JP4707740B2

JP4707740B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP4707740B2
Application number: JP2008513856A
Authority: JP
Inventors: 裕樋口
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-07-26
Filing date: 2007-07-26
Publication date: 2011-06-22
Anticipated expiration: 2027-07-26
Also published as: KR20090086899A; CN101496277A; CN101496277B; US20100164418A1; KR100983143B1; US8030874B2; JPWO2009013835A1; HK1133492A1; WO2009013835A1

Description

本発明は、電気車用の電力変換装置（インバータ装置）に関するものであり、特に、電気車をインバータ変調方式にて駆動する場合の高調波電流に起因する６次の高調波騒音（以下「６次高調波騒音」という）を効果的に低減することができる電力変換装置に関するものである。

従来、電気車を駆動するための典型的なインバータ変調方式を開示した文献として、例えば下記非特許文献１などがある。この非特許文献１に開示されたインバータ変調方式では、インバータ周波数が小さいときは多パルスの非同期変調を用い、インバータ周波数が大きくなると３パルスの同期変調を用い、さらに出力電圧が終端電圧（定格出力：１００％）に達した以降は１パルスの同期変調を用いるようにした制御方式が開示されている。

「インバータ制御電車概論」飯田秀樹、加我敦著、電気車研究会

ここで、上述した従来のインバータ変調方式では、特に、出力電圧が終端電圧の前後にあるときに用いられる３パルスおよび１パルスによる同期変調時に、電流波形に含まれる５次および７次の高調波電流に起因して発生する６次の周波数に相当するトルクリップル成分が車体の構造物と共振することがあり、この共振によって大きな騒音が発生する場合があるという問題点があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、インバータ周波数の６次の周波数に相当するトルクリップル成分を抑制することにより、このトルクリップル成分に起因して発生する６次高調波騒音を低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる電力変換装置は、入力された直流電圧または交流電圧を直流電圧に変換する入力回路部と、前記入力回路部からの直流電圧を任意の周波数の交流電圧に変換して交流電動機を駆動するインバータ部と、前記インバータ部に具備されるスイッチング素子をスイッチ制御するためのＰＷＭ波形を生成出力するＰＷＭ波形生成部と、を備えた電力変換装置であって、前記交流電動機を３パルスモードで駆動する際に、前記ＰＷＭ波形生成部が出力するＰＷＭ波形におけるインバータ周波数の１／２周期内に含まれる３つのパルスを、その生成順にそれぞれ第１パルス、第２パルス、第３パルスとし、該第１パルスのパルス幅をＴｐ、該第２パルスのパルス幅の１／２（パルス半値幅）をＴｑ、該第３パルスのパルス幅をＴｒ、前記インバータ周波数の周期をＴとするとき、前記第１パルスのパルス幅Ｔｐと、前記第２パルスのパルス半値幅Ｔｑと、前記第３パルスのパルス幅Ｔｒと、前記インバータ周波数の周期Ｔとの間で、Ｔｑ≧Ｔ／８、かつ、Ｔｐ≦Ｔｑ／２、かつ、Ｔｒ≦Ｔｑ／２の関係を満足するように設定されていることを特徴とする。

本発明にかかる電力変換装置によれば、交流電動機を３パルスモードで駆動する際に、交流電動機を駆動するインバータ部を制御するためのＰＷＭ波形におけるインバータ周波数の１／２周期内に含まれる３つのパルスを、その生成順にそれぞれ第１パルス、第２パルス、第３パルスとし、第１パルスのパルス幅をＴｐ、第２パルスのパルス幅の１／２（パルス半値幅）をＴｑ、第３パルスのパルス幅をＴｒ、インバータ周波数の周期をＴとするときに、第１パルスのパルス幅Ｔｐと、第２パルスのパルス半値幅Ｔｑと、第３パルスのパルス幅Ｔｒと、インバータ周波数の周期Ｔとの間で、Ｔｑ≧Ｔ／８、かつ、Ｔｐ≦Ｔｑ／２、かつ、Ｔｒ≦Ｔｑ／２の関係を満足するように設定したので、インバータ周波数の６次の周波数に相当するトルクリップル成分を抑制することができ、このトルクリップル成分に起因して発生する６次高調波騒音を低減することができるという効果を奏する。

図１は、本発明の好適な実施の形態にかかる電力変換装置の構成例を示す図である。図２は、従来型３パルスモード時に生成されるスイッチング波形（線間電圧波形）を示す図である。図３は、本発明の好適な実施の形態にかかる電力変換装置に適用される改善型３パルスモード時に生成されるスイッチング波形（線間電圧波形）を示す図である。図４は、従来型３パルスモードと比較した改善型３パルスモードによる高調波電流の低減効果を示す図である。図５は、従来型３パルスモードと比較した改善型３パルスモードによる高調波トルク成分の低減効果を示す図である。図６は、１パルスモードと比較した改善型３パルスモードによる高調波電流の低減効果を示す図である。図７は、１パルスモードと比較した改善型３パルスモードによる高調波トルク成分の低減効果を示す図である。

