JP5836413B2 - 電動機のベクトル制御装置および車両駆動システム - Google Patents

Description

本発明は、電動機のベクトル制御装置および車両駆動システムに関する。

インバータを用いて電動機をベクトル制御する技術が広く利用されている（たとえば、下記特許文献１参照）。この電動機のベクトル制御は、回転座標系において磁束成分とトルク成分とに分けて管理、制御する技術であり、近年の電気車の制御においても利用されている。

電気車の駆動用インバータでは、低速域においては、キャリア周波数が交流出力電圧指令の周波数に依存していない非同期ＰＷＭモードが用いられる。その後、非同期ＰＷＭ制御による変調率の上限を超えるとキャリア周波数が交流電圧指令の周波数の整数倍である同期ＰＷＭモード（例えば、同期３パルスモード）が用いられ、出力電圧が飽和して最大値に固定される高速域では１パルスモードが用いられる。

特許第４０６５９０３号公報

しかしながら、上記従来の技術によれば、非同期ＰＷＭモードでは例えば一定磁束指令制御を用いることにより出力電圧を上げていく制御が行われ、非同期ＰＷＭモードの変調率の上限を超えると同期ＰＷＭモードに切り替わる。一方、同期ＰＷＭモード（特に１パルスモード）では、非同期ＰＷＭモードに比べ、リップルによる高調波損失が大きくなる。従って、同期ＰＷＭモードの領域を減らして非同期ＰＷＭモードの領域を増やすことができればリップルによる高調波損失を低減することができるが、従来の技術では、上述のように非同期ＰＷＭモードでは一定磁束指令制御により出力電圧を上げ、変調率が上限となると同期ＰＷＭモードに切り替えているため非同期ＰＷＭモードの運転領域が限られている。このため、リップルによる高調波損失を低減することができない、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高調波損失を低減することができる電動機のベクトル制御装置および車両駆動システムを得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流電力を交流電力に変換し、電動機に交流電力を供給する電力変換器を制御するベクトル制御装置であって、入力されたトルク指令および磁束指令に基づいてベクトル制御により前記電力変換器が出力すべき出力電圧を演算するとともに、前記出力電圧に基づいて前記電力変換器を制御するＰＷＭ信号を生成するベクトル制御部と、非同期ＰＷＭモード用の磁束指令を生成し、変調率が第一の閾値以上となった場合に前記電動機における界磁磁束を減らして回転数を上げる制御を行う磁束指令生成部と、を備え、前記電力変換器の出力周波数が、前記変調率が７８．５％となる場合の前記電力変換器の出力周波数よりも大きい所定値になるまで、前記磁束指令生成部により生成された磁束指令を前記ベクトル制御部へ入力することを特徴とする。

この発明によれば、高調波損失を低減することができる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１の電動機のベクトル制御装置の構成例を示す図である。 図２は、第一の磁束指令生成部の構成例を示す図である。 図３は、実施の形態１の変調率とパルスモードの一例を示す図である。 図４は、実施の形態１の磁束指令の一例を示す図である。 図５は、従来技術による変調率とパルスモードの一例を示す図である。 図６は、従来技術による磁束指令の一例を示す図である。 図７は、実施の形態１の効果の一例を従来技術と比較して示す図である。 図８は、実施の形態２の電動機のベクトル制御装置の第一の磁束指令生成部の構成例を示す図である。 図９は、実施の形態３の車両駆動システムの構成例を示す図である。

以下に、本発明にかかる電動機のベクトル制御装置および車両駆動システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる電動機のベクトル制御装置の実施の形態１の構成例を示す図である。本実施の形態の電動機のベクトル制御装置は、交流電動機（電動機）１を駆動制御する電力変換器２を制御する。図１に示すように、本実施の形態の電動機のベクトル制御装置は、ベクトル制御部３と、直流電圧検出部４と、速度検出部５と、電流検出部６と、トルク指令生成部１０と、第一の磁束指令生成部１１ａと、第二の磁束指令生成部１１ｂと、磁束指令選択部１１ｃと、パルスモード選択部１２と、を備える。

