CN117616678A - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

电力变换装置(100)具备转换器(3)、逆变器(5)、对它们进行控制的控制电路(7)。控制电路(7)基于第一载波(Scr2)生成对转换器(3)进行控制的第一控制信号(s3)，基于具有与第一载波(Scr2)不同的频率及相位的第二载波(Scr3)生成对逆变器(5)进行控制的第二控制信号(s5)。第一载波(Scr2)的频率(fsw2)与第二载波(Scr3)的频率(fsw3)具有基于在转换器(3)与逆变器(5)之间连接的电容器(4)的电流的预先决定的关系。

Description

电力变换装置
技术领域
本申请涉及一种电力变换装置。
背景技术
在专利文献1中公开了具备以下部件的电力变换系统：转换器，将三相的交流电力变换为直流电力；逆变器，将直流电力变换为三相的交流电力；平滑电容器，连接于转换器与逆变器之间；带相位差的载波产生单元。专利文献1的电力变换系统使用带相位差的载波产生单元，使得用于对作为一方的变换器的转换器进行PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)控制的载波(carrier wave)与用于对作为另一方的变换器的逆变器进行PWM控制的载波之间具有规定的相位差Δ来进行动作，由此降低流过平滑电容器的电流，降低平滑电容器的容量。
专利文献1：日本特开2006-288035号公报(图1、图2)
发明内容
发明要解决的问题
专利文献1的电力变换系统以相同的频率的载波进行动作，因此可知在2个变换器为不同调制方式的情况下，无法充分地降低流入平滑电容器的2个变换器即转换器及逆变器的载波纹波电流。
本申请说明书所公开的技术的目的在于，在具备不同的调制方式的2个变换器的电力变换装置中，高效地降低流入配置于2个变换器之间的电容器的载波纹波电流。
用于解决问题的方案
本申请说明书所公开的一例的电力变换装置将基于从交流电源输入的第一交流电力变换得到的第二交流电力供给到负载。电力变换装置具备：转换器，将从交流电源输入的第一交流电力变换为直流电力；逆变器，将从转换器输出的直流电力变换为第二交流电力；电容器，连接于传输直流电力的高电位侧布线及低电位侧布线；以及控制电路，对转换器及逆变器进行控制。控制电路具备：转换器控制电路，基于第一载波，生成对转换器中的多个开关元件进行控制的第一控制信号；逆变器控制电路，基于具有与第一载波不同的频率及相位的第二载波，生成调制方式与第一控制信号不同、并且对逆变器中的多个开关元件进行控制的第二控制信号；以及载波生成电路，生成第一载波和第二载波。第一载波的频率与第二载波的频率具有基于流入电容器的电流或从电容器流出的电流的预先决定的关系。
发明的效果
本申请说明书所公开的一例的电力变换装置利用调制方式、频率、相位不同、且频率具有预先决定的关系的第一控制信号、第二控制信号，对转换器及逆变器进行控制，因此能够高效地降低流入电容器的载波纹波电流。
附图说明
图1是表示实施方式1所涉及的电力变换装置的结构的图。
图2是表示图1的转换器的结构的图。
图3是表示图1的逆变器的结构的图。
图4是表示图1的控制电路的结构的图。
图5是表示图4的转换器控制电路的结构的图。
图6是表示图4的逆变器控制电路的结构的图。
图7是表示图4的载波相位运算电路的结构的图。
图8是表示图7的相位检测器的结构的图。