符号の説明

１電力変換装置
２入力回路
３インバータ部
４ａ，５ａ，６ａ，４ｂ，５ｂ，６ｂスイッチング素子
７ＰＷＭ波形生成部
８モータ
１０架線
１１集電装置
１２レール
１３車輪

以下に、本発明の好適な実施にかかる電力変換装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により本発明が限定されるものではない。

（電力変換装置の構成）
図１は、本発明の好適な実施の形態にかかる電力変換装置の構成例を示す図である。同図において、本実施の形態にかかる電力変換装置１は、少なくともスイッチ、フィルタコンデンサ、フィルタリアクトルを含む入力回路２、スイッチング素子４ａ，５ａ，６ａ，４ｂ，５ｂ，６ｂを具備し、電気車を駆動するための少なくとも１台以上のモータ８を接続してなるインバータ部３、およびインバータ部３をスイッチ制御するためのＰＷＭ波形を生成して出力するＰＷＭ波形生成部７を備えて構成される。なお、インバータ部３に接続されるモータ８としては、誘導電動機や同期電動機が好適である。

また、図１において、入力回路２の一端は集電装置１１を介して架線１０に接続され、他端は車輪１３を介して大地電位であるレール１２に接続されている。架線１０から供給される直流電力または交流電力は、集電装置１１を介して入力回路２の一端に入力されるとともに、入力回路２の出力端に生じた電力がインバータ部３に入力される。

インバータ部３は、スイッチング素子４ａ，５ａ，６ａで構成される正側アーム（例えばＵ相では４ａ）と、スイッチング素子４ｂ，５ｂ，６ｂで構成される負側アーム（例えばＵ相では４ｂ）とがそれぞれ直列に接続されたレグを有している。すなわち、インバータ部３には、３組（Ｕ相分、Ｖ相分、Ｗ相分）のレグを有する三相ブリッジ回路が構成されている。なお、スイッチング素子４ａ，５ａ，６ａ，４ｂ，５ｂ，６ｂとしては、逆並列ダイオードが内蔵されたＩＧＢＴ素子やＩＰＭ素子が好適である。

インバータ部３は、ＰＷＭ波形生成部７から出力されるスイッチング信号（ＰＷＭ波形）に基づいてスイッチング素子４ａ，５ａ，６ａ，４ｂ，５ｂ，６ｂをＰＷＭ制御することにより、入力回路２から入力された直流電圧を所望の交流電圧に変換して出力する。なお、図１の例では、レグ数が３（３相）である場合の構成例を示しているが、このレグ数に限定されるものではない。

（従来技術によるスイッチング波形）
図２は、従来技術にかかる３パルスモード（以下「従来型３パルスモード」という）時に生成されるスイッチング波形（線間電圧波形）を示す図である。すなわち、同図に示す電圧波形は、インバータ部３のＵ相−Ｖ相間、Ｖ相−Ｗ相間、またはＷ相−Ｕ相間の何れか一つの線間電圧波形を代表として示したものである。

図２において、従来型３パルスモードにおける線間電圧波形では、インバータ周波数の１／２周期（Ｔ／２）の区間内に、パルス幅Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３の３つのパルス（以下、便宜上「第１パルス」、「第２パルス」および「第３パルス」と称する）が生成されており、これらのパルス間には、Ｔ１＜Ｔ２，Ｔ３＜Ｔ２の関係がある。また、第１パルスと第３パルスとの間では、波形の対称性の観点からＴ１＝Ｔ３と設定するのが一般的である。なお、従来型３パルスモードにおける電流特性およびトルク特性については、後述する。

（本実施の形態によるスイッチング波形）
図３は、本発明の好適な実施の形態にかかる電力変換装置に適用される改善された３パルスモード（以下「改善型３パルスモード」という）時に生成されるスイッチング波形（線間電圧波形）を示す図である。なお、図３に示す波形図では、インバータ周波数の１／２周期（Ｔ／２）の区間を２分する１／４周期（Ｔ／４）の区間に区分して示している。