電力変換器２は、スイッチング素子を備え、ベクトル制御部３から入力されるスイッチング信号に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機１へ供給する。直流電圧検出部４は電力変換器２へ印加される直流電圧を検出し、電流検出部６は、電力変換器２から出力される各相の電流を検出する。なお、直流電圧検出部４は、３相それぞれの電流を検出してもよいが、最低２相の電流を検出すればよく残り１相の電流は演算により算出することができる。また、速度検出部５は、交流電動機１の回転速度を検出する。なお、速度検出部５を備えずに交流電動機１の回転速度を演算により算出する速度センサレスベクトル制御方式を採用する場合には、速度検出部５は備えなくてもよい。

トルク指令生成部１０は、トルク指令を生成してベクトル制御部３へ入力する。ベクトル制御部３は、磁束指令選択部１１ｃから入力された磁束指令と、トルク指令生成部１０から入力されたトルク指令と、直流電圧検出部４により検出された電流と、速度検出部５により検出された回転速度と、交流電動機１の電動機定数と、に基づいて、入力されたトルク指令に交流電動機１の発生トルクが一致するよう電力変換器２を制御するベクトル制御演算を行う。ベクトル制御部３は、ベクトル制御演算の演算結果として交流出力電圧指令および交流出力電圧振幅指令を算出し、算出した交流出力電圧指令とパルスモード選択部１２により入力されるパルスモード指令とに基づいてＰＷＭ制御によりスイッチング信号を生成し、電力変換器２に出力する。電力変換器２が、このスイッチング信号（ＰＷＭ信号）に基づいてスイッチング素子による電力変換動作を行うことで、交流電動機１が駆動される。また、ベクトル制御部３は、交流出力電圧指令の周波数（インバータ出力周波数）をパルスモード選択部１２へ出力する。

ベクトル制御部３におけるベクトル制御およびＰＷＭ制御の制御方法については、特に制約はなく一般に用いられている制御方法を用いることができる。なお、ここでは、ベクトル制御部３がスイッチング信号を生成するようにしたが、これに限らず、スイッチング信号生成部を別途設けて、ベクトル制御部３は交流出力電圧指令をスイッチング信号生成部に出力し、スイッチング信号生成部が交流出力電圧指令とパルスモード指令とに基づいてスイッチング信号を生成して電力変換器２に出力するようにしてもよい。

パルスモード選択部１２は、ベクトル制御部３の演算結果である出力電圧振幅指令と直流電圧検出部４により検出された直流電圧とインバータ出力周波数とに基づいてパルスモードを決定し、決定したパルスモードをパルスモード指令としてベクトル制御部３および磁束指令選択部１１ｃに出力する。本実施の形態のパルスモードの決定方法については後述する。

なお、本実施の形態では、パルスモードとして、ＰＷＭ制御において、インバータ出力周波数に依存していない非同期ＰＷＭモードと、キャリア周波数とインバータ出力周波数を同期させてキャリア周波数がインバータ出力周波数の整数倍に設定される同期ＰＷＭモードと、の２つを定義する。さらに、同期ＰＷＭモードについては、キャリア周波数がインバータ出力周波数の何倍であるかでパルスモードを分類し、キャリア周波数がインバータ出力周波数のＮ倍（Ｎは１以上の整数）のパルスモードを同期Ｎパルスモードと呼び、同期１パルスモードについては一般に呼ばれているように１パルスモードと呼ぶこととする。

