JPWO2016031031A1 - 電力変換装置および車両駆動システム - Google Patents

電力変換装置および車両駆動システム Download PDF

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Abstract

変調波を生成する変調波生成部（６）、変調波よりも周波数の高い第１の搬送波と、第１の搬送波よりも周波数の低い第２搬送波を生成する搬送波生成部（５）、第１または第２の搬送波の何れかと変調波とを比較することでスイッチング信号を生成する比較部（７）およびスイッチング信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子を有する電力変換部（２）を備え、搬送波生成部は、電力変換部の変調率が閾値未満の場合には第２の搬送波を出力し、変調率が閾値以上の場合には第１の搬送波を出力し、電力変換部２は、変調率が閾値以上の場合、第２の搬送波の一周期よりも長い期間、スイッチング動作を停止する過変調モードで動作する。

Description

本発明は、パルス幅変調（Pulse Width Modulation：以下「ＰＷＭ」と表記）制御を行う電力変換装置に関する。
従来、交流出力電圧と同期した変調波と、三角波またはのこぎり波等からなり変調波よりも周波数の高い搬送波とを比較することで、ＰＷＭ制御を行う電力変換装置が広く知られている。例えば下記非特許文献１には、ＰＷＭ制御に関する一般的な技術が開示されている。また、例えば下記特許文献１には、通常動作時において、変調率が増大すると、非同期バイポーラ変調モード、同期ＰＷＭモード、１パルスモードという順序でモード切替えを行い、また、高速域の再力行（「再起動」ともいう）時において、変調率が増大すると、非同期バイポーラ変調モード、非同期過変調モード、１パルスモードという順序でモード切替えを行う技術が開示されている。
特開２００１−２３８４５７号公報
杉本英彦編著 「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」 総合電子出版社 １９９０年
上述のように、従来の電力変換装置では、例えば高速域の再起動時において、変調率が増大すると、非同期バイポーラ変調モードを非同期過変調モードに切り替える制御を行っていた。ところが、このような切り替え制御を行うと、過変調モードでは、変調波が搬送波よりも常に大きくなっている間、スイッチング動作を停止することになるため、スイッチング停止している分だけ、搬送波１周期に含まれる電圧パルス数が減少してしまい、電力変換装置が負荷に印加する電圧（以下「交流出力電圧」または、単に「出力電圧」と称する）に脈動が生じるおそれがあった。
ここで、出力電圧の脈動を抑制するため、過変調モードにおけるパルス数の減少を考慮して予め搬送波周波数を高く設定しておくことが考えられる。しかしながら、搬送波周波数を高く設定しておくと、過変調モードに切り替わる前の変調率が低い条件下においては電圧パルス数が減少しないため、必要以上にスイッチング周波数が大きくなって、スイッチング損失が増加するという問題があった。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、変調モードの切替時において、スイッチング損失の不要な増加を抑制することができる電力変換装置および車両駆動システムを得ることを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、変調波を生成する変調波生成部と、前記変調波よりも周波数の高い搬送波を生成する搬送波生成部と、前記搬送波と前記変調波とを比較することでスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部と、前記スイッチング信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子を有する電力変換部と、を備え、前記搬送波生成部は、前記電力変換部の変調率が閾値未満の場合には前記第２の搬送波を出力し、前記変調率が前記閾値以上の場合には前記第１の搬送波を出力し、前記電力変換部は、前記変調率が前記閾値以上の場合、前記第２の搬送波の一周期よりも長い期間スイッチング動作を停止する過変調モードで動作することを特徴とする。
この発明によれば、変調モードの切替えを行う電力変換装置において、スイッチング損失の不要な増加を抑制することができる、という効果を奏する。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図 本明細書における変調率ＰＭＦの定義を説明する図 実施の形態１に係る変調波生成部の一構成例を示す図 幅狭パルスの発生を説明する図 幅狭パルスの発生を抑止する手法を説明する図 最小パルス幅を確保するための下限変調率と搬送波周波数との関係を示す図 実施の形態１に係るモード選択部の一構成例を示す図 実施の形態１に係る補正係数選択部の一構成例を示す図 実施の形態１に係る特定位相選択部の一構成例を示す図 実施の形態１に係る変調率選択部の一構成例を示す図 実施の形態１に係る変調率選択部の動作例を示す図 実施の形態１に係る搬送波生成部の一構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の動作例を説明する図 実施の形態２の電力変換装置における変調モードの遷移条件を説明する図 実施の形態３に係る変調波生成部の一構成例を示す図 最小パルス幅を確保するための下限変調率を３次重畳変調波の場合について示した図 実施の形態３に係るモード選択部の一構成例を示す図 実施の形態３に係る補正係数選択部の一構成例を示す図 実施の形態３に係る特定位相選択部の一構成例を示す図 実施の形態３に係る電力変換装置の動作例を説明する図 実施の形態４に係る電力変換装置の動作例を説明する図 実施の形態１の電力変換装置を鉄道車両に適用した車両駆動システムの一構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置に適用する同期多パルスモードおよび過変調モードのパルス波形を示す図 実施の形態４の電力変換装置における変調モードの遷移条件を説明する図
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。同図に示すように、実施の形態１の電力変換装置は、例えば交流電動機である交流負荷１を駆動するための構成として、電力変換部２、直流電力源３、スイッチング信号生成部４、変調率演算部８および電圧検出部１０を有し、スイッチング信号生成部４は、搬送波生成部５、変調波生成部６および比較部７を有して構成される。なお、図１では、スイッチング信号生成部４は、搬送波生成部５および変調波生成部６を内包するように構成しているが、スイッチング信号生成部４の外部に搬送波生成部５および変調波生成部６が設けられる構成であってもよい。
電力変換部２は、直流電力源３から供給される直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して交流負荷１に供給する機能を有する。電圧検出部１０は、後述する変調率演算のため、直流電力源３が電力変換部２の入力側（直流電源側：図１において左側）に出力する直流電圧ＥＦＣを検出して変調率演算部８に出力する。
電力変換部２における上記の電力変換動作は、スイッチング信号生成部４により生成されたスイッチング信号ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗにより、電力変換部２を構成する複数の半導体スイッチ素子を駆動することで行われる。なお、電力変換部２の構成は、後述する図２２を参照されたい。
スイッチング信号生成部４は、外部から入力される出力電圧位相角指令θ＊および変調率演算部８を介して入力される変調率ＰＭＦに基づいて、電力変換部２を制御するスイッチング信号ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗを生成する。具体的には、変調波生成部６は、出力電圧指令｜Ｖ＊｜に基づき、出力電圧指令｜Ｖ＊｜の１周期を基本波とする交流波形信号である変調波αｕ，αｖ，αｗを信号として出力し、搬送波生成部５は、変調波生成部６が生成したモード選択コードｍｏｄｅＣＤに基づいて、のこぎり波または三角波等を基本とし変調波よりも周波数の高い搬送波を信号として出力する。この搬送波の周波数は、過変調モードの場合を除き、基本的に電力変換部２のスイッチング周波数となる。ここで、変調波生成部６によって生成される変調波と搬送波生成部５によって生成される搬送波とは、非同期モードではそれぞれが同期していない独立した信号であり、同期モードではそれぞれが同期している信号として生成する。比較部７には、これらの搬送波信号および変調波信号が入力され、時々刻々変化する各々の信号値の大小関係に基づいて、スイッチング信号ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗが生成されて電力変換部２に出力される。
例えば、電力変換部２が２レベルインバータである場合、電力変換部２に出力するスイッチング信号として、変調波と搬送波の大小関係に応じた以下の信号が生成される。
（ａ）変調波＞搬送波である期間
直流電圧入力の上位側電位を選択する信号
（ｂ）変調波＜搬送波である期間
直流電圧入力の下位側電位を選択する信号
なお、図１では交流負荷１は三相負荷として示しているが、多相交流が印加される多相交流負荷であってもよい。交流負荷１が多相交流負荷である場合、変調波として、各々の相に対する信号が生成されると共に、各々の相に対して搬送波と変調波との比較が行われることにより、各々の相に対するスイッチング信号が生成されて電力変換部２に出力される。
このようにして、スイッチング信号生成部４が生成したスイッチング信号が電力変換部２に出力され、ＰＷＭ変調が行われると共に、直流電力が多相交流電力に変換されて交流負荷１が駆動される。
なお、[００１４]段落から[００１９]段落までの間で説明した制御方法は公知の技術であり、各変調モードにおいて共通して適用される。より詳細な内容は、例えば上記した非特許文献１に記載されているので、ここでの更なる説明は省略する。
つぎに、変調率演算部８ならびに、スイッチング信号生成部４が内包する搬送波生成部５、変調波生成部６および比較部７の動作について説明する。
まず、変調率演算部８では、電圧検出部１０が検出する直流電圧ＥＦＣと、交流負荷１を駆動する際に電力変換部２が交流負荷１に印加する交流電圧の指令値である出力電圧指令｜Ｖ＊｜とを使用して、次式に従って変調率ＰＭＦを算出する。
|Ｖ＊|＝√(Ｖｄ２＋Ｖｑ２) …（１）
ＰＭＦ＝(π／√(６))×|Ｖ＊|／ＥＦＣ …（２）
なお、変調率ＰＭＦについては、様々な定義の仕方があり、本明細書での変調率ＰＭＦの定義について明らかにしておく。図２は、本明細書における変調率ＰＭＦの定義を説明する図である。
電力変換部２によって交流負荷１を駆動する場合、交流負荷１に流出入する電流を励磁電流（ｄ軸電流）とトルク電流（ｑ軸電流）とに分けて夫々を個別に制御するベクトル制御が行われることが多い。このベクトル制御を行う際、スイッチング信号生成部４の内部では、励磁電圧（「ｄ軸電圧」とも称される）とトルク電圧（「ｑ軸電圧」とも称される）とが生成される。そこで、この明細書では、出力電圧指令｜Ｖ＊｜を、上記（１）式に示すように、互いに直交するｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑの２乗和の平方根（以下、適宜「２相ｄｑ電圧振幅」と表記する）で表す。
２相ｄｑ電圧振幅を３相ＵＶＷ座標系の電圧値（以下、適宜「３相ｕｖｗ電圧振幅」と表記する）に変換する場合、図２に示すように、当該座標変換による変換係数である√（２／３）が掛かる。以下、同図に示すように、３相ｕｖｗ電圧振幅を非同期換算の３相変調率に変換する場合は、変換係数である（２／ＥＦＣ）が掛かり、非同期換算の３相変調率を１パルス（１Ｐ）換算の３相変調率に変換する場合は、変換係数である（π／４）が掛かる。ここで、１Ｐ換算とは、この技術分野において公知である１パルスモード（１８０°通電）時の変調率ＰＭＦを“１”（すなわち、本明細書では１パルスモード時の変調率を１００％と定義している）とする意味である。
したがって、これらの係数を２相ｄｑ電圧振幅である√(Ｖｄ２＋Ｖｑ２)に順次乗算して行けば、次式に示す変調率ＰＭＦの定義式が得られる。
ＰＭＦ＝√(Ｖｄ２＋Ｖｑ２)×√(２／３)×(２／ＥＦＣ)×(π／４)
＝(π／√(６))×√(Ｖｄ２＋Ｖｑ２)／ＥＦＣ …（３）
なお、１Ｐ換算の３相変調率を２相ｄｑ電圧振幅に変換する場合には、変換係数の逆数、すなわち下側に示す変換係数に従って、右側から左側に向かう変換処理を行えばよい。
図１に戻り、変調率演算部８が演算した変調率ＰＭＦの情報は、変調波生成部６に入力される。変調波生成部６は、出力電圧位相角指令θ＊および変調率演算部８が演算した変調率ＰＭＦに基づいて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の変調波αｕ，αｖ，αｗを生成する。変調波生成部６の内部構成および詳細な動作については後述する。
搬送波生成部５は、後述するモード選択コードｍｏｄｅＣＤと、出力電圧位相角指令θ ＊に基づいて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相に共通な搬送波Ｃａを生成する。比較部７は、変調波生成部６で生成された変調波αｕ，αｖ，αｗと搬送波生成部５で生成された搬送波Ｃａを各相ごとに比較し、比較結果に基づいて、電力変換部２に対する制御信号であるスイッチング信号ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗを生成する。電力変換部２は、スイッチング信号ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗによって制御され、出力電圧指令｜Ｖ｜＊に基づく出力電圧を交流負荷１に印加することで交流負荷１を駆動する。