図３に示す、改善型３パルスモードによるスイッチング波形（線間電圧波形）では、あるインバータ周波数の１／４周期の区間において、パルス休止期間Ｔａ，Ｔｃを前後に挟むパルス幅Ｔｂのパルスと、パルス休止期間Ｔｃ後のパルス幅Ｔｄのパルスとが出力されるとともに、これらのパルス群がつぎの１／４周期の区間で左右対称形状に折り返されるように形成され、さらにつぎの１／２周期の区間で、直前に出力された１／２周期のパルス群が点対称形状に繰り返されるように形成されている。すなわち、本実施の形態にかかる改善型３パルスモードでは、パルス幅Ｔｂの第１パルス、パルス幅２Ｔｄの第２パルス、およびパルス幅Ｔｂの第３パルス、による３つのパルスによるスイッチング波形（線間電圧波形）が出力される。

なお、改善型３パルスモードにおいても、波形の対称性の観点から図３に示すように、第１パルスと第３パルスの各パルス幅を同一に設定しているが、後述する関係式を満足する範囲内であれば、これらのパルス幅同士が異なる値に設定されていても構わない。

つぎに、図３に示した改善型３パルスモードを特徴づけるパルス休止期間Ｔａ，Ｔｃおよびパルス幅Ｔｂ，Ｔｄ間の関係について説明する。

まず、パルス幅Ｔｄ、パルス幅Ｔｂおよびインバータ周波数の周期Ｔとの間には、以下の関係を満足することが好ましい。
Ｔｄ≧Ｔ／８ …（１）
Ｔｂ≦Ｔｄ／２ …（２）

また、パルス幅Ｔｄは、改善型３パルスモードを形成する条件として、次の不等式を満足する必要がある。
Ｔｄ＜Ｔ／４−Ｔｂ …（３）

上記（１）〜（３）式によって、以下の関係式が導かれる。
Ｔ／８≦Ｔｄ＜Ｔ／４−Ｔｂ …（４）

以下に幾つかの典型的な例を示す。例えば上記（２）式を満足するＴｂとして、Ｔｂ＝Ｔ／１２に設定すれば、上記（４）式は、次式のように変換される。
Ｔ／８≦Ｔｄ＜Ｔ／６ …（５）
したがって、（５）式を満足するＴｄとして、例えばＴｄ＝Ｔ／８、あるいはＴｄ＝Ｔ／７などの値を選択することができる。

また、例えば上記（２）式を満足するＴｂとして、Ｔｂ＝Ｔ／２０に設定すれば、上記（４）式は、次式のように変換される。
Ｔ／８≦Ｔｄ＜Ｔ／５ …（６）
この場合であれば、例えばＴｄ＝Ｔ／６などの値も選択することが可能となる。

（電力変換装置の動作）
つぎに、本実施の形態にかかる電力変換装置の動作について図１および図３を参照して説明する。図１において、架線１から供給される直流電力または交流電力は、集電装置１１を介して入力回路２に入力されるとともに、入力回路２の出力端に生じた直流電力がインバータ部３に入力される。このとき、インバータ部３を構成する各スイッチング素子４ａ，５ａ，６ａ，４ｂ，５ｂ，６ｂには、ＰＷＭ波形生成部７が生成した所定のスイッチング信号が入力され、インバータ部３の出力端である各相間（Ｕ相−Ｖ相間、Ｖ相−Ｗ相間、Ｗ相−Ｕ相間）には線間電圧が現れてモータ８に印加される。

ここで、従来のインバータ制御では、インバータ周波数が小さいときには多パルスの非同期変調を行い、インバータ周波数が大きくなると３パルスの同期変調を行い、さらに出力電圧が終端電圧に達すると１パルスの同期変調を行うようにしていた。

一方、本実施の形態によるインバータ制御では、インバータ周波数が小さいときには多パルスの非同期変調を用いるが、インバータ周波数が大きくなると上記図３に示すような改善型３パルスモードによって生成されたＰＷＭ波形を用いるようにする。なお、この改善型３パルスモードによるＰＷＭ波形は、ＰＷＭ波形生成部７によって生成される。さらに、本実施の形態によるインバータ制御では、従来では用いられていた１パルスモードは使用しない。すなわち、本実施の形態によるインバータ制御では、出力電圧が終端電圧に達した以降も、改善型３パルスモードによるＰＷＭ波形を用いた制御を行う。

なお、本実施の形態によるインバータ制御では、１パルスモードを使用しないこととしているので、例えば、３パルスモードと１パルスモードとの切替時に発生するトルク変動を考慮する必要がなくなるという利点が得られる。

また、従来のインバータ制御では、出力電圧が終端電圧（定格出力）に達した以降では、１パルスモードによる制御を行っていたので、ＰＷＭ波形の変更を行うことができず、柔軟な運転制御を行うことが不可能であった。一方、本実施の形態によるインバータ制御では、ＰＷＭ波形の変更を行うことができる改善型３パルスモードを継続的に使用することができるので、出力電圧が終端電圧に達した以降においても、柔軟な運転制御を行うことができるという利点が得られる。