图9是表示图4的载波生成电路的第一例的结构的图。
图10是表示图4的载波生成电路的第二例的结构的图。
图11是表示由图5的转换器控制电路生成的占空比信号的第一例的图。
图12是表示由图5的转换器控制电路生成的占空比信号的第二例的图。
图13是表示由图5的转换器控制电路生成的占空比信号的第三例的图。
图14是表示由图6的逆变器控制电路生成的占空比信号的第一例的图。
图15是表示由图6的逆变器控制电路生成的占空比信号的第二例的图。
图16是说明流过图1的电容器的电流的图。
图17是表示图16的电容器电流中的二相调制方式的频率分量的图。
图18是表示图16的电容器电流中的三相调制方式的频率分量的图。
图19是表示实施方式1所涉及的调整频率的第一例的图。
图20是表示实施方式1所涉及的调整频率的第二例的图。
图21是表示比较例的电力变换装置中的电容器电流的频率分量的图。
图22是表示实施方式1所涉及的电力变换装置中的电容器电流的频率分量的图。
图23是表示图9、图10的频率生成电路的其它例的图。
图24是表示实施方式2所涉及的电力变换装置的结构的图。
图25是表示图24的控制电路的结构的图。
图26是表示图25的载波生成电路的第一例的结构的图。
图27是表示图25的载波生成电路的第二例的结构的图。
图28是表示图26、图27的频率生成电路的其它例的图。
图29是表示由图25的转换器控制电路生成的占空比信号的图。
图30是表示由图25的逆变器控制电路生成的占空比信号的图。
图31是表示实施方式3所涉及的电力变换装置的结构的图。
图32是表示图31的控制电路的结构的图。
图33是表示图32的载波相位运算电路的动作的流程图。
图34是表示实施方式4所涉及的电力变换装置的结构的图。
图35是表示图34的控制电路的结构的图。
图36是表示图34的转换器控制电路的结构的图。
图37是表示图34的逆变器控制电路的结构的图。
图38是表示实施方式4所涉及的电力变换装置中的电容器电流的频率分量的图。
图39是表示实施方式5所涉及的电力变换装置的结构的图。
图40是表示实施方式5所涉及的其它电力变换装置的结构的图。
图41是表示实现控制电路的功能的其它硬件结构例的图。
(附图标记说明)
1：交流电源；3、3a、3b：转换器；4、4a、4b：电容器；5、5a、5b：逆变器；6：电动机(负载)；7：控制电路；8：转换器控制电路；9：逆变器控制电路；10：载波相位运算电路；11：载波生成电路；19、19a、19b：相位检测器；20：相位差运算器；28：转换器控制电路；29：逆变器控制电路；30：无功电流运算器；31：无功电流运算器；45p：高电位侧布线；45n：低电位侧布线；65p：高电位侧布线；65n：低电位侧布线；100：电力变换装置；fin：频率；fm：驱动频率；fsw0：基准频率；fsw2：载波频率；fsw3：载波频率；i3：输出电流；i3e：电流有效值；i5：输入电流；i5e：电流有效值；ic：电容器电流；id3*：d轴电流指令值；id5*：d轴电流指令值；Q3a、Q3b、Q3c、Q3d、Q3e、Q3f：开关元件；Q5a、Q5b、Q5c、Q5d、Q5e、Q5f：开关元件、s3、s3a、s3b、s3c、s3d、s3e、s3f：控制信号；s5、s5a、s5b、s5c、s5d、s5e、s5f：控制信号；Scr2：载波；Scr3：载波；θ3s：相位；θ5s：相位；θdef：载波相位差。
具体实施方式
实施方式1.