つぎに、変調波生成部６の詳細について、図３の図面を参照して説明する。図３は、変調波生成部６の一構成例を示す図である。図３に示すように、変調波生成部６は、モード選択部６１、補正係数テーブル群６２、補正係数選択部６３、位相条件テーブル群６４、特定位相選択部６５、３相位相生成部６６、乗算器６７、変調率選択部６８および変調波演算部６９を備えて構成される。
モード選択部６１は、変調率ＰＭＦに基づいてモード選択コードｍｏｄｅＣＤを生成する。本実施の形態におけるモード切り替えは、このモード選択コードｍｏｄｅＣＤに基いて後述する変調モードが切り替わることで実現される。生成されたモード選択コードｍｏｄｅＣＤは、補正係数選択部６３および特定位相選択部６５に出力される。なお、モード選択部６１の更に詳細な処理については、後述する。
補正係数テーブル群６２には、変調モードおよび変調率ＰＭＦごとの補正係数テーブルが設けられている。後述する過変調同期モードでは出力電圧指令値とは独立してスイッチングを停止させるため出力電圧指令に対して電圧誤差が発生してしまう。そこで、当該電圧誤差を補正するため、補正係数テーブル群６２には、電圧誤差を補正するための補正係数が格納されており、図３では、２７波過変調同期９パルスモード（以下、必要に応じて「２７Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ」と表記、他も同じ）、２７波過変調同期１３パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１３ｐ）、２７波過変調同期１７パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１７ｐ）、１５波非過変調同期１５パルスモード（１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐ）を例示している。
ここで、過変調とは、変調波の瞬時値が搬送波の波形の最大振幅以上もしくは最小振幅以下となるように制御されること、または、当該最大振幅以上もしくは当該最小振幅以下となるような制御状態下にあること、を意味する。上述したモードは一例であり、他のパルス数によるモードが許容されることは言うまでもない。なお、上記の変調モードを含め、実施の形態１で想定する変調モードおよび、当該変調モードの詳細については、後述する。
補正係数テーブル群６２には、変調率ＰＭＦが入力され、変調率ＰＭＦに応じた補正係数、すなわち補正係数の候補値が各補正係数テーブルから選択されて補正係数選択部６３に入力される。
補正係数選択部６３には、補正係数の候補値の他に、モード選択部６１からのモード選択コードｍｏｄｅＣＤが入力される。補正係数選択部６３は、補正係数の候補値の中からモード選択コードｍｏｄｅＣＤに対応する補正係数を選択して乗算器６７に出力する。なお、補正係数選択部６３の更に詳細な処理については、後述する。
位相条件テーブル群６４には、本実施の形態における過変調同期モード内の変調モードごとに、特定の位相区間を決定するための特定位相と称する位相角値が格納されている。いま、特定位相をθｓで表すと、この特定位相θｓは、例えば次式のように定義することができる。
θｓ＝Ｎｏｖｅｒ／Ｎｃａ×９０［ｄｅｇ］
＝Ｎｏｖｅｒ／Ｎｃａ×(π／２)［ｒａｄ］ …（４）
上記（４）式において、ＮｏｖｅｒおよびＮｃａの意味は、以下の通りである。
Ｎｏｖｅｒ：過変調時の出力パルス数
Ｎｃａ：変調波１周期における搬送波の波数
なお、位相条件テーブル群６４は、あらかじめ演算された位相角値を格納する構成としているが、特にこの構成に限定する必要はなく、上記（４）式にて常時演算する構成としてもよい。
図３に戻り、位相条件テーブル群６４に格納された特定位相θｓの候補値は、特定位相選択部６５に入力される。特定位相選択部６５は、特定位相θｓの候補値の中からモード選択コードｍｏｄｅＣＤに対応する特定位相θｓを選択して変調率選択部６８に出力する。なお、特定位相選択部６５の更に詳細な処理については、後述する。
３相位相生成部６６には、出力電圧位相角指令θ＊が入力される。３相位相生成部６６は、入力された出力電圧位相角指令θ＊に基づいて、変調波αｕ，αｖ，αｗを生成する際に用いる位相角（以下「変調波位相角」と称する）θｕ，θｖ，θｗを生成して変調率選択部６８および変調波演算部６９に出力する。
乗算器６７には、変調率ＰＭＦと補正係数選択部６３からの補正係数Ｋｐとが入力される。乗算器６７は、変調率ＰＭＦに補正係数Ｋｐを乗じて変調率選択部６８に出力する。
変調率選択部６８には、補正係数Ｋｐに加えて、特定位相選択部６５からの特定位相θｓと、３相位相生成部６６が生成した変調波位相角θｕ，θｖ，θｗとが入力される。変調率選択部６８は、変調波位相角θｕ，θｖ，θｗの夫々と特定位相θｓとの間の大小関係を比較し、大小関係の比較結果に基づいて、乗算器６７によって補正された変調率ＰＭＦと、変調率選択部６８の内部にて設定されている変調率のデフォルト値のうちの何れかを選択して変調波演算部６９に出力する。ここで、当該デフォルト値は幅狭パルスの発生を抑制するため、変調波生成部６の出力である変調波の値が搬送波の値よりも確実に多くなる値に設定しておく。なお、変調率選択部６８の出力は、変調波演算部６９が生成する際の変調率Ａｕ，Ａｖ，Ａｗとして使用される。
ところで、変調率ＰＭＦが１に近づくに連れて、出力電圧指令のピーク値の周辺において、幅の狭いスイッチングパルス（以下「幅狭パルス」と称する）が生成されることが知られている。変調率選択部６８が出力する変調率Ａｕ，Ａｖ，Ａｗは、当該幅狭パルスの発生を回避するための変調率の値であり、以降「幅狭パルス回避変調率」と称する。変調率選択部６８の更に詳細な処理については、後述する。
変調波演算部６９には、３相位相生成部６６が生成した変調波位相角θｕ，θｖ，θｗと、変調率選択部６８が生成した幅狭パルス回避変調率Ａｕ，Ａｖ，Ａｗとが入力される。変調波演算部６９は、変調波位相角θｕ，θｖ，θｗおよび幅狭パルス回避変調率Ａｕ，Ａｖ，Ａｗを使用し、次式に従って、変調波αｕ，αｖ，αｗを生成する。
αｕ＝Ａｕ×ｓｉｎ(θｕ)
αｖ＝Ａｖ×ｓｉｎ(θｖ)
αｗ＝Ａｗ×ｓｉｎ(θｗ)
…（５）
つぎに、実施の形態１で想定する変調モードおよび、当該変調モードの詳細について、図４および図５の図面を参照して説明する。図４は、ＰＷＭ制御における幅狭パルスの発生を説明する図であり、図５は、幅狭パルスの発生を抑止する手法を説明する図である。図４、図５共に、細実線は同期２７パルスモードでの搬送波（１周期の波数＝２７）の波形であり、１周期の１／４、すなわち位相角が０°から９０°の範囲を示している。また、太実線で示す波形のうち、波形Ｋ１は変調率ＰＭＦ＝９７．８％のときの変調波の波形である。以下、同様に、波形Ｋ２は変調率ＰＭＦ＝９４％のときの変調波の波形であり、波形Ｋ３は変調率ＰＭＦ＝８９％のときの変調波の波形であり、波形Ｋ４は変調率ＰＭＦ＝７８．４％のときの変調波の波形である。それぞれの変調率は変調波と三角波である搬送波の頂点が接するときの変調率を例示している。
図４において、破線で示す部分では、変調波と搬送波とが交わる部分の位相角幅が小さくなっていることがわかり、図４において例示する各変調率付近の変調率では、図４の破線で示す部分で幅狭パルスの発生を回避することが困難であった。また、幅狭パルスが発生すると、出力電圧に振動が生ずることが知られている。
これに対し、図５に示す手法で、幅狭パルスの発生を抑止する制御を行っている。具体的には、位相角がある特定位相を超えた特定位相区間では、変調率を出力電圧指令とは無関係に独立した大きな値に変更して、変調波が常に搬送波よりも大きく、変調波と搬送波との大小関係が一定となるようにし、スイッチングを停止させている。なお、図示の例では特定位相区間における変調波の値が１．５以上の値に設定しているが、搬送波の振幅よりも大きければ、どのような値であってもよいし、搬送波の振幅よりも大きな値であれば一定の値でなくても構わない。また、各モードごとに値を揃える必要もない。さらに、上述したように、本実施の形態では特定位相区間において変調波を通常の正弦波とは異なる値としてスイッチングを停止させているが、特定位相区間の間、変調波と搬送波の大小関係が一定となるように搬送波の値を三角波等とは異なる値（例えば、交流出力の正側において０以下の任意の値、負側において０以上の任意の値）とすることで、スイッチングを停止させることとしてもよい。
上述の制御は、例えば図３の構成であれば、変調率ＰＭＦに補正係数Ｋｐを乗じるための補正係数選択部６３、乗算器６７および変調率選択部６８の処理に相当する。この制御において、例えば変調率ＰＭＦ＝７８．４％のときの変調波である波形Ｋ４’の場合、位相角が１７π／５４を超えるときに、変調率を大きな値に変更している。この位相角１７π／５４は、上記（４）式にも示した、特定位相θｓである。なお、この動作により、位相角が０°から１７π／５４［ｒａｄ］までにある４．２５個の三角波の山ではＰＷＭパルスが生成されるが、位相角が１７π／５４［ｒａｄ］から９０°までにある２．５個の三角波の山では、ＰＷＭパルスは生成されず常時オンとなる信号が生成される。この動作により、幅狭パルスの発生を回避することができるので、出力電圧の振動を抑制でき、誘導障害の発生を抑止することが可能となる。
また、位相角が９０°以上においても、９０°および２７０°の点を通り横軸に直交する直線に対して線対称の制御が行われる。よって、波形Ｋ４’の場合、１周期のうちで、１７（＝４．２５×４）個のＰＷＭパルスが生成され、１０（＝２．５×４）個のＰＷＭパルスが生成されない。すなわち、波形Ｋ４’の場合、２７（＝１７＋１０）個のＰＷＭパルスのうちで、１０個のＰＷＭパルスの生成を過変調制御によってキャンセルし、１７（＝２７−１０）個のＰＷＭパルスを生成する制御である。波形Ｋ４’による制御モードを、“２７波過変調同期１７パルスモード”と称し、また“２７Ｐ＿Ｍｏｄｅ１７ｐ”と表記する所以が、ここにある。
図５において、波形Ｋ１’〜Ｋ３’の場合も同様であり、夫々は、“２７波過変調同期５パルスモード（２７Ｐ＿Ｍｏｄｅ５ｐ）”、“２７波過変調同期９パルスモード（２７Ｐ＿Ｍｏｄｅ９ｐ）”および“２７波過変調同期１３パルスモード（２７Ｐ＿Ｍｏｄｅ１３ｐ）”を生成するための変調波波形である。
なお、実施の形態１では、過変調を行わない同期パルスモード、変調波１周期における搬送波の波数を２７から１５に減じた１５波モードおよび、これらを組み合わせたモードを併用する。実施の形態１における変調モードを列挙すると以下の通りになる。
（搬送波１周期の波数が“２７”の場合）
（ａ１）２７波非過変調同期２７パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ２７ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：２７パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：なし
・特定位相θｓ：なし、もしくはπ/２［ｒａｄ］
・補足説明：過変調を行わない通常の同期２７パルスモードと等価
（ａ２）２７波過変調同期１７パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１７ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１７パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：５パルスずつ
・特定位相θｓ＝１７π／５４［ｒａｄ］
（ａ３）２７波過変調同期１３パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１３ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１３パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：７パルスずつ
・特定位相θｓ＝１３π／５４［ｒａｄ］
（ａ４）２７波過変調同期９パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：９パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：９パルスずつ
・特定位相θｓ＝９π／５４［ｒａｄ］
（ａ５）２７波過変調同期５パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ５ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：５パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：１１パルスずつ
・特定位相θｓ＝５π／５４［ｒａｄ］
（ａ６）２７波過変調同期１パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：１３パルスずつ
・特定位相θｓ＝π／５４［ｒａｄ］、もしくはゼロ
・補足説明：通常の同期１パルスモードに同じ
（搬送波１周期の波数が“２１”の場合）
（ｂ１）２１波非過変調同期２１パルスモード（２１Ｐ＿ｍｏｄｅ２１ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：２１パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：なし
・特定位相θｓ：なし、もしくはπ/２［ｒａｄ］
