WO2013132660A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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友宏 宮崎
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/01—Asynchronous machines

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device that drives and controls a motor (for example, an induction motor) used for driving a spindle of a machine tool, for example.
  • a motor for example, an induction motor
  • the magnetic flux is constant in the constant torque region where the motor rotation speed is less than the predetermined value, and the magnetic flux decreases as the rotation speed increases in the constant output region above the predetermined rotation speed. The flux current was controlled. For this reason, even when the load is light and does not require a large torque, a constant exciting current is passed, so that the power factor deteriorates and the primary current amplitude increases, resulting in a problem of poor operating efficiency. there were.
  • Patent Document 1 discloses a technique for controlling the excitation current component and the torque current component of the motor current to be equal. According to this technique, the primary current required to obtain the same torque can be minimized by making the excitation current component and the torque current component of the motor equal. As a result, copper loss in the motor can be reduced, and loss in the switching element included in the inverter circuit that drives the motor can be reduced.
  • Patent Document 1 makes the excitation current and the torque current the same value under the condition of constant speed and light load in the steady state. Therefore, when such a condition is not satisfied, for example, when the acceleration / deceleration transient response or the load torque fluctuates, the excitation current and the torque current do not have the same value. For this reason, there has been a problem that a sufficient loss reduction effect cannot be obtained in applications where acceleration / deceleration is repeated or the cutting torque fluctuates like the spindle of a machine tool.
  • the present invention has been made in view of the above, and can reduce loss in the motor and the inverter circuit in a wider operation region including repeated acceleration / deceleration and load torque fluctuation, thereby enabling more efficient motor control.
  • An object of the present invention is to provide a motor control device.
  • the present invention divides a primary current flowing into and out of a motor driven by an inverter circuit into a torque current and an excitation current and individually controls them.
  • a conversion means for converting a primary current detected at the output end of the motor into a torque current detection value and an excitation current detection value; and a primary delay characteristic, wherein the excitation current detection value
  • the magnetic flux estimation means for calculating the estimated value of the rotor magnetic flux using the, and the given torque command is divided by the estimated value of the rotor magnetic flux, and the torque current command divided by a predetermined constant is calculated and output.
  • Torque current command calculation means for calculating an absolute value of the torque current command and outputting it as an excitation current command
  • Vector control means for performing vector control so that the values respectively match the torque current command and the excitation current command, and generating a control signal for turning on / off the switching element of the inverter circuit, To do.
  • the motor control device of the present invention it is possible to reduce loss in the motor and the inverter circuit in a wider operation region including repeated acceleration / deceleration and load torque fluctuation, and more efficient motor control is possible. There is an effect.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a motor drive system including a motor control device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a motor drive system including a motor control device according to a first embodiment of the present invention.
  • the motor drive system according to the first embodiment includes a rectifier circuit 2, a DC voltage smoothing capacitor 3, an inverter circuit 4, a motor 5, a current detector 6, and a motor control device 20.
  • the motor control device 20 includes a conversion unit 7, a magnetic flux estimation unit 8, a torque current command calculation unit 9, an excitation current command calculation unit 10, and a vector control unit 11.
  • the rectifier circuit 2 converts the AC voltage applied from the three-phase AC power source 1 into a DC voltage.
  • the DC voltage smoothing capacitor 3 smoothes the output voltage of the rectifier circuit 2.
  • the inverter circuit 4 has a plurality of switching elements and is configured in a known connection form. The inverter circuit 4 converts the DC voltage smoothed by the DC voltage smoothing capacitor 3 into an arbitrary frequency and an arbitrary AC voltage and outputs the converted voltage. For example, the motor 5 which is an induction motor is driven.
  • the current detector 6 detects the primary current flowing into and out of the motor 5 and outputs it to the conversion means 7 as the primary current detection value I.
  • the conversion means 7 converts the primary current detection value I detected by the current detector 6 into an excitation current component and a torque current component, and sends them to the vector control means 11 as an excitation current detection value Idd and a torque current detection value Iqd, respectively.
  • the magnetic flux estimation means 8 is constituted by, for example, a low-pass filter having a first-order lag characteristic, and calculates an estimated value ⁇ dr of the rotor magnetic flux using the excitation current detection value Idd. That is, the magnetic flux estimating means 8 calculates the estimated value ⁇ dr of the rotor magnetic flux using the first-order lag component of the excitation current detection value Idd.
  • the torque current command calculation means 9 divides the torque command ⁇ r given from the outside of the motor control device 20 by the rotor magnetic flux estimated value ⁇ dr which is the output of the magnetic flux estimation means 8, and further divides the torque current command Iqc by the constant k. Calculate and output.