图1是表示实施方式1所涉及的电力变换装置的结构的图。图2是表示图1的转换器的结构的图，图3是表示图1的逆变器的结构的图。图4是表示图1的控制电路的结构的图，图5是表示图4的转换器控制电路的结构的图。图6是表示图4的逆变器控制电路的结构的图，图7是表示图4的载波相位运算电路的结构的图。图8是表示图7的相位检测器的结构的图。图9、图10分别是表示图4的载波生成电路的第一例、第二例的结构的图。图11、图12、图13分别是表示由图5的转换器控制电路生成的占空比信号的第一例、第二例、第三例的图。图14、图15分别是表示由图6的逆变器控制电路生成的占空比信号的第一例、第二例的图。图16是说明流过图1的电容器的电流的图。图17、图18分别是表示图16的电容器电流中的二相调制方式、三相调制方式的频率分量的图。图19、图20分别是表示实施方式1所涉及的调整频率的第一例、第二例的图。图21是表示比较例的电力变换装置中的电容器电流的频率分量的图，图22是表示实施方式1所涉及的电力变换装置中的电容器电流的频率分量的图。图23是表示图9、图10的频率生成电路的其它例的图。图1所示的一例的电力变换装置100是将基于从交流电源1输入的第一交流电力变换得到的第二交流电力供给到作为负载的电动机6的电力变换装置。电力变换装置100具备：主电路90，将基于从交流电源1输入的第一交流电力变换得到的第二交流电力供给到作为负载的电动机6；控制电路7，对主电路90进行控制；电压检测器48a、48b、48c、48d，检测主电路90的电压；电流检测器49a、49b、49c、49d、49e、49f、49g、49h，检测主电路90的电流；检测器39，检测电动机6的相位th、速度ω等状态信息。
主电路90具备：电力线51，传输作为从三相的交流电源1输出的交流电力的第一交流电力；电抗器2，插入于三相的电力线51；转换器3，将第一交流电力变换为直流电力；高电位侧布线45p及低电位侧布线45n，传输从转换器3输出的直流电力；逆变器5，将从转换器3输出的直流电力变换为作为预先决定的任意的频率的交流电力的第二交流电力；电力线52，将从逆变器5输出的第二交流电力传输到作为负载的电动机6；电容器4，连接于高电位侧布线45p及低电位侧布线45n。三相的电力线51具备r相的电力线51r、s相的电力线51s、t相的电力线51t。三相的电力线52具备u相的电力线52u、v相的电力线52v、w相的电力线52w。电抗器2用于限制在三相的电力线51中流动的三相的交流电流，分别插入于r相、s相、t相的电力线51r、51s、51t。
转换器3具备3个将2个开关元件即2个臂在高电位侧布线71p与低电位侧布线71n之间串联连接而成的支路，三相的电力线51的各相在各支路的中点(连接点)处连接。转换器3的各支路的中点经由电力线51连接于交流电源1的各相。转换器3例如由IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor、绝缘栅型双极晶体管)等晶体管Tr以及与该晶体管Tr反并联连接的续流二极管d这两个电力变换元件构成1个臂。图2所示的转换器3具备6个臂即6个开关元件Q3a～Q3f。将开关元件Q3a和开关元件Q3b串联连接来构成的支路在该2个开关元件Q3a、Q3b之间具有被输入交流电力的交流输入端子41r。将开关元件Q3c和开关元件Q3d串联连接来构成的支路在该2个开关元件Q3c、Q3d之间具有被输入交流电力的交流输入端子41s。将开关元件Q3e和开关元件Q3f串联连接来构成的支路在该2个开关元件Q3e、Q3f之间具有被输入交流电力的交流输入端子41t。适应性地，关于转换器3中的开关元件的符号，总括性地使用Q3，在区分的情况下使用Q3a～Q3f。
开关元件Q3a的栅极连接于被输入控制信号s3a的控制端子46a，开关元件Q3b的栅极连接于被输入控制信号s3b的控制端子46b。同样地，开关元件Q3c的栅极连接于被输入控制信号s3c的控制端子46c，开关元件Q3d的栅极连接于被输入控制信号s3d的控制端子46d。开关元件Q3e的栅极连接于被输入控制信号s3e的控制端子46e，开关元件Q3f的栅极连接于被输入控制信号s3f的控制端子46f。转换器3具备输出直流电力的直流输出端子42p、42n。高电位侧布线71p经由直流输出端子42p连接于高电位侧布线45p，低电位侧布线71n经由直流输出端子42n连接于低电位侧布线45n。关于转换器3中的控制信号的符号，括性地使用s3，在区分的情况下使用s3a～s3f。