・補足説明：過変調を行わない通常の同期２１パルスモードと等価
（ｂ２）２１波過変調同期１７パルスモード（２１Ｐ＿ｍｏｄｅ１７ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１７パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：２パルスずつ
・特定位相θｓ＝１７π／４２［ｒａｄ］
（ｂ３）２１波過変調同期１３パルスモード（２１Ｐ＿ｍｏｄｅ１３ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１３パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：４パルスずつ
・特定位相θｓ＝１３π／４２［ｒａｄ］
（ｂ４）２１波過変調同期９パルスモード（２１Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：９パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：６パルスずつ
・特定位相θｓ＝９π／４２［ｒａｄ］
（ｂ５）２１波過変調同期５パルスモード（２１Ｐ＿ｍｏｄｅ５ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：５パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：８パルスずつ
・特定位相θｓ＝５π／４２［ｒａｄ］
（ｂ６）２１波過変調同期１パルスモード（２１Ｐ＿ｍｏｄｅ１ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：１０パルスずつ
・特定位相θｓ＝π／４２［ｒａｄ］、もしくはゼロ
・補足説明：通常の同期１パルスモードに同じ
（搬送波１周期の波数が“１５”の場合）
（ｃ１）１５波非過変調同期１５パルスモード（１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１５パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：なし
・特定位相θｓ：なし、もしくはπ/２［ｒａｄ］
・補足説明：過変調を行わない通常の同期２１パルスモードと等価
（ｃ２）１５波過変調同期１３パルスモード（１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１３ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１３パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：１パルスずつ
・特定位相θｓ＝１３π／３０［ｒａｄ］
（ｃ３）１５波過変調同期９パルスモード（１５Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：９パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：３パルスずつ
・特定位相θｓ＝３π／１０［ｒａｄ］
（ｃ４）１５波過変調同期５パルスモード（１５Ｐ＿ｍｏｄｅ５ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：５パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：５パルスずつ
・特定位相θｓ＝π／６
（ｃ５）１５波過変調同期１パルスモード（１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：７パルスずつ
・特定位相θｓ＝π／３０［ｒａｄ］、もしくはゼロ
・補足説明：通常の同期１パルスモードに同じ
（搬送波１周期の波数が“９”の場合）
（ｄ１）９波非過変調同期９パルスモード（９Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：９パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：なし
・特定位相θｓ：なし、もしくはπ/２［ｒａｄ］
・補足説明：過変調を行わない通常の同期９パルスモードと等価
（ｄ２）９波過変調同期５パルスモード（９Ｐ＿ｍｏｄｅ５ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：５パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：２パルスずつ
・特定位相θｓ＝５π／１８［ｒａｄ］
（ｄ３）９波過変調同期１パルスモード（９Ｐ＿ｍｏｄｅ１ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：４パルスずつ
・特定位相θｓ＝π／１８［ｒａｄ］、もしくはゼロ
・補足説明：通常の同期１パルスモードに同じ
なお、上記の（ａ１）〜（ａ６）、（ｂ１）〜（ｂ６）、（ｃ１）〜（ｃ５）および（ｄ１）〜（ｄ３）に示した各モードは、搬送波の波形が、図４および図５に示すような、基準位相０°から下方側、すなわち負の値側に延びる波形（以下「下始まり搬送波」と称する）の場合である。図示していないが、搬送波の波形が、基準位相０°から上側、すなわち正の値側に延びる波形（以下「上始まり搬送波」と称する）の場合の変調モードは、“削除するパルス数”、“特定位相”が異なり、以下の通りとなる。なお、上始まり搬送波によるモードを、下始まり搬送波によるモードと区別するため、上始まり搬送波によるモードでは、冒頭に“逆”もしくは“ｎ”の文字を付して表記する。
（上始まり搬送波：１周期の波数が“２７”の場合）
（ｆ１）逆２７波非過変調同期２７パルスモード（ｎ２７Ｐ＿ｍｏｄｅ２７ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：２７パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：なし
・特定位相θｓ：なし、もしくはπ/２［ｒａｄ］
・補足説明：過変調を行わない同期２７パルスモードと等価
（ｆ２）逆２７波過変調同期１５パルスモード（ｎ２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１５パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：６パルスずつ
・特定位相θｓ＝１５π／５４［ｒａｄ］
（ｆ３）逆２７波過変調同期１１パルスモード（ｎ２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１１ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１１パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：８パルスずつ
・特定位相θｓ＝１１π／５４［ｒａｄ］
（ｆ４）逆２７波過変調同期７パルスモード（ｎ２７Ｐ＿ｍｏｄｅ７ｐ）
・１周期のパルス数：７パルス［ｒａｄ］
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：１０パルスずつ
・特定位相θｓ＝７π／５４［ｒａｄ］
（ｆ５）逆２７波過変調同期３パルスモード（ｎ２７Ｐ＿ｍｏｄｅ３ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：３パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：１２パルスずつ
・特定位相θｓ＝π／１８［ｒａｄ］
（ｆ６）逆２７波過変調同期１パルスモード（ｎ２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：１３パルスずつ
・特定位相θｓ＝π／５４［ｒａｄ］、もしくはゼロ
・補足説明：同期１パルスモードに同じ
（上始まり搬送波：１周期の波数が“２１”の場合）
（ｇ１）逆２１波非過変調同期２１パルスモード（ｎ２１Ｐ＿ｍｏｄｅ２１ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：２１パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：なし
・特定位相θｓ：なし、もしくはπ/２［ｒａｄ］
・補足説明：過変調を行わない同期２１パルスモードと等価
（ｇ２）逆２１波過変調同期１５パルスモード（ｎ２１Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１５パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：３パルスずつ
・特定位相θｓ＝５π／１４［ｒａｄ］
（ｇ３）逆２１波過変調同期１１パルスモード（ｎ２１Ｐ＿ｍｏｄｅ１１ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１１パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：５パルスずつ
・特定位相θｓ＝１１π／４２［ｒａｄ］
（ｇ４）逆２１波過変調同期７パルスモード（ｎ２１Ｐ＿ｍｏｄｅ７ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：７パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：７パルスずつ
・特定位相θｓ＝π／６［ｒａｄ］
（ｇ５）逆２１波過変調同期３パルスモード（ｎ２１Ｐ＿ｍｏｄｅ３ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：３パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：９パルスずつ
・特定位相θｓ＝π／１４［ｒａｄ］
（ｇ６）逆２１波過変調同期１パルスモード（ｎ２１Ｐ＿ｍｏｄｅ１ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：１０パルスずつ
・特定位相θｓ＝π／４２［ｒａｄ］、もしくはゼロ
・補足説明：同期１パルスモードに同じ
（上始まり搬送波：１周期の波数が“１５”の場合）
（ｈ１）逆１５波非過変調同期１５パルスモード（ｎ１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１５パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：なし
・特定位相θｓ：なし、もしくはπ/２［ｒａｄ］
・補足説明：過変調を行わない同期１５パルスモードと等価
（ｈ２）逆１５波過変調同期１１パルスモード（ｎ１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１１ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１１パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：２パルスずつ
・特定位相θｓ＝１１π／３０［ｒａｄ］
（ｈ３）逆１５波過変調同期７パルスモード（ｎ１５Ｐ＿ｍｏｄｅ７ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：７パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：４パルスずつ
・特定位相θｓ＝７π／３０［ｒａｄ］
（ｈ４）逆１５波過変調同期３パルスモード（ｎ１５Ｐ＿ｍｏｄｅ３ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：３パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：６パルスずつ
・特定位相θｓ＝π／１０［ｒａｄ］
（ｈ５）逆１５波過変調同期１パルスモード（ｎ１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：７パルスずつ
・特定位相θｓ＝π／３０［ｒａｄ］、もしくはゼロ
・補足説明：同期１パルスモードに同じ
（上始まり搬送波：１周期の波数が“９”の場合）
（ｊ１）逆９波非過変調同期９パルスモード（ｎ９Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：９パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：なし
・特定位相θｓ：なし、もしくはπ/２［ｒａｄ］
・補足説明：過変調を行わない同期９パルスモードと等価
（ｊ２）逆９波過変調同期７パルスモード（ｎ９Ｐ＿ｍｏｄｅ７ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：７パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：１パルスずつ
・特定位相θｓ＝７π／１８［ｒａｄ］
（ｊ３）逆９波過変調同期３パルスモード（ｎ９Ｐ＿ｍｏｄｅ３ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：３パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：３パルスずつ
・特定位相θｓ＝π／６［ｒａｄ］
（ｊ４）逆９波過変調同期１パルスモード（ｎ９Ｐ＿ｍｏｄｅ１ｐ）
・搬送波１周期のパルス数：１パルス
・各相の９０°、２７０°を中心に削除するパルス数：４パルスずつ
・特定位相θｓ＝π／１８［ｒａｄ］、もしくはゼロ
・補足説明：同期１パルスモードに同じ