第一の磁束指令生成部１１ａは、非同期ＰＷＭモード用の磁束指令値を演算して磁束指令選択部１１ｃへ出力する。第二の磁束指令生成部１１ｂは、同期ＰＷＭモード用の磁束指令値を演算して磁束指令選択部１１ｃへ出力する。磁束指令選択部１１ｃは、パルスモード選択部１２から出力されたパルスモード指令に基づいて、第一の磁束指令生成部１１ａから入力された磁束指令と、第二の磁束指令生成部１１ｂから入力された磁束指令と、のうちの一方を選択してベクトル制御部３へ出力する。具体的には、磁束指令選択部１１ｃは、パルスモード指令が同期ＰＷＭモードである場合には第二の磁束指令生成部１１ｂの出力を選択してベクトル制御部３に出力し、パルスモード指令が非同期ＰＷＭモードである場合には第一の磁束指令生成部１１ａの出力を選択してベクトル制御部３に出力する。

図２は、本実施の形態の第一の磁束指令生成部１１ａの構成例を示す図である。図２に示すように本実施の形態の第一の磁束指令生成部１１ａは、一定磁束指令生成部１１１と、弱め磁束制御部１１２と、低位選択部１１３と、を備える。

一定磁束指令生成部１１１は、一定の定格二次磁束を磁束指令として出力する。この定格二次磁束としては、交流電動機１の鉄芯が磁気飽和しない条件で極力大きく確保するのが一般的であるが、定格二次磁束の値に特に制約はない。

弱め磁束制御部１１２は、界磁磁束を減らして回転数を上げるいわゆる弱め磁束制御により磁束指令を生成して、低位選択部１１３へ出力する。弱め磁束制御では、交流出力電圧を一定（すなわち変調率を一定）として磁束を小さくしていく。従来は、この弱め磁束制御は、一般に交流出力電圧が最大値付近となり１パルスモードに移行した後に実施されるが、本実施の形態では、非同期ＰＷＭモードにおいて、変調率が第一の閾値以上となった場合に弱め磁束制御を実施する。すなわち、弱め磁束制御部１１２は、変調率が第一の閾値となるよう弱め磁束制御を実施して磁束指令を生成する。この第一の閾値としては、後述する第二の磁束指令生成部１１ｂにおける変調率の閾値である第二の閾値より小さい値を設定する。

第一の閾値として、例えば非同期ＰＷＭモードにおいて過変調となる境界値７８．５％（０．７８５）以下の値を設定すると、定格二次磁束を従来と同様の値に設定した場合でも過変調が生じることなく非同期ＰＷＭモードの領域を従来に比べて拡大することができる。第一の閾値として７８．５％を超える値を設定してもよいが、この場合は過変調に対応した制御を実施する。例えば、「“ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際”総合電子出版 １９９０ ｐ３９〜４６」に記載の制御方法等を適用することができる。

低位選択部１１３は、一定磁束指令生成部１１１から出力される磁束指令と、弱め磁束制御部１１２から出力される磁束指令と、のうち低位の方を選択して磁束指令選択部１１ｃへ出力する。

以上の動作により、第一の磁束指令生成部１１ａは、変調率が第一の閾値未満では一定磁束制御による磁束指令を出力し、変調率が第一の閾値以上の場合に弱め磁束制御による磁束指令を出力することができる。

第二の磁束指令生成部１１ｂは、第一の磁束指令生成部１１ａと同様に一定磁束指令生成部１１１と、弱め磁束制御部１１２と、低位選択部１１３と、を備える。第二の磁束指令生成部１１ｂにおける一定磁束指令生成部１１１は、第一の磁束指令生成部１１ａにおける一定磁束指令生成部１１１と同様に一定の磁束を磁束指令として出力する。ただし、第二の磁束指令生成部１１ｂにおける一定磁束指令生成部１１１は、上述の定格二次磁束ではなく非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードに切り替わった際の磁束指令を一定値として出力する。例えば、磁束指令選択部１１ｃが、出力した磁束指令を保持しておき、非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードに切り替わった際の第一の磁束指令生成部１１ａから入力された磁束指令を第二の磁束指令生成部１１ｂへ通知する。なお、一定磁束指令生成部１１１が出力する磁束指令の一定値はこれに限定されず、例えば予め定めた値等としてもよい。