つぎに、本実施の形態の電力変換装置による効果について図４〜図７の各図面を参照して説明する。図４は、従来型３パルスモードと比較した改善型３パルスモードによる高調波電流の低減効果を示す図であり、図５は、従来型３パルスモードと比較した改善型３パルスモードによる高調波トルク成分の低減効果を示す図であり、図６は、１パルスモードと比較した改善型３パルスモードによる高調波電流の低減効果を示す図であり、図７は、１パルスモードと比較した改善型３パルスモードによる高調波トルク成分の低減効果を示す図である。

上述のように、あるいは公知の事実としても知られているように、３パルスおよび１パルスの同期変調時において使用されるＰＷＭ波形には、インバータ周波数を基本周波数（１次）とするときの５次および７次の高調波電流が含まれている。また、これらの５次および７次の高調波電流に起因して基本周波数の６次に相当するトルクリップル成分が発生する。

例えば、図４の左方部の図に示すように、従来型３パルスモードでは、基本波を１００％とするときに３０％強の５次高調波電流と、約２０％の７次高調波電流が発生し、また、図５の左方部の図に示すように、基本波を０ｄＢとするときに−１２ｄＢ前後の６次トルクリップル成分が発生している。

一方、本実施の形態による改善型３パルスモードでは、図４の右方部の図に示すように、５次高調波電流および７次高調波電流は、それぞれ１５％弱および１０％弱と低減されている。その結果、図５の右方部の図に示すように、６次トルクリップル成分は約−２５ｄＢに低減されており、従来と比較して約−１３ｄＢ（約１／２０）の大きさに低減されている。

また、図６の左方部の図に示すように、１パルスモードでは、基本波を１００％とするときに４０％強の５次高調波電流と、２０％強の７次高調波電流が発生し、また、図７の左方部の図に示すように、基本波を０ｄＢとするときに−１２ｄＢ前後の６次トルクリップル成分が生じている。つまり、本実施の形態による改善型３パルスモードを１パルモードと比較した場合でも、６次トルクリップル成分は、約−１３ｄＢ（約１／２０）の大きさに低減されていることになる。

以上説明したように、本実施の形態の電力変換装置では、インバータ周波数が小さいときは多パルスの非同期変調を行い、インバータ周波数が大きくなるに従い、従来型３パルスモードによるＰＷＭ波形の時間配分を変更した改善型３パルスモードによるＰＷＭ波形を適用するようにしているので、インバータ周波数の６次の周波数に相当するトルクリップル成分を抑制することができ、このトルクリップル成分に起因して発生する６次高調波騒音を低減することが可能となる。

また、本実施の形態の電力変換装置では、１パルスモードを使用していないので、３パルスモードと１パルスモードとの切替時に発生するトルク変動を考慮した制御を行う必要がなくなり、制御構成あるいは制御態様を簡素化することができるという効果が得られる。

以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、インバータ周波数の６次の周波数に相当するトルクリップル成分に起因して発生する６次高調波騒音を低減することができる発明として有用である。

Claims

入力された直流電圧または交流電圧を直流電圧に変換する入力回路部と、前記入力回路部からの直流電圧を任意の周波数の交流電圧に変換して交流電動機を駆動するインバータ部と、前記インバータ部に具備されるスイッチング素子をスイッチ制御するためのＰＷＭ波形を生成出力するＰＷＭ波形生成部と、を備えた電力変換装置であって、
前記交流電動機を３パルスモードで駆動する際に、前記ＰＷＭ波形生成部が出力するＰＷＭ波形におけるインバータ周波数の１／２周期内に含まれる３つのパルスを、その生成順にそれぞれ第１パルス、第２パルス、第３パルスとし、該第１パルスのパルス幅をＴｐ、該第２パルスのパルス幅の１／２（パルス半値幅）をＴｑ、該第３パルスのパルス幅をＴｒ、前記インバータ周波数の周期をＴとするとき、前記第１パルスのパルス幅Ｔｐと、前記第２パルスのパルス半値幅Ｔｑと、前記第３パルスのパルス幅Ｔｒと、前記インバータ周波数の周期Ｔとの間で、
Ｔｑ≧Ｔ／８、かつ、Ｔｐ≦Ｔｑ／２、かつ、Ｔｒ≦Ｔｑ／２
の関係を満足するように設定されていることを特徴とする電力変換装置。
前記第１パルスのパルス幅Ｔｐと、前記第３パルスのパルス幅Ｔｒとが、
Ｔｐ＝Ｔｒ
となるように設定されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記インバータ部の出力電圧が終端電圧に達した以降においても、前記交流電動機を３パルスモードで駆動することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。