図６は、最小パルス幅が２０[μsec]の場合における、最小パルス幅を確保するための下限変調率と搬送波周波数との関係を示す図である。ここで、“最小パルス幅”とは、電力変換部２のスイッチング素子が安定してスイッチング動作を実現できるようスイッチング素子を最低限オンし続けるべき期間（以下「最小オン期間」と称する）である。スイッチング素子は、一旦オンした後は、オン状態の安定化のために、オンの状態を維持することが求められる場合がある。そしてこのような最小オン期間を確保するために、最小パルス幅よりも幅の狭い幅狭パルスが指令値として入力された場合、幅狭パルスの指令ではなく最小パルス幅オンするようにスイッチング信号を出力する機能がスイッチング信号生成部４の内部に設けられることがあり、このような機能を、「最小オン機能」と称する。
図６では、横軸に搬送波周波数、縦軸に下限変調率をとっており、実線で示す境界線Ｍ１は、搬送波周波数に応じて変化する下限変調率を示している。この下限変調率は、“最小パルス幅［ｓ］”および“搬送波周波数［Ｈｚ］”の関数であり、次式のように表すことができる。
下限変調率＝(π／４)×（１−最小パルス幅×搬送波周波数×２）
…（６）
図６によれば、最小パルス幅が２０[μsec]の場合、例えば３０００Ｈｚでは“約０．７”が下限変調率であり、例えば搬送波周波数が６０００Ｈｚでは“約０．６”が下限変調率であることが示されており、搬送波周波数が高くなるに従って、下限変調率を小さくして行く必要がある。ただし、最小パルス幅を確保するための下限変調率としては、境界線Ｍ１上の点である必要はなく、境界線Ｍ１上の値を超えない値を選択すれば、最小パルス幅よりも幅広のスイッチング信号を生成することができる。
従来の電力変換装置では、変調率がπ／４以上となった場合に過変調モードを適用していたため、搬送波周波数が高い場合には、変調率がπ／４未満の場合においても幅狭パルスが発生することがあった。一方、実施の形態１の電力変換装置では、搬送波周波数に応じて下限変調率を小さくし、出力電圧指令｜Ｖ＊｜から演算される変調率ＰＭＦが下限変調率以上では過変調モードにて制御を行うので、幅狭パルスの発生を抑制することができ、幅狭パルスに起因する出力電圧の振動を抑制することが可能となる。
つぎに、モード選択部６１の更なる詳細な動作を説明する。なお、以後の説明では、特に断らない限り、下始まり搬送波を使用する変調モードを前提とする。
図７は、図３に示したモード選択部６１の一構成例を示す図である。図７に示すように、モード選択部６１は、３つの比較判定器６１１〜６１３と、２つの加算器６１５，６１６を有して構成される。比較判定器６１１〜６１３は、夫々がＡ端子およびＢ端子を有し、Ａ端子には変調率ＰＭＦが入力される。一方、Ｂ端子に入力される値は、比較判定器ごとに異なっており、予め設定された各変調モードを切り替えるときの変調率の値が入力される。そして、比較判定器６１１は“１５波非過変調同期１５パルスモード”から“２７波過変調同期１７パルスモード”とのモード切替えを実行し、比較判定器６１２は“２７波過変調同期１７パルスモード”から“２７波過変調同期１３パルスモード”とのモード切替えを実行し、比較判定器６１３は“２７波過変調同期１３パルスモード”から“２７波過変調同期９パルスモード”とのモード切替えを実行する。
例えば、比較判定器６１１のＢ端子には“７０％”、すなわち“０．７”という値が入力される。実施の形態１において、この“７０％”という値は、変調モードを“１５波非過変調同期１５パルスモード”から“２７波過変調同期１７パルスモード”に切り替えるときの変調率である。実施の形態１では、１パルスモードにおける１８０°通電時の変調率を“１”とすることは既に述べた通りであるが、当該変調率を“１”としたときの７０％値が、“１５波非過変調同期１５パルスモード”から“２７波過変調同期１７パルスモード”に切り替えるときの変調率である。図７では、このことを“切替変調率７０％１５ｐ−１７ｐ”と表記しており、以下、他のものも同様な表記とする。
説明を続けると、比較判定器６１２のＢ端子には、変調モードを“２７波過変調同期１７パルスモード”から“２７波過変調同期１３パルスモード”に切り替えるときの切替変調率８４％が入力され、比較判定器６１３のＢ端子には、変調モードを“２７波過変調同期１３パルスモード”から“２７波過変調同期９パルスモード”に切り替えるときの切替変調率９２％が入力される。なお、上述した具体的なモード切替変調率の値に限定されるものではないことは言うまでもない。
比較判定器６１１〜６１３では、Ａ＞Ｂを満足するときに“１”が出力され、Ａ＞Ｂを満足しないとき、すなわちＡ≦Ｂを満足するときに“０”が出力される。加算器６１５では、比較判定器６１１の出力に比較判定器６１２の出力が加算され、加算器６１６では、加算器６１５の出力に比較判定器６１３の出力が加算され、加算器６１６の出力が、モード選択コードｍｏｄｅＣＤとして出力される。以上のモード選択部６１の動作を纏めると以下の通りになる。
（１．１）変調モード：１５波非過変調同期１５パルスモード
・変調率：７０％以下
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝０
（１．２）変調モード：２７波過変調同期１７パルスモード
・変調率：７０％超、且つ、８４％以下
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝１
（１．３）変調モード：２７波過変調同期１３パルスモード
・変調率：８４％超、且つ、９２％以下
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝２
（１．４）変調モード：２７波過変調同期９パルスモード
・変調率：９２％超
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝３
なお、上記した変調率の値は、電力変換装置における変調モードを、パルス数の高い側から低い側に切り替えて行く制御を行うときの変調率条件の値である。なお、上記の変調率条件の値は１例であり、幅狭パルスを発生させないように、上記とは異なる値を用いてもよい。また、電力変換装置における変調モードを、パルス数の低い側から高い側に切り替えて行く制御を行うときには、制御動作のチャタリングを防止するため、上記の変調率条件の値にヒステリシスを設けてもよい。すなわち、変調モードをパルス数の高い側から低い側に切り替えて行くときの変調率条件の値と、変調モードをパルス数の低い側から高い側に切り替えて行くときの変調率条件の値にヒステリシス特性を持たせるようにすれば、制御動作のチャタリングを防止することができるという効果が得られる。
つぎに、補正係数選択部６３の更なる詳細な動作を説明する。図８は、図３に示した補正係数選択部６３の一構成例を示す図である。図８に示すように、補正係数選択部６３は、変調率補正係数格納部６３１を有して構成される。補正係数選択部６３には、変調モードに応じて予め設定された補正係数が入力される。変調率補正係数格納部６３１には、図示のように、モード選択コードｍｏｄｅＣＤに応じた格納エリアが設けられており、変調モードに応じた補正係数が対応するエリア、例えば１５波非過変調同期１５パルスモードにおける補正係数であれば“１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐ”と記載されたエリアに格納される。補正係数選択部６３は、入力されるモード選択コードｍｏｄｅＣＤをインデックスとして、当該インデックスのエリアに格納された補正係数を変調率補正係数Ｋｐとして出力する。
ここで、補正係数の設定方法について説明する。上述したように本実施の形態で適用する過変調モードでは特定位相区間において出力電圧指令を考慮せずにスイッチングを停止することになるため、特定位相区間でスイッチングを停止している分だけ出力電圧が増加してしまう。そこで、特定位相区間で増加した分の出力電圧を調整するように特定位相区間を除く通常のスイッチング区間（「第２の区間」ともいう）において出力電圧が出力電圧指令よりも小さくなるように補正することが重要となる。そのため、補正係数は出力電圧指令よりも実際の出力電圧が小さくなるにように設定される。
さらに、特定位相区間は過変調同期モードのパルスモードごとに異なっており、スイッチング区間において補正すべき量も特定位相区間の長さに応じて異なる。よって、本実施の形態のように、過変調同期モードごとに最適な補正係数を用意することが望ましい。過変調同期モードごとの最適な補正係数は、過変調同期１７パルスモードから過変調同期５パルスモードへと移行するに連れて特定位相区間が増加し補正すべき量も増加することを考慮し、過変調同期モードに含まれるパルス数が減少するに連れて各変調モードのスイッチング区間における上記補正量が大きくなるように補正係数を設定する。
つぎに、特定位相選択部６５の更なる詳細な動作を説明する。図９は、図３に示した特定位相選択部６５の一構成例を示す図である。図９に示すように、特定位相選択部６５は、特定位相格納部６５１を有して構成される。特定位相選択部６５には、変調モードに応じて予め設定された特定位相が入力される。特定位相格納部６５１には、図示のように、モード選択コードｍｏｄｅＣＤに応じた格納エリアが設けられており、変調モードに応じた特定位相が対応するエリア、例えば２７波過変調同期１７パルスモードにおける特定位相であれば“２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１７ｐ”と記載されたエリアに格納される。特定位相選択部６５には、モード選択コードｍｏｄｅＣＤが入力され、モード選択コードｍｏｄｅＣＤをインデックスとしてエリアが指定され、当該エリアに格納された特定位相θｓが選択されて出力される。
つぎに、変調率選択部６８の更なる詳細な動作について、図１０および図１１の図面を参照して説明する。図１０は変調率選択部６８の一構成例を示す図であり、図１１は変調率選択部６８の動作例を示す図である。図１０に示すように、変調率選択部６８は、位相変換部６８１、比較判定器６８２および変調波振幅切替部６８３を有して構成される。なお、変調率選択部６８は、ＵＶＷの各相ごとに設けられる。以下、Ｕ相の動作について説明する。
位相変換部６８１には、変調波位相角θｕが入力される。位相変換部６８１は、変調波位相角θｕの値を０°から９０°までの値に変換する。図１１の上段部側の波形において、太実線で示す波形が位相変換部６８１に入力される位相角θｕの波形であり、太破線で示す三角形状の波形が位相変換部６８１が出力する波形である。ここで、位相変換部６８１が出力する位相角をθｕ’，θｖ’，θｗ’とすると、例えば位相角θｕ’は、次式のように表すことができる。
θｕ’＝θｕ（０°≦θｕ＜９０°）
θｕ’＝１８０°−θｕ（９０°≦θｕ＜１８０°）
θｕ’＝θｕ−１８０°（１８０°≦θｕ＜２７０°）
θｕ’＝３６０°−θｕ（２７０°≦θｕ＜３６０°）
…（７）
なお、θｖ’，θｗ’についても、上記（７）式と同様に表すことができる。
比較判定器６８２のＡ端子には位相変換部６８１の出力、すなわち位相角θｕが入力され、Ｂ端子には特定位相選択部６５からの特定位相θｓが入力される。図１１の上段部側の波形において、横軸に平行に引いた一点鎖線で示す波形が特定位相θｓを表している。
ここで、Ａ端子に入力される位相角θｕがＢ端子に入力される特定位相θｓよりも小さい場合、すなわちθｕ＜θｓの場合には、比較判定器６８２の出力は“０”（ＦＡＬＳＥ）であり、変調波振幅切替部６８３では、“ＰＭＦ×補正係数”が選択されて出力される。一方、位相角θｕが特定位相θｓよりも大きいか、もしくは等しい場合、すなわちθｕ≧θｓの場合には、比較判定器６８２の出力は“１”（ＴＲＵＥ）であり、変調波振幅切替部６８３では、予め設定された“搬送波振幅よりも大きな値”が選択されて出力される。変調波振幅切替部６８３の出力は、幅狭パルス回避変調率Ａｕとして後段の処理部、すなわち変調波演算部６９に送られる。
図１１に示すように、太破線で示される位相角θｕ’と一点鎖線で示される特定位相θｓとの交点の位相角θをθ１，θ２とすると、例えば位相角θｕが０°以上、且つ、θ１以下、および、位相角θｕがθ２以上、且つ、１８０°以下の範囲では、幅狭パルス回避変調率Ａｕ，Ａｖ，ＡｗとしてＰＭＦ×補正係数が選択され、位相角θｕ’がθ１以上、且つ、θ２以下の範囲では、設定値、すなわち変調波振幅切替部６８３への入力値である“搬送波振幅よりも大きな値”が選択されて出力される。
変調率選択部６８は、上記のように動作するので、図５に示す手法を実現することができ、幅狭パルスの発生を抑止することが可能となる。
つぎに搬送波生成部５の詳細について、図１２の図面を参照して説明する。図１２は、搬送波生成部５の一構成例を示す図である。図１２に示すように、搬送波生成部５は、搬送波テーブル５１、搬送波テーブル５２および、搬送波選択部５３を備えて構成される。
搬送波テーブル５１，５２には、出力電圧位相角指令θ＊が入力される。搬送波テーブル５１には、搬送波１周期における波数が、例えば２７である第１の搬送波を生成するためのパラメータが格納されている。また、搬送波テーブル５２には、搬送波１周期における波数が、例えば１５である第２の搬送波が生成される。この動作により、出力電圧位相角指令θ＊に同期した搬送波が生成されることになる。なお、本明細書では、このような出力電圧位相角指令θ＊に同期した搬送波でＰＷＭ制御することを同期ＰＷＭモードと称している。一方、出力電圧位相角指令θ＊に関係なく、任意の周波数で生成される搬送波でＰＷＭ制御することを非同期ＰＷＭモードと称している。搬送波選択部５３には、図示のように、モード選択コードｍｏｄｅＣＤに応じた格納エリアが設けられており、変調モードに応じたパラメータが対応するエリア、例えば１５波非過変調同期１５パルスモードのパラメータであれば“１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐ”と記載されたエリアに格納され、また、例えば、２７波非過変調同期１３パルスモードのパラメータであれば、“２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１３ｐ”と記載されたエリアに格納される。搬送波選択部５３は、入力されるモード選択コードｍｏｄｅＣＤをインデックスとして、当該インデックスのエリアに格納されたパラメータを使用して搬送波Ｃａを生成し、比較部７に出力する。
