载波固定为+1，在式（3b）的区间内将载波固定为-1。另外，式（3a）、（3b）中所使用的区间宽度a_b按以下方式决定，并注意θ＜π/2。此处，将相当于载波半周期的角度幅度设为X。X满足下式（4）。

a_b'＝a_b+X...(4)

在0＜θ＜π/2的区间中，为了确定最接近π/2的开关时刻条件θ＝π/2-a_b'，提供阈值α_th作为该时刻的U相调制波的大小的条件，设为式（5）。α_th与允许的最小脉冲幅度相关联，例如设定为0.5到1.0之间。

|PMFsin(π/2-a_b')|＝α_th...(5)

可以将式（5）变形成下式（6）。

[数学式1]

$a\_b^{\′}=-{\sin }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{\α}}_{\mathrm{th}}}{\mathrm{PMF}}\right)+\frac{\mathrm{\π}}{2}\·\·\·\left(6\right)$

在将式（6）中的α_th设为α_th=0.95的情况下，a_b’相对于调制比PMF的特性则如图9所示。图9示出了调制比PMF越大，则调制波超过1的区间越宽，停止开关（载波固定为+1或-1）的区间的宽度（a_b×2）以及在a_b上附加载波的半周期而得到的a_b’变宽。

如上所述，候补载波生成部50b根据图9所示的特性曲线，设定与调制比PMF相对应的开关停止区间（a_b以及a_b’），生成图4、图5所示波形的载波。

另外，载波生成部5的结构并不限定为图2所示的结构。候补载波生成部50b也可以在调制比PMF为1以下的情况下，生成与现有相同的载波，在调制比PMF超过1的情况下，生成在与PMF的值相对应的区间中为固定值（+1或-1）的载波，并输出至比较部7。

由此，本实施方式的功率转换控制装置采用以同步PWM模式控制功率转换装置的同步PWM控制，包括载波生成部，该载波生成部在处于过调制状态时，在以调制信号的峰值位置以及从峰值位置偏移半周期后的位置为中心，且具有与调制比相对应的长度的第一区间（上述的非交叉区间及其附近）中输出固定值（+1或-1），在剩余的第二区间中输出三角波，使用该载波生成部所生成的载波，生成用于控制功率转换电路的PWM控制信号（开关信号）。由此，能防止PWM控制信号中包含宽度较窄的脉冲，从而能抑制开关次数，降低开关损耗。除此以外，还能防止三相开关次数产生不平衡，防止负载电流中发生不必要的脉动。

此外，由于使用调制比及调制波的大小（相当于上述的α_th）来决定第一区间，因此能定量地设定开关次数的抑制效果。

此外，由于将第一区间设定为使得该区间中的载波与第二区间中的载波连续地相连，即、维持第一区间与第二区间的边界部分的载波的连续性，因此能可靠地避免发生不必要的开关。

并且，通过应用本实施方式的功率转换控制装置，能将输入至电动机中的输入电压设定得更高，因此能抑制输入电流，降低由电流引起的焦耳损耗（主要是铜损耗）。即，能降低作为电动机的损耗，能控制冷却性能，因此能通过重新设计冷却散热片的形状、冷却风路，而实现电动机的小型化、轻量化。

另外，为了维持载波的连续性，采用如下结构：即在第二区间中与第一区间相接的边界部分以外的区间中也与调制波同步地来生成载波，由此能简单地实现载波生成部的结构，因此更为优选。

另外，对控制将直流电转换成三相交流电的功率转换装置的情况进行了说明，但也能适用于控制将直流电转换成单相交流电的功率转换装置，能降低开关损耗。

实施方式2

本实施方式中，对应用了实施方式1中所说明的功率转换控制装置的车辆驱动系统进行说明。

图10是表示作为车辆驱动系统应用于铁路车辆的结构例的图。车辆驱动系统包括：交流电动机1、功率转换部2、控制部8以及输入电路12。交流电动机1与图1所示的交流电动机1相同，搭载于铁路车辆中。功率转换部2与图1所示的功率转换部2相同，将由输入电路12提供的直流电转换成交流电，驱动交流电动机1。控制部8相当于实施方式1所说明的功率转换控制装置。即，控制部8包括实施方式1所说明的调制比运算部4、载波生成部5、调制波生成部6以及比较部7，生成用于控制功率转换部2的开关信号（SW_u、SW_v、SW_w）。

输入电路12虽然省略了图示，但构成为包括开关、滤波电容器、滤波电抗器等，输入电路12的一端经由集电装置11与架空线10相连接。此外，另一端经由车轮13与接地电位即轨道14相连接。该输入电路12接收来自架空线10的直流电或交流电的供给，并生成提供给功率转换部2的直流电。

由此，通过将本实施方式的功率转换控制装置应用于车辆驱动系统中，从而能减少作为系统整体的损耗，实现小型化。

工业上的实用性

由此，本发明作为进行的控制能降低功率转换时的开关损耗的功率转换控制装置较为有用。

标号说明

1交流电动机

2功率转换部

3直流电源

4调制比运算部

5载波生成部

6调制波生成部

7比较部

50a、50b候补载波生成部

51载波选择部

8控制部

10架空线

11集电装置

12输入电路

13车轮

14轨道

Claims (4)

1.一种功率转换控制装置，该功率转换控制装置基于调制波以及包含三角波或锯齿波的载波来控制将直流电转换成交流电的功率转换装置，其特征在于，包括：

调制波生成部，该调制波生成部基于由提供给所述功率转换装置的直流电压和输出电压指令计算得到的调制比生成调制波；

载波生成部，该载波生成部在处于过调制状态时，在连续的第一区间中，生成固定为-1的信号作为所述载波，该连续的第一区间由包括了所述调制波的峰值位置所对应的时刻的区间、以及所述三角波或锯齿波与所述调制波产生交叉的交叉产生区间的一部分构成；以及

开关信号生成部，该开关信号生成部将所述载波与所述调制波进行比较，生成用于控制所述功率转换装置的开关信号。

2.如权利要求1所述的功率转换控制装置，其特征在于，

在从所述第一区间偏移所述调制波的半周期后得到的第二区间中，所述载波生成部生成固定为+1的信号作为所述载波。

3.如权利要求1或2所述的功率转换控制装置，其特征在于，

在剩下的第三区间中，所述载波生成部生成三角波或锯齿波作为所述载波。

4.一种车辆驱动系统，其特征在于，包括：

权利要求1或2所述的功率转换控制装置；

由所述功率转换控制装置控制的功率转换装置；

生成输入至所述功率转换装置的直流电的输入电路；以及

由所述功率转换装置驱动的电动机。