  • the excitation current command calculation means 10 calculates the absolute value of the torque current command Iqc, which is the output of the torque current command calculation means 9, and outputs it as the excitation current command Idc.
  • the vector control means 11 performs vector control so that the torque current detection value Iqd and the excitation current detection value Idd match the torque current command Iqc and the excitation current command Idc, respectively, and turns on the switching element provided in the inverter circuit 4.
  • a control signal Sc for turning off is generated and output.
  • the torque ⁇ in the induction motor is proportional to the product of the torque current Iq and the rotor magnetic flux ⁇ dr, and is given by the following equation.
  • k in the above equation (1) is a constant, and is a value obtained from the motor constant as in the following equation.
  • p is the number of motor poles
  • Lr is the self-inductance of the rotor winding
  • M is the mutual inductance between the windings.
  • the torque current command Iqc for outputting the torque command ⁇ r can be obtained by dividing the given torque command ⁇ r by the rotor magnetic flux ⁇ dr and the constant k as in the following equation.
  • the torque current command calculation means 9 performs the calculation process of the above equation (3), divides the torque command ⁇ r by the rotor magnetic flux ⁇ dr and the constant k, and outputs the result as the torque current command Iqc.
  • the torque current command Iqc output from the torque current command calculation unit 9 is input to the excitation current command calculation unit 10, and the absolute value of the input torque current command Iqc is calculated and output as the excitation current command Idc.
  • the absolute values of the torque current command and the excitation current command are the same value even during acceleration / deceleration or when the load torque varies.
  • the primary current flowing through the motor is converted into the torque current detection value and the excitation current detection value, and the primary delay component of this excitation current detection value is used.
  • the estimated value of the rotor magnetic flux is calculated, the given torque command is divided by the estimated value of the rotor magnetic flux, and the torque current command divided by a predetermined constant is calculated and output.
  • the value is calculated and output as an excitation current command, and the motor is controlled so that the torque current detection value and the excitation current detection value match the torque current command and the excitation current command.
  • a motor control device capable of reducing loss in the motor and inverter circuit in a wider operating region including torque fluctuation, and enabling more efficient motor control, and It is possible to realize over motor drive system.
  • FIG. 1 a switching element provided in the inverter circuit 4 will be described.
  • a switching element used for the inverter circuit 4 a semiconductor switching element (IGBT, MOSFET, etc., hereinafter abbreviated as “Si-SW”) made of silicon (Si) is generally used.
  • IGBT, MOSFET, etc. hereinafter abbreviated as “Si-SW”.
  • Si-SW semiconductor switching element made of silicon
  • the technique of the first embodiment is not limited to this Si-SW.
  • SiC-SW semiconductor switching element made of silicon carbide (SiC), which has been attracting attention in recent years, as the switching element of the inverter circuit 4 described above instead of silicon (Si). It is.
  • the loss in the inverter circuit 4 is mainly the switching loss and conduction loss of the switching element.
  • the SiC-SW has a MOSFET structure, it is expected that the switching loss can be greatly reduced.
  • the conduction loss of the MOSFET increases in proportion to the square of the current. Therefore, the conduction loss can be reduced by reducing the value of the current flowing through the SiC-SW. .
  • the current for generating the same torque can be minimized, so that the switching element provided in the inverter circuit 4 of the first embodiment is made of SiC-SW.
  • the conduction loss can be greatly reduced. Thereby, the loss in the inverter circuit 4 can be reduced, and a motor control device and a motor drive system that enable more efficient motor control can be realized.
  • SiC is an example of a semiconductor referred to as a wide bandgap semiconductor by capturing the characteristic that the bandgap is larger than that of Si (in contrast, Si is referred to as a narrow bandgap semiconductor).
  • a semiconductor formed using a gallium nitride-based material or diamond belongs to a wide bandgap semiconductor, and their characteristics are also similar to silicon carbide. Therefore, a configuration using a wide band gap semiconductor other than silicon carbide also forms the gist of the present invention.
  • the switching element formed of such a wide band gap semiconductor has high voltage resistance and high allowable current density, the switching element can be miniaturized, and these miniaturized switching elements should be used. Thus, it is possible to reduce the size of a semiconductor module incorporating these elements.
  • the switching element formed of a wide band gap semiconductor has high heat resistance, in the case of a switching element that requires a cooling mechanism such as a heat sink, the cooling mechanism can be downsized, and the switching element module can be further reduced in size. Can be realized.