以上で説明した制御方法を、以下では、幅狭パルス回避同期Ｎｂパルス過変調ＰＷＭモードと称する。
次に、本実施の形態で適用する幅狭パルス回避同期Ｎｂパルス過変調ＰＷＭモードの特徴について説明する。図２３（ａ）は同期多パルスモードにおける変調波および搬送波、ならびにパルス波形を示す図であり、図２３（ｂ）は本実施の形態で適用する幅狭パルス回避同期Ｎｂパルス過変調ＰＷＭモードにおける変調波および搬送波、ならびにパルス波形を示す図であり、それぞれ上段の図が変調波と搬送波を示しており、下段の図がパルス波形を示している。なお、図２における変調率ＰＭＦは０．７５である。図２３（ａ）において、変調率ＰＭＦはπ／４よりも小さい０．７５であるものの、図に示すように出力電圧にピーク値（変調波のピーク値）周辺において幅狭パルスが発生している。従って、変調率ＰＭＦがπ／４以上となった時点から開始される通常の過変調モードではこのような幅狭パルスの発生は抑制することができない。
一方、本実施の形態で適用する過変調モードは、変調波を特定の位相区間（「第１の区間」ともいう）において正弦波とは対応させずに搬送波よりも値の大きい（負側においては小さい値）値の信号を常に変調波として出力し、特定の位相区間の間スイッチングが停止させ、幅狭パルス発生の要因となるピーク値周辺のパルスが削除されるようにしている。図２３（ｂ）においては、同期２７パルスモードの波形を基準に正区間および負区間のそれぞれで搬送波５周期分の５パルスずつ削除するようにしているため、結果として１７パルス出力されることとなる。そして、出力電圧指令とは関係なく独立してスイッチングを停止する特定位相区間を設けているので、過変調モードの開始を任意に設定することができることとなり、変調率がπ／４未満の任意の変調率の時点から当該変調モードを開始させ、変調率がπ／４未満の場合においても幅狭パルスの発生を抑制している。さらに、スイッチングが停止する特定の位相区間を、変調率に応じて不連続に設定することで、過変調モードを開始して以降の出力周波数が増加していく過渡的な状況の中でも幅狭パルスの発生をより確実に抑制している。
更に、本実施の形態で適用する幅狭パルス回避同期Ｎｂパルス過変調ＰＷＭモードでは、上述のようにスイッチングが停止する特定の位相区間を、変調率が増加するに連れて段階的に大きくし、基準となる同期Ｎｂパルスモードのパルス数から削除されるパルス数も段階的に大きくなるように特定の位相区間を設定する。そのため、同一の変調率指令値ＰＭＦにおいてもスイッチングが停止する特定の位相区間が異なる複数の変調モードが存在する。
つぎに、実施の形態１の電力変換装置における動作例を説明する。図１３は、実施の形態１に係る電力変換装置の動作例を説明する図であり、鉄道車両用途の電力変換装置において、再起動からノッチオフまでの動作波形の一例を示している。図１３において、横軸には時間をとり、縦軸には上段部側から、出力電圧周波数、変調率、搬送波周波数およびスイッチング周波数を示している。
ここで、本明細書で使用する“再起動”および“ノッチオフ”という用語の意味を明らかにしておく。まず、再起動とは、文字通り、車両を再度起動するという意味である。再起動と、通常の起動との差異であるが、起動する際に車両が動いているか否かが差異点である。車両が停止している際に起動するのが通常起動であり、車両が動いている惰性状態で起動するのが再起動である。また、再起動期間とは再起動を開始してから通常の制御動作（鉄道車両の場合「Ｖ（variable）／Ｆ（frequency）制御」とも言う）に戻るまでの期間である。
また、ノッチオフとは、惰性状態となるために出力を停止することを意味する。通常の停止を行う場合には、さらにブレーキ動作が必要となる。また、ノッチオフ期間とは、ノッチオフしてから完全な惰性状態（出力電圧＝０）となるまでの期間である。
（再起動時の動作）
図１３に戻り、再起動時の動作説明を行う。まず、時刻ｔ１で再起動を行う。再起動は、１５波非過変調同期１５パルスモード（１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐ）で行う。搬送波としては、搬送波周波数が４０５０（＝２７×１５０）［Ｈｚ］である第１の搬送波と、搬送波周波数が２２５０（＝１５×１５０）［Ｈｚ］である第２の搬送波とが準備される。再起動時において、搬送波は、２２５０［Ｈｚ］である第２の搬送波が選択される。このとき、スイッチング周波数は２２５０［Ｈｚ］である。なお、再起動の期間、搬送波周波数およびスイッチング周波数は２２５０（＝１５×１５０）［Ｈｚ］から徐々に上昇し、出力電圧周波数（ＦＩＮＶ）は１５０［Ｈｚ］から徐々に上昇し、変調率ＰＭＦは０から下限変調率Ｖｍｉｎｐｕｌｓｅまで上昇する。１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐによる制御は時刻ｔ２まで継続される。
時刻ｔ２では、変調率ＰＭＦが下限変調率Ｖｍｉｎｐｕｌｓｅに達したので、変調モードを２７波過変調同期１７パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１７ｐ）に変更する。なお、本実施の形態では、図７に示したように、下限変調率Ｖｍｉｎｐｕｌｓｅを７０％に設定している。このとき、搬送波は、搬送波周波数が４０５０（＝２７×１５０）［Ｈｚ］である第１の搬送波に切り替えられる。スイッチング周波数は１７×Ｆｉｎｖ［Ｈｚ］である。
以後、時刻ｔ３では、変調モードが２７波過変調同期１３パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１３ｐ）に変更され、時刻ｔ４では、変調モードが２７波過変調同期９パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）に変更されて定常状態となる。なお、定常状態では、変調率９５％で制御される。
（ノッチオフ時の動作）
ノッチオフ時は、再起動時とは逆の動作となる。まず、時刻ｔ５では、変調モードが２７波過変調同期９パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）から２７波過変調同期１３パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１３ｐ）に変更しつつ、変調率ＰＭＦを下げて行く。時刻ｔ６では、変調モードを２７波過変調同期１７パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１７ｐ）に変更する。更に、変調率ＰＭＦが下限変調率Ｖｍｉｎｐｕｌｓｅに達した時刻ｔ７において、変調モードを１５波非過変調同期１５パルスモード（１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐ）に変更する。なお、以後は、変調率ＰＭＦを下げて行き、出力電圧がゼロになるとノッチオフ動作が終了する。
以上、本発明の電力変換装置に係る好ましい実施の形態について説明してきたが、以下に示す本発明の要旨を逸脱しない範囲で、上記に示した構成の一部を省略もしくは変更して構成してもよく、また、上記に示した制御動作の一部を省略もしくは変更してもよい。
本発明の第１の要旨は、第１の搬送波および、当該第１の搬送波よりも周波数の低い第２の搬送波を生成し、変調率ＰＭＦが閾値未満の場合には第２の搬送波を出力し、変調率ＰＭＦが閾値以上となった場合には、第１の搬送波を出力することにある。この動作により、過変調モードに切り替わる前の変調率が低い条件において、不必要なスイッチング損失の増加を抑制することが可能となる。なお、第１の搬送波を出力している期間は、過変調を行う変調モードであることが好ましい。第１の搬送波を出力している期間が過変調を行う変調モードであれば、最小オン機能を備えていない電力変換装置であっても幅狭パルスの発生を抑制することができ、最小オン機能を備えた電力変換装置に本発明を適用したとしても出力電圧の誤差を抑制することができるという効果を奏する。
本発明の第２の要旨は、変調率ＰＭＦの閾値に対応する周波数よりも高い周波数領域で再起動した際の再起動期間または起動を停止したノッチオフ期間において、搬送波の切換えを行うことにある。
ここで、上記特許文献１にも記載されているが、再起動時を行う際はモード切替えに伴う電流の跳ね上がり等が大きくなる。このため、非同期ＰＷＭモードまたは同期ＰＷＭモードを選択する場合、再起動またはノッチオフの際には、非同期ＰＷＭモードと同期ＰＷＭモードとの間の切り替わりがなくなるよう、非同期ＰＷＭモードを選択する場合は常に非同期ＰＷＭモードとし、同期ＰＷＭモードを選択する場合は常に同期ＰＷＭモードとすることが望ましい形態となる。一方、非同期ＰＷＭモードまたは同期ＰＷＭモードを適宜選択して電力変換を行う場合、非同期ＰＷＭモード用の搬送波と同期ＰＷＭモード用の搬送波とを用意しておき、夫々に最適な周波数を設定しておくことが考えられる。しかしながら、再起動時の際には同一の変調モード（同期ＰＷＭモード同士または非同期ＰＷＭモード同士）で遷移することが望ましいため、搬送波の周波数は、非同期ＰＷＭモード用の搬送波か同期ＰＷＭモード用の搬送波かの何れかによって定まる一定の周波数となってしまう。したがって、非同期ＰＷＭモード用および同期ＰＷＭモード用の搬送波を用意し、夫々に最適な周波数を設定しておくという手法では、不必要にスイッチング周波数を増加させてしまうか、出力電圧に脈動を生じさせてしまう懸念があった。
そこで、第２の要旨を有する発明のように、再起動期間において、搬送波の切換えを行うことが重要となる。再起動期間において搬送波の切換えを行うようにすれば、不必要なスイッチング周波数の増加を抑制することができ、また、出力電圧の脈動を小さくすることができる、という効果が得られる。
もちろん、再起動やノッチオフを行う以外の予め定められた通常の制御カーブに従って動作している場合においても、過変調モードを開始する変調率までの間は第２の搬送波を用い、過変調モードを開始して以降は第２の搬送波よりも周波数の高い第１の搬送波を用いることで、過変調モードを開始するまでの間、不必要なスイッチング損失の発生を抑制することができる。
なお、上記記載中の“再起動”、“再起動時”および“再起動期間”は、夫々“ノッチオフ”、“ノッチオフ時”および“ノッチオフ期間”と読み替えることができる。すなわち、変調率ＰＭＦの閾値に対応する周波数よりも高い周波数領域でノッチオフした際のノッチオフ期間において、搬送波の切換えを行うようにすれば、不必要なスイッチング周波数の増加を抑制することができ、出力電圧の脈動を小さくすることができる、という効果が得られる。
また、本発明の第３の要旨は、同期ＰＷＭモードにおいて、上述した搬送波の切換えを行うことにある。別言すれば、搬送波の切換えを行う前後の変調モードは、何れも同期ＰＷＭモードとすることにある。
ここで、上記特許文献１にも開示されているように、過変調モードではパルス数が減少することに伴い低周波の脈動が生じるおそれがあるため、同期過変調ＰＷＭモードとすることが望ましい形態となる。
第３の要旨を有する発明のように、再起動期間またはノッチオフ期間において、搬送波の切換えを行う際に、前後の変調モードを何れも同期ＰＷＭモードとすれば、モード切替えに伴う電流の跳ね上がり、低周波の脈動を抑制することができるという効果が得られる。
なお、非同期ＰＷＭモードにおいても、過変調モード用の搬送波Ｃａ１と非過変調モード用の搬送波Ｃａ２を設けて、“Ｃａ１の周波数”＞“Ｃａ２の周波数”として、上述のように切替えを行うことでも同様の効果を得ることは可能であるが、低周波の脈動を抑制するために、同期ＰＷＭモードを採用する本実施の形態１に比べて、搬送波周波数を高く設定しておく必要がある。
また、本明細書でいう過変調モードとは、交流出力電圧の最大値または最小値となるタイミングを含む期間において、搬送波周波数によって定まる搬送波の１周期よりも長い期間スイッチングを停止する変調モードであり、本実施の形態で説明した方式以外にも種々の方法が考えられる。例えば、特許文献特開平７−２２７０８５号公報等に記載されているような通常の過変調モードとして、出力電圧指令に従って変調波の最大振幅を徐々に増加させ、搬送波の最大値よりも変調波の最大値が大きくなった時点から過変調モードを開始する方式が知られており、本実施の形態で説明した過変調モードに代えてこのような過変調モードを適用することとしても構わない。
ただし、このような通常の過変調モードは搬送波の最大値よりも変調波の最大値が大きくなった時点から開始することとなるので、搬送波の最大値と変調波の最大値とが一致する変調率π／４（実施の形態３において後述する３次の高調波を重畳する場合にはπ／√(１２)）未満の時点で過変調モードを開始することができないため、変調率が変調率π／４（実施の形態３において後述する３次の高調波を重畳する場合にはπ／√(１２)）未満の時点から過変調モードを適用する場合には、本実施の形態で説明した方式を適用する必要がある。
実施の形態２．