第二の磁束指令生成部１１ｂの弱め磁束制御部１１２は、変調率が第二の閾値となるよう弱め磁束制御を実施して磁束指令を生成する。第二の閾値は、１００％としてもよいが、ここでは例えば９５％のように１００％未満の値とする。また、第二の磁束指令生成部１１ｂの低位選択部１１３は、第二の磁束指令生成部１１ｂの一定磁束指令生成部１１１から出力される磁束指令と、第二の磁束指令生成部１１ｂの弱め磁束制御部１１２から出力される磁束指令と、のうち低位の方（小さい方）を選択して磁束指令選択部１１ｃへ出力する。

また、第二の磁束指令生成部１１ｂは一定磁束制御と弱め磁束制御を用いて、変調率を第一の閾値未満に抑える制御を行ったが、第二の磁束指令生成部１１ｂにおける磁束制御方法は、変調率を第一の閾値未満に抑える制御であればこれらの制御方法に限定されない。

図３は、本実施の形態の変調率（電圧変調率）とパルスモードの一例を示す図である。図４は、本実施の形態の磁束指令の一例を示す図である。図３、４では、横軸は、インバータ出力周波数を示している。図３、４を用いて本実施の形態のパルスモードの決定方法について説明する。図４は、図３に示した制御を行った場合にベクトル制御部３へ入力される磁束指令を示している。なお、第一の磁束指令生成部１１ａから出力された磁束指令を第一の磁束指令とし、第二の磁束指令生成部１１ｂから出力された磁束指令を第二の磁束指令としている。

図３の（Ａ）は、従来技術（例えば上記特許文献１に記載の技術）を用いた場合に、変調率が１００％に到達するインバータ出力周波数を示している。従来技術では、変調率が１００％に至るまで一定磁束制御により変調率を上げていく。図３の（Ｂ）は、本実施の形態における非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへの切り替えが行われるインバータ出力周波数を示している。

本実施の形態では、インバータ出力周波数に基づいて非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへ切り替える。具体的には、例えば、ｆｃ／Ｘ未満の領域では非同期ＰＷＭモードとし、インバータ出力周波数がｆｃ／Ｘ以上の領域では同期ＰＷＭモードとする。ここで、ｆｃは、非同期ＰＷＭモードのキャリア周波数を示し、インバータ出力周波数とは独立に設定される（例えば１ｋＨｚ等に設定される）。Ｘは、非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへの切り替え点での「キャリア周波数ｆｃ／インバータ出力周波数」を示している。Ｘの値は、同期ＰＷＭモードの最低周波数となる（Ｂ）において、スイッチングによる電流リップル、すなわち電流の低次高調波成分が所定の許容値以下となるように、交流電動機１のインダクタンス特性とインバータ出力周波数を加味して決定する。

また、非同期ＰＷＭのキャリア周波数ｆｃは、電力変換器２でのスイッチング損失が許容値以下となるように設定される。すなわち、図３の（Ｂ）で示した同期ＰＷＭモードの最低周波数（モード切り替え周波数）はキャリア周波数ｆｃと、同期ＰＷＭモードの電流リップル許容値および電動機のインダクタンス特性から決定される。なお、非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへ切り替えの条件となるインバータ出力周波数（モード切り替え周波数）の規定方法は、ｆｃ／Ｘの形に限定されない。

図３、４に示すように、変調率が第一の閾値より小さい領域では第一の磁束指令生成部１１ａの一定磁束指令生成部１１１により生成された磁束指令を用いる一定磁束制御が行われ、変調率が第一の閾値以上になると第一の磁束指令生成部１１ａの弱め磁束制御部１１２により生成された磁束指令を用いる弱め磁束制御が行われる。

そして、インバータ出力周波数がｆｃ／Ｘ以上となると同期ＰＷＭモードへの切り替えが行われ、その後に第二の閾値より小さい領域では第二の磁束指令生成部１１ｂの一定磁束指令生成部１１１により生成された磁束指令を用いる一定磁束制御が行われ、変調率が第二の閾値以上になると第二の磁束指令生成部１１ｂの弱め磁束制御部１１２により生成された磁束指令を用いる弱め磁束制御が行われる。