  • the present invention is useful as a motor control device that reduces loss in a motor and an inverter circuit in a wider operation region including repeated deceleration and load torque fluctuation, and enables more efficient motor control. is there.

Abstract

　モータの出力端にて検出された１次電流Ｉをトルク電流検出値Ｉｑｄおよび励磁電流検出値Ｉｄｄに変換する変換手段７、励磁電流検出値Ｉｄｄの１次遅れ成分を用いて回転子磁束の推定値を算出する磁束推定手段８、与えられたトルク指令τｒを回転子磁束の推定値φｄｒで除し、さらに所定の定数ｋで除したトルク電流指令Ｉｑｃを演算して出力するトルク電流指令演算手段９、トルク電流指令Ｉｑｃの絶対値を演算して励磁電流指令Ｉｄｃとして出力する励磁電流指令演算手段１０ならびに、トルク電流検出値Ｉｑｄおよび励磁電流検出値がそれぞれトルク電流指令および励磁電流指令に一致するようにベクトル制御を行い、インバータ回路４のスイッチング素子をオン／オフさせるための制御信号Ｓｃを生成するベクトル制御手段１１を備える。

Description

モータ制御装置
　本発明は、例えば工作機械の主軸駆動用に用いるモータ（例えば誘導モータ）を駆動制御するモータ制御装置に関する。
　例えば、工作機械の主軸を駆動する主軸用誘導モータでは、回転速度やトルクを高精度に制御する必要性から、モータの１次電流をトルク電流と励磁電流に分けてそれぞれを個別に制御するベクトル制御が一般に用いられる。従来の主軸用誘導モータにおけるベクトル制御では、モータの回転数が所定値以下の定トルク領域では磁束が一定となり、所定の回転数以上の定出力領域では回転数の増加と共に磁束が小さくなるように磁束電流を制御していた。このため、負荷が軽く大きなトルクを必要としない場合であっても一定の励磁電流を流していたので、力率が悪くなるのと共に、一次電流振幅が大きくなるため、運転効率が悪いという課題があった。
　このような課題に対して、下記特許文献１には、モータ電流の励磁電流成分とトルク電流成分が等しくなるように制御する技術が開示されている。この技術によれば、モータの励磁電流成分とトルク電流成分とを等しくすることにより、同一トルクを得るのに必要な１次電流を最小化することができる。これにより、モータでの銅損を低減できると共に、モータを駆動するインバータ回路に含まれるスイッチング素子での損失を低減することが可能となる。
特開平０３－２１８２９１号公報（第７－８頁、第１図）
　しかしながら、上記特許文献１に記載される技術は、定常時における一定速軽負荷時という条件の下で、励磁電流とトルク電流を同じ値にするものであった。したがって、このような条件が成立しない場合、例えば、加速・減速の過渡応答時や負荷トルクが変動する場合などには、励磁電流とトルク電流が同じ値にはならなかった。このため、工作機械の主軸のように加速・減速が繰り返されたり、切削トルクが変動したりするような用途では、十分な損失低減効果を得ることができないという課題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、加減速の繰り返しや負荷トルク変動を含むより広い動作領域におけるモータおよびインバータ回路での損失を低減し、より高効率なモータ制御を可能とするモータ制御装置を提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、インバータ回路によって駆動されるモータに流出入する１次電流をトルク電流と励磁電流に分けてそれぞれを個別に制御するベクトル制御手段を備えるモータ制御装置において、前記モータの出力端にて検出された１次電流をトルク電流検出値および励磁電流検出値に変換する変換手段と、１次遅れ特性を有し、前記励磁電流検出値を用いて回転子磁束の推定値を算出する磁束推定手段と、与えられたトルク指令を前記回転子磁束の推定値で除し、さらに所定の定数で除したトルク電流指令を演算して出力するトルク電流指令演算手段と、前記トルク電流指令の絶対値を演算して励磁電流指令として出力する励磁電流指令演算手段と、前記トルク電流検出値および前記励磁電流検出値がそれぞれトルク電流指令および励磁電流指令に一致するようにベクトル制御を行い、前記インバータ回路のスイッチング素子をオン／オフさせるための制御信号を生成するベクトル制御手段と、を備えたことを特徴とする。
　本発明にかかるモータ制御装置によれば、加減速の繰り返しや負荷トルク変動を含むより広い動作領域におけるモータおよびインバータ回路での損失を低減することができ、より高効率なモータ制御が可能になるという効果を奏する。