図１４は、実施の形態２の電力変換装置における変調モードの遷移条件を説明する図である。ここで、電力変換部２が交流負荷１に出力する交流電力の出力周波数ＦＩＮＶと、交流負荷１に出力する出力電圧と直流電力源３から供給される直流電力の電圧ＥＦＣとによって定まる変調率ＰＭＦと、の関係を示すグラフである。図１４において、太実線で示すＬ１は電力変換装置を制御するときの典型的な制御カーブであり、太破線で示すＬ２は下限変調率であり、一点鎖線で示すＬ３は同期１パルスモード（１Ｐ）による制御カーブであり、何れも出力電圧周波数ＦＩＮＶの関数として表している。直線Ｌ２は、過変調を行うか否かの境界線である。また、Ｌ１とＬ２との交点の横軸座標をＦｉｎｖ１とし、Ｆｉｎｖ１から縦軸に平行に引いた直線をＬ４とすると、直線Ｌ４は、非同期と同期とを区分する境界線となる。実施の形態２の電力変換装置における変調モードは、これらの直線Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４と、横軸および縦軸とにより、図１４に示すような、４つの領域に区分することができる。
（２．１）非同期変調ＰＷＭ領域（領域Ｒ１）
横軸、縦軸、Ｌ１、Ｌ２に囲まれた領域であり、非同期の搬送波を使用したＰＷＭ制御を行う。
（２．２）非同期過変調ＰＷＭ領域（領域Ｒ２）
縦軸、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４に囲まれた領域であり、非同期の搬送波を使用したＰＷＭ制御を行う。
（２．３）同期Ｎａパルス変調ＰＷＭ領域（領域Ｒ３）
横軸、Ｌ２、Ｌ４に囲まれた領域であり、同期搬送波を使用したＰＷＭ制御を行う。
（２．４）幅狭パルス回避同期Ｎｂパルス過変調ＰＷＭ領域（領域Ｒ４：ただし、Ｎｂ＞Ｎａ）
Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４に囲まれた領域であり、上述の実施の形態１で説明した同期搬送波を使用した過変調ＰＷＭ制御を行う。
なお、上述の実施の形態１は図１４の領域Ｒ３と領域Ｒ４の構成を説明したものである。また、実施の形態１で説明した通常の制御動作の制御カーブが図１４のＬ１曲線に相当する。
典型的な電力変換装置では、電力変換部２は、出力周波数ＦＩＮＶが増加するにつれて、出力電圧の限界である変調率ＰＭＦが１００％までの間は、いわゆる可変電圧可変周波数（ＶＶＶＦ（variable voltage variable frequency））制御と呼ばれる制御方式によって電力変換が行われており、出力周波数ＦＩＮＶと出力電圧（又は変調率ＰＭＦ）とが一定の比率を保って増加するよう交流電力を出力する。一方、変調率ＰＭＦが限界値である１００％に達して以降は、いわゆる定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ（constant voltage variable frequency））制御と呼ばれる制御方式によって電力変換が行われており、出力電圧が一定のまま出力周波数が増加するよう交流電力を出力する。
ここで、変調率ＰＭＦが１００％の状態は、この技術分野において公知である１パルスモード（１８０°通電、もしくは矩形波駆動）時の変調率となるように定義するものとする。また、上述では変調率１００％の状態でＣＶＶＦ制御をする形態について述べたが、これに限るものではなく、任意の変調率ＰＭＦでＣＶＶＦ制御を実施してもよいし、全領域でＶＶＶＦ制御を実施してもよい。図１４に記載の１例では、変調率ＰＭＦが１００％となる手前９５％付近でＣＶＶＦ制御を実施した例を図示している。
電力変換装置を制御カーブＬ１に基づいて制御する場合、領域Ｒ１から領域Ｒ４への遷移となる。実施の形態１との相違点は、領域Ｒ１での変調モードが、同期ＰＷＭモードではなく非同期ＰＷＭモードである点である。この制御では、領域Ｒ１から領域Ｒ４への遷移は、Ｌ１とＬ２との交点で行われるため、幅狭パルスの発生を抑制したスイッチング制御を行うことができ、幅狭パルスに起因する出力電圧の振動を抑制することが可能となる。
電力変換装置を制御カーブＬ１よりも傾きの大きい制御カーブで制御する場合、領域Ｒ１から領域Ｒ４へは、領域Ｒ１→領域Ｒ２→領域Ｒ４の順で遷移することになる。この場合、まず、領域Ｒ１から領域Ｒ２への遷移は、Ｌ２を超えたときに通常変調が過変調に切り替えられるので、非同期ＰＷＭモードを保持したまま幅狭パルスの発生を抑制するスイッチング制御を行うことができ、円滑なモード遷移を行うことが可能となる。また、領域Ｒ２から領域Ｒ４への遷移は、Ｌ４を超えたときに非同期ＰＷＭモードが同期ＰＷＭモードに切り替えられるので、過変調の状態を維持したままスイッチング制御を行うことができ、円滑なモード遷移を行うことが可能となる。
上記とは逆に、電力変換装置を制御カーブＬ１よりも傾きの小さい制御カーブで制御する場合、領域Ｒ１から領域Ｒ４へは、領域Ｒ１→領域Ｒ３→領域Ｒ４の順で遷移することになる。この場合、まず、領域Ｒ１から領域Ｒ３への遷移は、Ｌ４を超えたときに非同期ＰＷＭモードが同期ＰＷＭモードに切り替えられるので、通常変調の状態を維持したままスイッチング制御を行うことができ、円滑なモード遷移を行うことが可能となる。また、領域Ｒ３から領域Ｒ４への遷移は、Ｌ２を超えたときに通常変調が過変調に切り替えられるので、同期ＰＷＭモードを保持したまま幅狭パルスの発生を抑制するスイッチング制御を行うことができ、円滑なモード遷移を行うことが可能となる。
上述のようにＬ１の傾きが変わる要因としては、鉄道車両用途の電力変換装置において、直流電力である架線の電圧が大きく変動することがあげられる。一般的に直流１５００Ｖ架線の電気鉄道インフラにおいては、さまざまな要因により、約１０００Ｖから約２０００Ｖ範囲で架線の電圧が変動する。この動作により、例えば、図１４の制御カーブＬ１が直流電圧ＥＦＣ＝１５００Ｖの場合の制御カーブであるとすると、架線電圧が１０００Ｖに下がった場合においては、直流電圧ＥＦＣが下がることになるため、電力変換装置を制御カーブＬ１よりも傾きの大きい制御カーブで制御することになる。逆に、架線電圧が２０００Ｖに上がった場合においては、直流電圧ＥＦＣが上がることになるため、電力変換装置を制御カーブＬ１よりも傾きの小さい制御カーブで制御することになる。
なお、上述の説明では、非同期と同期とを区分する境界線となるＬ４は固定されたものとして説明したが、これに限るものではなく、制御カーブＬ１の傾きに応じてＦＩＮＶ１の値を可変となるようにしてもよい。また、上述の領域Ｒ２の制御は領域Ｒ４と同じ幅狭パルス回避同期Ｎｂパルス過変調ＰＷＭモードとしてもよい。この制御により、上記特許文献１にも開示されているように、非同期過変調モードではパルス数が減少することに伴い低周波の脈動が生じるおそれを回避することが可能となる。
実施の形態３．
つぎに、実施の形態３に係る電力変換装置について説明する。実施の形態３の電力変換装置は、変調波に基本波の３次高調波を重畳させる形態である。
図１５は、実施の形態３に係る変調波生成部６の一構成例を示す図である。図３に示す実施の形態１に係る変調波生成部６との相違点は、モード選択部６１Ａ、補正係数テーブル群６２Ａ、補正係数選択部６３Ａ、位相条件テーブル群６４Ａ、特定位相選択部６５Ａおよび変調波演算部６９Ａの構成または機能である。なお、その他の構成部については、実施の形態１と同一または同等であり、共通の構成部には、同一の符号を付した上で、重複する説明は省略する。
補正係数テーブル群６２Ａには、変調モードおよび変調率ＰＭＦごとの補正係数テーブルが設けられている。図３では、２７波過変調同期９パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）、２７波過変調同期１３パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１３ｐ）、２７波過変調同期１７パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１７ｐ）および、１５波非過変調同期１５パルスモード（１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐ）を例示していたが、図１５では、２７波過変調同期５パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ５ｐ）、２７波過変調同期９パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）、２７波過変調同期１３パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１３ｐ）および、１５波非過変調同期１５パルスモード（１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐ）を例示している。すなわち、実施の形態３の補正係数テーブル群６２Ａでは、各変調モードにおける出力パルス数を実施の形態１のものよりも少なくしている。この理由については、後述する。
補正係数テーブル群６２Ａには、変調率ＰＭＦが入力され、変調率ＰＭＦに応じた補正係数、すなわち補正係数の候補値が各補正係数テーブルから選択されて補正係数選択部６３Ａに入力される動作は、実施の形態１と同じである。
位相条件テーブル群６４Ａには、補正係数テーブル群６２Ａの補正係数テーブルに対応した変調モードごとの特定位相θｓが格納される。なお、特定位相θｓは、上記（４）式で定義した通りである。
位相条件テーブル群６４Ａに格納された特定位相θｓの候補値が特定位相選択部６５Ａに入力され、入力された特定位相θｓの候補値の中からモード選択コードｍｏｄｅＣＤに対応する特定位相θｓが特定位相選択部６５Ａにて選択されて変調率選択部６８に出力される動作は、実施の形態１と同じである。
変調波演算部６９Ａには、３相位相生成部６６が生成した変調波位相角θｕ，θｖ，θｗと、変調率選択部６８が生成した幅狭パルス回避変調率Ａｕ，Ａｖ，Ａｗとが入力される。変調波演算部６９Ａは、変調波位相角θｕ，θｖ，θｗおよび幅狭パルス回避変調率Ａｕ，Ａｖ，Ａｗを使用し、次式に従って、基本波の３次高調波成分が重畳された変調波（以下、必要に応じて「３次重畳変調波」と称する）αｕ，αｖ，αｗを生成する。
αｕ＝Ａｕ×｛ｓｉｎ(θｕ)＋(１／６)×ｓｉｎ(３θｕ)｝
αｖ＝Ａｖ×｛ｓｉｎ(θｖ)＋(１／６)×ｓｉｎ(３θｖ)｝
αｗ＝Ａｗ×｛ｓｉｎ(θｗ)＋(１／６)×ｓｉｎ(３θｗ)｝
…（８）
図１６は、最小パルス幅が２０[μsec]の場合における、最小パルス幅を確保するための下限変調率を３次重畳変調波の場合について示した図である。図１６では、横軸に搬送波周波数、縦軸に下限変調率をとっており、実線で示す境界線Ｍ２は、搬送波周波数に応じて変化する下限変調率を示しているが、図６を参照すれば明らかなように、３次高調波を重畳させない場合とは異なっている。３次重畳変調波の場合の下限変調率は、“最小パルス幅”および“搬送波周波数”の関数であり、次式のように表すことができる。
下限変調率＝(π／√(１２))×（１−最小パルス幅×搬送波周波数×２）
…（９）
図１６によれば、図６と比較して波形全体が持ち上がっており、最小パルス幅を確保するための下限変調率は、３次高調波を重畳させない場合よりも、大きな値でよいことが理解できる。なお、実施の形態１の場合と同様に、最小パルス幅を確保するための下限変調率は、境界線Ｍ２上の点である必要はない。境界線Ｍ２上の値を超えない値を選択すれば、最小パルス幅よりも幅広のスイッチング信号を生成することができる。
つぎに、モード選択部６１Ａの動作を説明する。図１７は、図１５に示したモード選択部６１Ａの一構成例を示す図である。モード選択部６１Ａの構成は、図７に示したモード選択部６１の構成と同一または同等である一方で、３つの比較判定器６１１〜６１３のＢ端子に入力される情報が異なっている。
例えば、比較判定器６１１のＢ端子には“８４％”、すなわち“０．８４”という値が入力される。実施の形態３において、この“８４％”という値は、変調モードを“１５波非過変調同期１５パルスモード”から“２７波過変調同期１３パルスモード”に切り替えるときの変調率である。実施の形態１では、比較判定器６１１のＢ端子には“７０％”の値を入力し、且つ、変調モードを“２７波過変調同期１７パルスモード”に切り替えていた。一方、実施の形態３では、Ｂ端子には“８４％”の値を入力し、且つ、変調モードは、実施の形態１よりもパルス数の少ない“２７波過変調同期１３パルスモード”に切り替えている。変調波に３次高調波を重畳させた場合、図１６に示すように、下限変調率の値は持ち上がって来るので、実施の形態１よりも大きな値とすることができる。また、下限変調率の値を大きくできるので、変調モードの切り替えも、“２７波過変調同期１７パルスモード”を飛ばして、“２７波過変調同期１３パルスモード”から開始することが可能となる。
比較判定器６１２のＢ端子には、変調モードを“１７波過変調同期１３パルスモード”から“１７波過変調同期９パルスモード”に切り替えるときの切替変調率９２％が入力され、比較判定器６１３のＢ端子には、変調モードを“１７波過変調同期９パルスモード”から“１７波過変調同期５パルスモード”に切り替えるときの切替変調率９７％が入力される。
比較判定器６１１〜６１３では、Ａ＞Ｂを満足するときに“１”が出力され、Ａ＞Ｂを満足しないとき、すなわちＡ≦Ｂを満足するときに“０”が出力される。加算器６１５では、比較判定器６１１の出力に比較判定器６１２の出力が加算され、加算器６１６では、加算器６１５の出力に比較判定器６１３の出力が加算され、加算器６１６の出力が、モード選択コードｍｏｄｅＣＤとして出力される。以上のモード選択部６１Ａの動作を纏めると以下の通りになる。
（３．１）変調モード：１５波非過変調同期１５パルスモード
・変調率：８４％以下
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝０
（３．２）変調モード：２７波過変調同期１３パルスモード
・変調率：８４％超、且つ、９２％以下
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝１
（３．３）変調モード：２７波過変調同期９パルスモード