同期ＰＷＭモードにおいては、上記特許文献１のように、変調率が一定値（上述の第二の閾値）未満の場合には同期３パルスモードとし、変調率が一定以上となった場合には１パルスモードとする等、同期ＰＷＭモード内でパルスモードを変更してもよいが、同期ＰＷＭモード内のパルスモードに制約はない。

なお、本実施の形態では、インバータ出力周波数に基づいて非同期ＰＷＭモードと同期ＷＭモードを切り替えるようにしたが、速度検出部５が検出した回転速度に基づいて同様に非同期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモードを切り替えるようにしてもよい。

図５は、従来技術（上記特許文献１に記載の技術）による変調率（電圧変調率）とパルスモードの一例を示す図である。図５の変調率３１は、従来技術による変調率を示し、点線の変調率３２は、本実施の形態の変調率（図３で示した変調率）を示している。図６は、従来技術（上記特許文献１に記載の技術）による磁束指令の一例を示す図である。図６の磁束指令３３は従来技術による磁束指令を示し、点線の磁束指令３４は、本実施の形態の変調率（図４で示した磁束指令）を示している。

従来の技術の制御方法では、図５に示すように、変調率が一定値（例えば７８．５％）までは一定磁束制御を行い、変調率が一定値を超えると同期ＰＷＭモード（同期３パルスモード）へ移行する。その後、変調率が１００％になると１パルスモードへ移行し、弱め磁束制御が行われる。このため、従来の技術では、非同期ＰＷＭモードの領域が、一定磁束制御により変調率が増加して一定値になるまでの間に限定されている。

これに対し、本実施の形態では、後述のように、非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへの切り替えをインバータ出力周波数により決定しており、インバータ出力周波数が同期ＰＷＭモードへの切り替え条件を満たすまでは非同期ＰＷＭモードとなる。従って、図３で示した変調率が１００％となるインバータ出力周波数（図５および図３の（Ａ））よりモード切り替え周波数（ｆｃ／Ｘ）を大きく設定すれば、本実施の形態では、従来技術に比べ非同期ＰＷＭモードの領域を拡大することができる。本実施の形態では、図３で示した変調率が１００％となるインバータ出力周波数よりモード切り替え周波数を大きく設定して、従来技術より非同期ＰＷＭモードを拡大する。

図７は、本実施の形態の効果の一例を従来技術と比較して示す図である。図７では、左側に従来技術（上記特許文献１に記載の技術）における損失を示し、右側に本願発明における損失を示している。図７に示した損失は、インバータ出力周波数が０の位置から図３の（Ｂ）の位置のインバータ出力周波数まで運転した場合のシステム全体の損失を示している。

低周波領域では、十分なスイッチング回数を有する非同期ＰＷＭモードでは同期ＰＷＭモードで駆動する場合より交流電動機１の高調波損失を低減することができる。従って、本実施の形態では、低周波領域では、非同期ＰＷＭモードで交流電動機１を駆動する領域を拡大することにより交流電動機１の高調波損失を従来技術に比べ低減することができる。スイッチング速度の増加によって電力変換器２の損失（変換機損失）は増加するものの、電動機損失の低減効果が支配的となる運転条件では、システム全体の損失を低減できる。

また、周波数が大きくなると交流電動機１のインピーダンス増加により、交流電動機１の高周波電流が減るため、高周波損失も減る。よって図３の（Ｂ）より高速域では、スイッチング回数の少ない同期ＰＷＭモードを採用しても電動機損失は増加せず、変換器スイッチング損失削減効果を得られるため、磁束指令を第二の磁束指令に切替え、変調率を上げる運転とする。

このように、本実施の形態のベクトル制御装置を適用することによって電動機の高周波損失が低減し、基本波損失との合算を最小化することにより電動機全体の損失が低減可能となり、冷却性能を抑えることができる。そのため、電動機の冷却フィン形状、冷却風路の見直しにより電動機の小型・軽量化が可能となる。