図１は、本発明の実施の形態１にかかるモータ制御装置を含むモータ駆動システムの一構成例を示す図である。
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかるモータ制御装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１にかかるモータ制御装置を含むモータ駆動システムの一構成例を示す図である。実施の形態１にかかるモータ駆動システムは、図１に示すように、整流回路２、直流電圧平滑用コンデンサ３、インバータ回路４、モータ５、電流検出器６およびモータ制御装置２０を備えて構成される。また、モータ制御装置２０は、変換手段７、磁束推定手段８、トルク電流指令演算手段９、励磁電流指令演算手段１０およびベクトル制御手段１１を備えて構成される。
　整流回路２は、三相交流電源１から印加される交流電圧を直流電圧に変換する。直流電圧平滑用コンデンサ３は、整流回路２の出力電圧を平滑化する。インバータ回路４は、複数のスイッチング素子を有して公知の接続形態にて構成され、直流電圧平滑用コンデンサ３にて平滑化された直流電圧を任意の周波数および任意の交流電圧に変換して出力し、例えば誘導モータであるモータ５を駆動する。
　電流検出器６は、モータ５に流出入する１次電流を検出して１次電流検出値Ｉとして変換手段７に出力する。変換手段７は、電流検出器６で検出された１次電流検出値Ｉを励磁電流成分とトルク電流成分とに変換し、それぞれ励磁電流検出値Ｉｄｄおよびトルク電流検出値Ｉｑｄとしてベクトル制御手段１１に出力する。磁束推定手段８は、例えば１次遅れ特性を有するローパスフィルタで構成され、励磁電流検出値Ｉｄｄを用いて回転子磁束の推定値φｄｒを算出する。すなわち、磁束推定手段８は、励磁電流検出値Ｉｄｄの１次遅れ成分を用いて回転子磁束の推定値φｄｒを算出する。
　トルク電流指令演算手段９は、モータ制御装置２０の外部から与えられるトルク指令τｒを磁束推定手段８の出力である回転子磁束推定値φｄｒで除し、さらに定数ｋで除したトルク電流指令Ｉｑｃを演算して出力する。励磁電流指令演算手段１０は、トルク電流指令演算手段９の出力であるトルク電流指令Ｉｑｃの絶対値を演算して励磁電流指令Ｉｄｃとして出力する。ベクトル制御手段１１は、トルク電流検出値Ｉｑｄおよび励磁電流検出値Ｉｄｄが、それぞれトルク電流指令Ｉｑｃおよび励磁電流指令Ｉｄｃに一致するようにベクトル制御を行い、インバータ回路４に具備されるスイッチング素子をオン／オフさせるための制御信号Ｓｃを生成して出力する。
　つぎに、実施の形態１にかかるモータ制御装置の要部である電流指令の算出手法について、モータ５が誘導モータである場合を一例として説明する。
　まず、誘導モータにおけるトルクτは、トルク電流Ｉｑと回転子磁束φｄｒの積に比例し、次式で与えられる。
　τ＝ｋ・φｄｒ・Ｉｑ　　　　……（１）
　ここで、上記（１）式におけるｋは定数であり、次式のようにモータ定数から求まる値である。
　ｋ＝ｐ・Ｍ／Ｌｒ　　　　　　……（２）
　上記（２）式において、ｐはモータ極数、Ｌｒは回転子巻線の自己インダクタンス、Ｍは各巻線間の相互インダクタンスである。
　したがって、次式のように、与えられたトルク指令τｒを回転子磁束φｄｒおよび定数ｋで除することにより、トルク指令τｒを出力するためのトルク電流指令Ｉｑｃを求めることができる。
　Ｉｑｃ＝τｒ／ｋ／φｄｒ　　　　……（３）
　トルク電流指令演算手段９は、上記（３）式の演算処理を行うものであり、トルク指令τｒを回転子磁束φｄｒおよび定数ｋで除して、その結果をトルク電流指令Ｉｑｃとして出力する。
　同時に、トルク電流指令演算手段９から出力されるトルク電流指令Ｉｑｃは、励磁電流指令演算手段１０に入力され、入力されたトルク電流指令Ｉｑｃの絶対値が励磁電流指令Ｉｄｃとして演算されて出力される。これにより、加速・減速時であっても、また、負荷トルクが変動する場合であっても、トルク電流指令と励磁電流指令の絶対値は同じ値となる。
　トルク電流と励磁電流の絶対値を同じにすることにより、同一のトルクを発生するのに必要な電流を最小にすることができる。モータでの銅損とスイッチング素子での損失は共に電流の大きさに依存しており、電流が大きくなるほど損失も大きくなるから、電流を小さくすることにより、損失も小さくなる。これにより、モータ５およびインバータ回路４での損失を低減することができ、より高効率なモータ制御が可能となる。
　以上説明したように、実施の形態１のモータ制御装置によれば、モータに流れる１次電流をトルク電流検出値および励磁電流検出値に変換し、この励磁電流検出値の１次遅れ成分を用いて回転子磁束の推定値を算出し、与えられたトルク指令を回転子磁束の推定値で除し、さらに所定の定数で除したトルク電流指令を演算して出力すると共に、トルク電流指令の絶対値を励磁電流指令として演算して出力し、トルク電流検出値および励磁電流検出値がそれぞれトルク電流指令および励磁電流指令に一致するようにモータを制御することとしたので、加減速の繰り返しや負荷トルク変動を含むより広い動作領域におけるモータおよびインバータ回路での損失を低減することができ、より高効率なモータ制御を可能とするモータ制御装置およびモータ駆動システムを実現することが可能となる。