・変調率：９２％超、且つ、９７％以下
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝２
（３．４）変調モード：２７波過変調同期５パルスモード
・変調率：９７％超
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝３
図１８は、図１５に示した補正係数選択部６３Ａの一構成例を示す図であり、変調率補正係数格納部６３１を有して構成される。補正係数選択部６３には、変調モードに応じて予め設定された補正係数が入力される。変調率補正係数格納部６３１には、図示のように、モード選択コードｍｏｄｅＣＤに応じた格納エリアが設けられており、変調モードに応じた補正係数が対応するエリア、例えば１５波非過変調同期１５パルスモードにおける補正係数であれば“１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐ”と記載されたエリアに格納され、例えば２７波過変調同期１３パルスモードにおける補正係数であれば“２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１３ｐ”と記載されたエリアに格納される。補正係数選択部６３Ａは、入力されるモード選択コードｍｏｄｅＣＤをインデックスとして、当該インデックスのエリアに格納された補正係数を変調率補正係数Ｋｐとして出力する。
図１９は、図１５に示した特定位相選択部６５Ａの一構成例を示す図であり、特定位相格納部６５１を有して構成される。特定位相選択部６５Ａには、変調モードに応じて予め設定された特定位相が入力される。特定位相格納部６５１には、図示のように、モード選択コードｍｏｄｅＣＤに応じた格納エリアが設けられており、変調モードに応じた特定位相が対応するエリア、例えば１５波過変調同期１５パルスモードにおける特定位相であれば“１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐ”と記載されたエリアに格納され、例えば２７波過変調同期１３パルスモードにおける特定位相であれば“２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１３ｐ”と記載されたエリアに格納される。特定位相選択部６５Ａには、モード選択コードｍｏｄｅＣＤが入力され、モード選択コードｍｏｄｅＣＤをインデックスとしてエリアが指定され、当該エリアに格納された特定位相θｓが選択されて出力される。
図２０は、実施の形態３に係る電力変換装置の動作例を説明する図であり、鉄道車両用途の電力変換装置において、再起動からノッチオフまでの動作波形の一例を図１３と同様に、上段部側から、出力電圧周波数、変調率、搬送波周波数およびスイッチング周波数の順で示している。
（再起動時の動作）
まず、時刻ｔ１で再起動を行う。再起動は、１５波非過変調同期１５パルスモード（１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐ）で行う。実施の形態１と同様に、搬送波周波数が４０５０（＝２７×１５０）［Ｈｚ］である第１の搬送波と、搬送波周波数が２２５０（＝１５×１５０）［Ｈｚ］である第２の搬送波とが準備される。再起動時において、搬送波は、２２５０［Ｈｚ］である第２の搬送波が選択される。このとき、スイッチング周波数は２２５０［Ｈｚ］である。なお、再起動の期間、搬送波周波数およびスイッチング周波数は２２５０（＝１５×１５０）［Ｈｚ］から徐々に上昇し、出力電圧周波数（ＦＩＮＶ）は１５０［Ｈｚ］から徐々に上昇し、変調率ＰＭＦは０から下限変調率Ｖｍｉｎｐｕｌｓｅまで上昇する。１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐによる制御は時刻ｔ２まで継続される。
時刻ｔ２では、変調率ＰＭＦが下限変調率Ｖｍｉｎｐｕｌｓｅに達したので、変調モードを２７波過変調同期１３パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１３ｐ）に変更する。なお、本実施の形態では、図７に示したように、下限変調率Ｖｍｉｎｐｕｌｓｅを８４％に設定している。このとき、搬送波は、搬送波周波数が４０５０（＝２７×１５０）［Ｈｚ］である第１の搬送波に切り替えられる。スイッチング周波数は１３×Ｆｉｎｖ［Ｈｚ］であり、実施の形態１よりもスイッチング周波数は小さくなっている。
以後、時刻ｔ３では、変調モードが２７波過変調同期９パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）に変更され、時刻ｔ４では、変調モードが２７波過変調同期５パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ５ｐ）に変更されて定常状態となる。なお、定常状態では、変調率９８％で制御される。
（ノッチオフ時の動作）
ノッチオフ時は、再起動時とは逆の動作となる。まず、時刻ｔ５では、変調モードが２７波過変調同期５パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ５ｐ）から２７波過変調同期９パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）に変更しつつ、変調率ＰＭＦを下げて行く。時刻ｔ６では、変調モードを２７波過変調同期１３パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ１３ｐ）に変更する。更に、変調率ＰＭＦが下限変調率Ｖｍｉｎｐｕｌｓｅに達した時刻ｔ７において、変調モードを１５波非過変調同期１５パルスモード（１５Ｐ＿ｍｏｄｅ１５ｐ）に変更する。なお、以後は、変調率ＰＭＦを下げて行き、出力電圧がゼロになるとノッチオフ動作が終了する。
実施の形態３の電力変換装置によれば、変調波に３次高調波を重畳させた３次重畳変調波を使用し、再起動期間またはノッチオフ期間において搬送波の切換えを行うようにしているので、不必要なスイッチング周波数の増加を抑制することができ、出力電圧の脈動を小さくすることができるという効果が得られる。
また、実施の形態３の電力変換装置によれば、通常変調モードから過変調モードへの移行を、実施の形態１よりも高い変調率ＰＭＦの値で実行することができる。このことは、再起動の期間、または、ノッチオフ期間における通常変調モードの期間が長くなることを意味する。この動作により、実施の形態１に比べて歪みの小さな出力電流を交流負荷１に出力できることになり、交流負荷１の高調波損失低減に寄与する。さらに、低パルス数のモードへの移行を実施の形態１よりも早く行うことができ、電力変換部２のスイッチング損失の低減をより効果的に行うことが可能となるため、電力変換装置全体の損失を低減できるという効果が得られる。
なお、３次重畳制御は、上述したように、最大の出力電圧を変調率π／４から変調率π／√(１２)まで向上させることができるものであるが、過変調モードでは３次重畳制御を適用せずとも変調率π／４以上の電圧を出力することができるので、過変調モードにおいては３次重畳制御を適用しなくても構わない。
また、３次重畳制御における変調波の算出方法は、上述の３次高調波を重畳する演算式（８）に限定されるものではない。３相の電力変換装置においては、電力変換部が出力する線間電圧に高調波を含まなければ各相への出力電圧には高調波が含まれてもよい。また、変調波の波形には自由度があるので、上述のように基本波の３次高調波成分が重畳された変調波としてもよいし、基本波の３ｎ次高調波成分が複数重畳された変調波としてもよい。さらに、重畳する高調波は正弦波に限定されず、例えば三角波を用いることとしてもよい。
実施の形態４．
つぎに、実施の形態４に係る電力変換装置について説明する。図２４は、実施の形態４の電力変換装置における変調モードの遷移条件を説明する図である。実施の形態４の電力変換装置は、実施の形態２の変形例であり、変調波に基本波の３次高調波を重畳させる３次重畳を非同期変調領域である図２４の領域Ｒ１と領域Ｒ２にて実施する形態である。
電力変換装置を制御カーブＬ１に基づいて制御する場合、領域Ｒ１から領域Ｒ４への遷移となる。実施の形態２との相違点は、領域Ｒ１での変調モードにおいて、変調波に基本波の３次高調波を重畳させた非同期ＰＷＭモードである点である。この制御では、領域Ｒ１から領域Ｒ４への遷移は、Ｌ１とＬ２との交点で行われることになるが、３次重畳により、実施の形態２よりも切替周波数が図１４のＦＩＮＶからＦＩＮＶ２に上昇している。また、上述の通り、下限変調率も図１４のＬ２から図２４のＬ２’に上昇することになる。このため、非同期ＰＷＭモードの領域を拡大することができる。非同期ＰＷＭモードでは高応答な電流制御の実施が可能であるため、制御応答の向上に大きく寄与できる。更に、幅狭パルスの発生を抑制したスイッチング制御を行うことができ、幅狭パルスに起因する出力電圧の振動を抑制することが可能となる。また、図２４に示すような変調モードを各領域ごとに設定することで、実施の形態１、３で説明したような再起動時においても、不必要なスイッチング周波数の増加を抑制することができ、また、出力電圧の脈動を小さくすることができる、という効果が得られる。
なお、３次重畳制御は、上述したように、最大の出力電圧を変調率π／４から変調率π／√(１２)まで向上させることができるものであるが、過変調モードでは３次重畳制御を適用せずとも変調率π／４以上の電圧を出力することができるので、図２４に示すように過変調モードにおいては３次重畳制御を適用しなくても構わない。この制御により、過変調モードにおける変調波の生成が不必要に煩雑化することを抑制できる。
実施の形態５．
つぎに、実施の形態５に係る電力変換装置について説明する。実施の形態５の電力変換装置は、何れの変調モードにおいても、搬送波１周期のパルス数を９に固定する形態である。
なお、実施の形態５に係る電力変換装置の構成部については、実施の形態１と同一または同等であり、共通の構成部には、同一の符号を付した上で、重複する説明は省略する。
搬送波１周期のパルス数を９に固定する１例として、実施の形態５では、モード選択部６１におけるモード選択コードｍｏｄｅＣＤを以下の通り設定することで達成される。
（４．１）変調モード：９波非過変調同期９パルスモード
・変調率：７３％以下
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝０
（４．２）変調モード：１５波過変調同期９パルスモード
・変調率：７３％超、且つ、８５％以下
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝１
（４．３）変調モード：２１波過変調同期９パルスモード
・変調率：８５％超、且つ、９０％以下
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝２
（４．４）変調モード：２７波過変調同期９パルスモード
・変調率：９０％超
・モード選択コードｍｏｄｅＣＤ＝３
また、補正係数テーブル群６２、および、位相条件テーブル群６４についても、上記各モード選択コードに対応した値を格納するものとする。さらに、搬送波生成部５についても、上記各モード選択コードに対応した搬送波が生成されるように搬送波テーブルを設ける構成とする。
図２１は、実施の形態５に係る電力変換装置の動作例を説明する図であり、鉄道車両用途の電力変換装置において、再起動からノッチオフまでの動作波形の一例を図１３および図２０と同様に、上段部側から、出力電圧周波数、変調率、搬送波周波数およびスイッチング周波数の順で示している。なお、本実施の形態では、搬送波周波数として、実施の形態１，３とは異なり、１３５０（＝９×１５０）［Ｈｚ］である第１の搬送波と、２２５０（＝１５×１５０）［Ｈｚ］である第２の搬送波と、３１５０（＝２１×１５０）［Ｈｚ］である第３の搬送波と、４０５０（＝２７×１５０）［Ｈｚ］である第４の搬送波とが準備される。
（再起動時の動作）
まず、時刻ｔ１で再起動を行う。再起動は、９波非過変調同期９パルスモード（９Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）で行う。再起動時において、搬送波は、１３５０［Ｈｚ］である第１の搬送波が選択される。このとき、スイッチング周波数は１３５０（＝９×１５０）［Ｈｚ］である。なお、再起動の期間、搬送波周波数およびスイッチング周波数は１３５０（＝９×１５０）［Ｈｚ］から徐々に上昇し、出力電圧周波数（ＦＩＮＶ）は１５０［Ｈｚ］から徐々に上昇し、変調率ＰＭＦは０から下限変調率Ｖｍｉｎｐｕｌｓｅまで上昇する。
時刻ｔ２では、変調率ＰＭＦが下限変調率Ｖｍｉｎｐｕｌｓｅに達したので、変調モードを１５波過変調同期９パルスモード（１５Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）に変更する。このとき、搬送波は、２２５０［Ｈｚ］である第２の搬送波に切り替えられる。スイッチング周波数は９×Ｆｉｎｖ［Ｈｚ］である。
以後、時刻ｔ３では、変調モードが２１波過変調同期９パルスモード（２１Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）に変更され、時刻ｔ４では、変調モードが２７波過変調同期９パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）に変更されて定常状態となる。
（ノッチオフ時の動作）