なお、電力変換器２のスイッチング素子およびダイオード素子としてはどのような素子を用いてもよいが、例えばワイドバンドギャップ半導体を用いることができる。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンド等により形成されたものがある。このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。

またワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。更に電力損失が低いため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。

このように、本実施の形態では、非同期ＰＷＭモード用の磁束指令を生成する第一の磁束指令生成部１１ａと、同期ＰＷＭモード用の磁束指令を生成する第二の磁束指令生成部１１ｂと、を備え、第一の磁束指令生成部１１ａは非同期ＰＷＭモードに対応する第一の閾値以下に変調率を抑えるよう磁束指令を生成する。そして、インバータ出力周波数に基づいて非同期ＰＷＭモードから同期ＰＷＭモードへの切り替えを行うようにした。このため、従来に比べ非同期ＰＷＭモードの領域を拡大することができ、全体損失が低減することができる。

実施の形態２．
図８は、本発明にかかる電動機のベクトル制御装置の実施の形態２の第一の磁束指令生成部１１ｄの構成例を示す図である。本実施の形態の電動機のベクトル制御装置は、実施の形態１の電動機のベクトル制御装置の第一の磁束指令生成部１１ａの代わりに第一の磁束指令生成部１１ｄを備える以外は、実施の形態の電動機のベクトル制御装置と同様である。本実施の形態の第一の磁束指令生成部１１ｄは、最適磁束指令生成部２１と、許容最大磁束指令生成部２２と、低位選択部２３と、を備える。

最適磁束指令生成部２１は、例えば国際公開第２００８／１０７９９２号の図２およびその説明に示されているような損失最小条件（効率最大条件）を満たす磁束指令を生成する。効率最大条件を満たす磁束値は、国際公開第２００８／１０７９９２号に記載されているようにトルク指令ごとに求めることができる。したがって、最適磁束指令生成部２１は、トルク指令ごとの損失最小条件となる磁束を関数またはテーブル等の形で特性として保持しておき、トルク指令と保持している特性とに基づいて効率最大条件を満たす磁束指令を求める。

許容最大磁束指令生成部２２は、インバータ出力周波数に応じて出力可能な最大の磁束指令を生成する。例えば、上記特許文献１の請求項３に記載の最大電圧二次磁束指令の算出方法により、出力可能な最大の磁束指令を生成することができる。

低位選択部２３は、最適磁束指令生成部２１が生成した磁束指令と許容最大磁束指令生成部２２とのうち低位の方を選択して磁束指令選択部１１ｃへ入力する。以上述べた以外の本実施の形態の動作は実施の形態１と同様である。

なお、同様に、第二の磁束指令生成部１１ｂの代わりに第一の磁束指令生成部１１ｄと同様の構成の第二の磁束指令生成部１１ｅ（図示せず）を備えるようにしてもよい。この場合、第二の磁束指令生成部１１ｅの許容最大磁束指令生成部２２は第一の磁束指令生成部１１ｄの許容最大磁束指令生成部２２より高い変調率となるような磁束を生成する。

また、第一の磁束指令生成部および第二の磁束指令生成部の構成は、以上実施の形態１および実施の形態２で述べた構成に限らず、例えば、上記特許文献１の請求項１や国際公開第２００８／１０７９９２号の請求項１に記載されている構成とする等としてもよい。

また、実施の形態１の第一の磁束指令生成部１１ａと本実施の形態の第一の磁束指令生成部１１ｄとの両方を備え、第一の磁束指令生成部１１ａが生成した磁束指令と第一の磁束指令生成部１１ｄが生成した磁束指令とのうち、低位の方を磁束指令選択部１１ｃへ入力するよう構成してもよい。

以上のように、最適磁束制御を行う第一の磁束指令生成部１１ｄを備えるようにした。このため、実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、実施の形態１に比べより損失を低減することができる。