実施の形態２．
　実施の形態２では、インバータ回路４に具備されるスイッチング素子について説明する。インバータ回路４に用いられるスイッチング素子としては、珪素（Ｓｉ）を素材とする半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなど、以下「Ｓｉ－ＳＷ」と略記）が一般的である。上記実施の形態１で説明した技術は、この一般的なＳｉ－ＳＷを用いて構成することができる。
　一方、上記実施の形態１の技術は、このＳｉ－ＳＷに限定されるものではない。この珪素（Ｓｉ）に代え、近年注目されている炭化珪素（ＳｉＣ）を素材とする半導体スイッチング素子（以下「ＳｉＣ－ＳＷ」と略記）を上述したインバータ回路４のスイッチング素子として用いることも無論可能である。
　ここで、インバータ回路４における損失としては、スイッチング素子のスイッチング損失および導通損失が主となる。特に、ＳｉＣ－ＳＷをＭＯＳＦＥＴ構造とすれば、スイッチング損失を大幅に低減できることが期待される。また、ＳｉＣ－ＳＷをＭＯＳＦＥＴ構造とする場合、ＭＯＳＦＥＴの導通損失は電流の２乗に比例して増加するので、ＳｉＣ－ＳＷに流れる電流値を小さくすることにより、導通損失の低減が可能となる。
　実施の形態１のモータ制御装置では、同一のトルクを発生するための電流を最小化することができるので、実施の形態１のインバータ回路４に具備されるスイッチング素子をＳｉＣ－ＳＷとすることにより、導通損失を大幅に低減することができる。これにより、インバータ回路４での損失を低減することができ、より高効率なモータ制御を可能とするモータ制御装置およびモータ駆動システムを実現することが可能となる。
　なお、ＳｉＣは、Ｓｉよりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である（これに対し、Ｓｉは、ナローバンドギャップ半導体と称される）。このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性も炭化珪素に類似した点が多い。したがって、炭化珪素以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。
　また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
　また、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐熱性も高いため、ヒートシンク等の冷却機構を必要とするスイッチング素子の場合、冷却機構の小型化が可能となり、スイッチング素子モジュールの更なる小型化が可能になる。
　以上のように、本発明は、減速の繰り返しや負荷トルク変動を含むより広い動作領域におけるモータおよびインバータ回路での損失を低減し、より高効率なモータ制御を可能とするモータ制御装置として有用である。
　１　三相交流電源
　２　整流回路
　３　直流電圧平滑用コンデンサ
　４　インバータ回路
　５　モータ
　６　電流検出器
　７　変換手段
　８　磁束推定手段
　９　トルク電流指令演算手段
　１０　励磁電流指令演算手段
　１１　ベクトル制御手段
　２０　モータ制御装置

Claims (3)

  1. 　インバータ回路によって駆動されるモータに流出入する１次電流をトルク電流と励磁電流に分けてそれぞれを個別に制御するベクトル制御手段を備えるモータ制御装置において、
    　前記モータの出力端にて検出された１次電流をトルク電流検出値および励磁電流検出値に変換する変換手段と、
    　１次遅れ特性を有し、前記励磁電流検出値を用いて回転子磁束の推定値を算出する磁束推定手段と、
    　与えられたトルク指令を前記回転子磁束の推定値で除し、さらに所定の定数で除したトルク電流指令を演算して出力するトルク電流指令演算手段と、
    　前記トルク電流指令の絶対値を演算して励磁電流指令として出力する励磁電流指令演算手段と、
    　前記トルク電流検出値および前記励磁電流検出値がそれぞれトルク電流指令および励磁電流指令に一致するようにベクトル制御を行い、前記インバータ回路のスイッチング素子をオン／オフさせるための制御信号を生成するベクトル制御手段と、
    　を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
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