ノッチオフ時は、再起動時とは逆の動作となる。まず、時刻ｔ５では、変調モードが２７波過変調同期９パルスモード（２７Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）から２１波過変調同期９パルスモード（２１Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）に変更しつつ、変調率ＰＭＦを下げて行く。時刻ｔ６では、変調モードを１５波過変調同期９パルスモード（１５Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）に変更する。更に、変調率ＰＭＦが下限変調率Ｖｍｉｎｐｕｌｓｅに達した時刻ｔ７において、変調モードを９波非過変調同期９パルスモード（９Ｐ＿ｍｏｄｅ９ｐ）に変更する。なお、以後は、変調率ＰＭＦを下げて行き、出力電圧がゼロになるとノッチオフ動作が終了する。
実施の形態５の電力変換装置によれば、搬送波１周期のパルス数を９に固定し、再起動期間またはノッチオフ期間において搬送波の切換えを行うようにしているので、不必要なスイッチング周波数の増加を抑制することができ、出力電圧の脈動を小さくすることができるという効果が得られる。なお、本実施の形態では、搬送波１周期のパルス数を９に固定する場合を例示したが、９以外のパルス数であってもよい。
実施の形態５の電力変換装置によれば、再起動時およびノッチオフ時のうちの少なくとも一つの場合に、搬送波１周期のパルス数を設定値に固定したモード変更を行うので、変調波生成部の構成を簡素化することができ、その結果、電力変換装置の処理をより高速化することができるという効果が得られる。
実施の形態６．
実施の形態６では、実施の形態１〜５で説明した電力変換装置を適用した車両駆動システムについて説明する。
図２２は、実施の形態６に係る電力変換装置を鉄道車両に適用した車両駆動システムの一構成例を示す図である。実施の形態２に係る車両駆動システムは、交流電動機１０１、電力変換部１０２、入力回路１０３および制御部１０８を備えている。交流電動機１０１は、図１に示した交流負荷１に対応するものであり、鉄道車両に搭載されている。電力変換部１０２は、図１に示した電力変換部２と同じものであり、スイッチング素子１０４ａ，１０５ａ，１０６ａ，１０４ｂ，１０５ｂ，１０６ｂを具備している。電力変換部１０２は、入力回路１０３から供給された直流電圧を任意周波数および任意電圧の交流電圧に変換して交流電動機１０１を駆動する。制御部１０８は、実施の形態１で説明した電力変換装置に相当する。すなわち、制御部１０８は、実施の形態１で説明したスイッチング信号生成部４および変調率演算部８を含んで構成される。制御部１０８は、電力変換部１０２を制御するためのスイッチング信号ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗを生成する。
入力回路１０６は、図示を省略しているが、スイッチ、フィルタコンデンサ、フィルタリアクトルなどを備えて構成されており、その一端は集電装置１１１を介して架線１１０に接続されている。また、他端は、車輪１１３を介して大地電位であるレール１１４に接続されている。この入力回路１０６は、架線１１０から直流電力または交流電力の供給を受けて、電力変換部１０２へ供給する直流電力を生成する。
このように、実施の形態１〜５の電力変換装置を車両駆動システムへ適用することにより、システム全体として損失低減、小型化を実現することが可能となる。
実施の形態７．
実施の形態７では、電力変換部に具備されるスイッチング素子の素材について説明する。電力変換部で用いられるスイッチング素子としては、珪素（Ｓｉ）を素材とする半導体トランジスタ素子（ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなど）と、同じく珪素を素材とする半導体ダイオード素子とを逆並列に接続した構成のものが一般的である。上記実施の形態１〜５で説明した技術は、この一般的なスイッチング素子を具備する電力変換部に用いることができる。
一方、上記実施の形態１〜６の技術は、珪素を素材として形成されたスイッチング素子に限定されるものではない。この珪素に代え、近年注目されている炭化珪素（ＳｉＣ）を素材とするスイッチング素子を電力変換部に用いることも無論可能である。
ここで、炭化珪素は、高温度での使用が可能であるという特徴を有しているので、電力変換部に具備されるスイッチング素子として炭化珪素を素材とするものを用いれば、スイッチング素子モジュールの許容動作温度を高温側に引き上げることができるので、搬送波周波数を高めて、スイッチング速度を増加させることが可能である。しかしながら、搬送波周波数を高くした場合には、上述したような幅狭パルスの発生に起因する誘導障害の問題があるため、この問題点をクリアする手当をすることなく、単純に搬送波周波数を高める制御を行うことは難しい。
上述したように、実施の形態１〜６に係る技術によれば、ＰＷＭ制御を行う電力変換装置において、炭化珪素を素材とするスイッチング素子を用いてスイッチング速度を増大させたとしても、幅狭パルスの発生を抑止することができるので、誘導障害の発生を抑制しつつ、交流負荷の運転効率を高めることが可能となる。
なお、炭化珪素（ＳｉＣ）は、珪素（Ｓｉ）よりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である。この炭化珪素以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性も炭化珪素に類似した点が多い。したがって、炭化珪素以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。
また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたトランジスタ素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、トランジスタ素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたトランジスタ素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
また、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたトランジスタ素子やダイオード素子は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの小型化が可能となり、スイッチング素子モジュールの更なる小型化が可能になる。
さらに、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたトランジスタ素子やダイオード素子は、電力損失が低いため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いてはスイッチング素子モジュールの高効率化が可能になる。
なお、以上の実施の形態１〜７に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
１ 交流負荷、２ 電力変換部、３ 直流電力源、４ スイッチング信号生成部、５ 搬送波生成部、６ 変調波生成部、７ 比較部、８ 変調率演算部、１０ 電圧検出部、５１，５２ 搬送波テーブル、５３ 搬送波選択部、６１，６１Ａ モード選択部、６２，６２Ａ 補正係数テーブル群、６３，６３Ａ 補正係数選択部、６４，６４Ａ 位相条件テーブル群、６５，６５Ａ 特定位相選択部、６６ ３相位相生成部、６７ 乗算器、６８ 変調率選択部、６９，６９Ａ 変調波演算部、１０１ 交流電動機、１０２ 電力変換部、１０４ａ，１０５ａ，１０６ａ，１０４ｂ，１０５ｂ，１０６ｂ スイッチング素子、１０６ 入力回路、１０８ 制御部、１１０ 架線、１１１ 集電装置、１１３ 車輪、１１４ レール、６１１，６１２，６１３，６８２ 比較判定器、６１５，６１６
加算器、６３１ 変調率補正係数格納部、６５１ 特定位相格納部、６８１ 位相変換部、６８３ 変調波振幅切替部。
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、スイッチング信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子を有する電力変換部と、変調波を生成する変調波生成部と、前記変調波よりも周波数の高い第１の搬送波と、前記第１の搬送波よりも周波数の高い第２の搬送波を生成し、前記電力変換部の変調率に応じて前記第１の搬送波又は前記第２の搬送波のいずれかを選択して出力する搬送波生成部と、前記第１の搬送波または前記第２の搬送波の何れかと前記変調波とを比較することで前記スイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部と、を備え、前記搬送波生成部は、前記変調率が閾値未満の場合には前記第１の搬送波を出力し、前記変調率が前記閾値以上の場合には前記第２の搬送波を出力し、前記変調率に基づいて前記第１の搬送波と前記第２の搬送波を切り替え、前記電力変換部は、前記変調率が前記閾値以上の場合、前記第２の搬送波の一周期よりも長い期間前記スイッチング動作を停止する過変調モードで動作することを特徴とする。

Claims (15)

  1. 変調波を生成する変調波生成部と、
    前記変調波よりも周波数の高い第１の搬送波と、前記第１の搬送波よりも周波数の低い第２の搬送波を生成する搬送波生成部と、
    前記第１の搬送波または前記第２の搬送波の何れかと前記変調波とを比較することでスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部と、
    前記スイッチング信号に基づいてスイッチング動作を行うスイッチング素子を有する電力変換部と、
    を備え、
    前記搬送波生成部は、前記電力変換部の変調率が閾値未満の場合には前記第２の搬送波を出力し、前記変調率が前記閾値以上の場合には前記第１の搬送波を出力し、
    前記電力変換部は、前記変調率が前記閾値以上の場合、前記第２の搬送波の一周期よりも長い期間前記スイッチング動作を停止する過変調モードで動作することを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記搬送波生成部は、前記変調率の閾値に対応する周波数よりも高い周波数領域で再起動した際の再起動期間において、前記第１の搬送波と前記第２の搬送波との切換えを行うことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記搬送波生成部は、前記変調率の閾値に対応する周波数よりも高い周波数領域でノッチオフした際のノッチオフ期間において、前記第１の搬送波と前記第２の搬送波との切換えを行うことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 前記第１の搬送波は前記変調波に対して同期し、前記第２の搬送波は前記変調波に対して非同期であることを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
  5. 前記第１の搬送波および前記第２の搬送波の何れも前記変調波に対して同期していることを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
  6. 前記変調波生成部は、前記出力電圧指令の１周期を基本波とする変調波を生成することを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
  7. 前記閾値は、π／４未満の値であることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 前記変調波生成部は、前記出力電圧指令の１周期を基本波として含み、当該基本波の３ｎ（ｎは正の整数）次高調波を重畳させた変調波を生成することを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
  9. 前記閾値は、π／√(１２)未満の値であることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 前記出力電圧指令の変調率が閾値未満の場合に出力されている前記第２の搬送波は非同期で出力され、前記変調率が閾値未満の状態が維持され、且つ、前記出力電圧指令の周波数が閾値以上の場合に前記第２の搬送波を前記出力電圧指令に同期して出力することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  11. 前記出力電圧指令の変調率が閾値未満の場合に出力されている前記第２の搬送波は非同期で出力され、前記変調率が閾値以上になった場合でも、前記出力電圧指令の周波数が閾値未満のときには、前記第１の搬送波を非同期で出力することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  12. 再起動時およびノッチオフ時のうちの少なくとも一つの場合に、搬送波１周期のパルス数を設定値に固定したモード変更を行うことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  13. 前記電力変換部に具備されるスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されることを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
  14. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
  15. 請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置と、
    前記電力変換装置への入力電力を生成する入力回路と、
    前記電力変換装置によって駆動される電動機と、
    を備えたことを特徴とする車両駆動システム。
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