実施の形態３．
本実施の形態では、実施の形態１および実施の形態２で説明したベクトル制御装置を適用した車両駆動システムについて説明する。

図９は、車両駆動システムとして鉄道車両に適用した構成例を示す図である。車両駆動システムは、交流電動機１、電力変換器２、入力回路１０５およびベクトル制御装置１０６を備えている。交流電動機１は、図１に示した交流電動機１と同じものであり、鉄道車両に搭載されている。電力変換器２は、図１に示した電力変換器２と同じものであり、入力回路１０５から供給された直流電力を交流電力に変換して交流電動機１を駆動する。ベクトル制御装置１０６は、実施の形態１および実施の形態２で説明したベクトル制御装置に相当する。

入力回路１０５は、図示を省略しているが、スイッチ、フィルタコンデンサ、フィルタリアクトルなどを備えて構成されており、その一端は集電装置１０２を介して架線１０１に接続されている。また、他端は、車輪１０３を介して大地電位であるレール１０４に接続されている。この入力回路１０５は、架線１０１から直流電力または交流電力の供給を受けて、電力変換器２へ供給する直流電力を生成する。

このように、本実施の形態のベクトル制御装置を車両駆動システムへ適用することにより、システム全体として損失低減、小型化を実現することが可能となる。

以上のように、本発明にかかる電動機のベクトル制御装置および車両駆動システムは、交流電動機を制御するベクトル制御装置に有用であり、特に、電気車において交流電動機を制御するベクトル制御装置に適している。

１ 交流電動機、２ 電力変換器、３ ベクトル制御部、４ 直流電圧検出部、５ 速度検出部、６ 電流検出部、１０ トルク指令生成部、１１ａ，１１ｄ 第一の磁束指令生成部、１１ｂ 第二の磁束指令生成部、１１ｃ 磁束指令選択部、１２ パルスモード選択部、２１ 最適磁束指令生成部、２２ 許容最大磁束指令生成部、１００ 車両駆動システム、１０５ 入力回路、１０６ ベクトル制御装置、１１１ 一定磁束指令生成部、１１２ 弱め磁束制御部、１１３，２３ 低位選択部。

Claims (5)

1. 直流電力を交流電力に変換し、電動機に交流電力を供給する電力変換器を制御するベクトル制御装置であって、
   入力されたトルク指令および磁束指令に基づいてベクトル制御により前記電力変換器が出力すべき出力電圧を演算するとともに、前記出力電圧に基づいて前記電力変換器を制御するＰＷＭ信号を生成するベクトル制御部と、
   非同期ＰＷＭモード用の磁束指令を生成し、変調率が第一の閾値以上となった場合に前記電動機における界磁磁束を減らして回転数を上げる制御を行う磁束指令生成部と、
   を備え、
   前記電力変換器の出力周波数が、前記変調率が７８．５％となる場合の前記電力変換器の出力周波数よりも大きい所定値になるまで、前記磁束指令生成部により生成された磁束指令を前記ベクトル制御部へ入力する
   ことを特徴とする電動機のベクトル制御装置。
2. 前記磁束指令生成部は、
   前記変調率が前記第一の閾値未満の場合に一定磁束制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の電動機のベクトル制御装置。
3. 前記磁束指令生成部は、
   前記一定磁束制御により生成された磁束指令と、前記変調率が前記第一の閾値となるように前記電動機における界磁磁束を減らして回転数を上げる制御により生成された磁束指令とのうち小さい方を出力することを特徴とする請求項２に記載の電動機のベクトル制御装置。
4. 電気車を駆動する車両駆動システムであって、
   請求項１から請求項３のいずれか１つに記載の電動機のベクトル制御装置と、
   前記ベクトル制御装置により制御される電力変換器と、
   前記電力変換器への入力とする直流電力を生成する入力回路と、
   前記電力変換器により駆動される電動機と、
   を備えることを特徴とする車両駆動システム。
5. 前記電力変換器が備えるスイッチング素子とダイオード素子のうち少なくとも一方はワイドバンドギャップ半導体によって形成されている、ことを特徴とする請求項４に記載の車両駆動システム。
   

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