逆变器5具备3个将2个开关元件即2个臂在高电位侧布线72p和低电位侧布线72n之间串联连接而成的支路，三相的电力线52的各相在各支路的中点处连接。逆变器5的各支路的中点经由电力线52连接于电动机6的各相。逆变器5例如由IGBT等晶体管Tr以及与该晶体管Tr反并联连接的续流二极管d这两个电力变换元件构成1个臂。图3所示的逆变器5具备6个臂即6个开关元件Q5a～Q5f。将开关元件Q5a和开关元件Q3b串联连接来构成的支路在该2个开关元件Q5a、Q5b之间具有输出交流电力的交流输出端子44u。将开关元件Q5c和开关元件Q5d串联连接来构成的支路在该2个开关元件Q5c、Q5d之间具有输出交流电力的交流输出端子44v。将开关元件Q5e和开关元件Q5f串联连接来构成的支路在该2个开关元件Q5e、Q5f之间具有输出交流电力的交流输出端子44w。适应性地，关于逆变器5中的开关元件的符号，总括性地使用Q5，在区分的情况下使用Q5a～Q5f。
开关元件Q5a的栅极连接于被输入控制信号s5a的控制端子47a，开关元件Q5b的栅极连接于被输入控制信号s5b的控制端子47b。同样地，开关元件Q5c的栅极连接于被输入控制信号s5c的控制端子47c，开关元件Q5d的栅极连接于被输入控制信号s5d的控制端子47d。开关元件Q5e的栅极连接于被输入控制信号s5e的控制端子47e，开关元件Q5f的栅极连接于被输入控制信号s5f的控制端子47f。逆变器5具备输入直流电力的直流输入端子43p、43n。高电位侧布线72p经由直流输入端子43p连接于高电位侧布线45p，低电位侧布线72n经由直流输入端子43n连接于低电位侧布线45n。关于逆变器5中的控制信号的符号，括性地使用s5，在区分的情况下使用s5a～s5f。
电容器4用于使从转换器3输出的直流电力平滑。关于电容器4，能够使用铝电解电容器、薄膜电容器等，既可以以单体使用，也可以以串联或/和并联的结构使用多个。在转换器3、逆变器5中使用的开关元件Q3a～Q3f、Q5a～Q5f不限于反并联连接有续流二极管d的IGBT。关于开关元件Q3a～Q3f、Q5a～Q5f，能够使用在源极、漏极间反并联连接有续流二极管d的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、共源共栅型的GaN-HEMT(Gallium Nitride-High MobilityTransistor：氮化镓高迁移率晶体管)等。另外，关于续流二极管d，既可以使用内置于IGBT、MOSFET、GaN-HEMT的二极管，也可以是以外置方式另外设置二极管。
电动机6是通过从逆变器5输出的三相的交流电力进行旋转的负载，既可以是同步电机，也可以是感应电机。控制电路7基于被输入的电压、电流、电动机6的状态信息、从上级的控制装置输入的指令值，生成转换器3的控制信号s3和逆变器5的控制信号s5，来对电力变换装置100的主电路90进行控制。输入到控制电路7的电流是从三相的交流电源1输入到主电路90的交流电力中的各相的输入电流ir、is、it、转换器3的输出电流i3、逆变器5的输入电流i5、输出到电动机6的交流电力中的各相的输出电流iu、iv、iw。关于输入电流ir、is、it，分别由电流检测器49a、49b、49c进行检测。关于转换器3的输出电流i3、逆变器5的输入电流i5，分别由电流检测器49d、49e进行检测。关于输出电流iu、iv、iw，分别由电流检测器49f、49g、49h进行检测。
输入到控制电路7的电压是从三相的交流电源1输入到主电路90的输入电压vrs、vst、vtr、电容器4的直流电压Vdc。关于输入电压vrs、vst、vtr，分别由电压检测器48a、48b、48c进行检测。关于直流电压Vdc，由电压检测器48d进行检测。
此外，关于从三相的交流电源1输入的输入电压即电力线51的线间电压、三相的交流电源1的输出电流即电力线51的相电流、输入到电动机6的输入电流即电力线52的相电流，也不需要检测三相的全部，也可以检测其中的二相并在控制电路7内运算第三相。在该情况下，虽然控制的稳定性下降，但是能够减少检测器的数量。
实施方式1的电力变换装置100是以二相调制方式对转换器3进行驱动、且以三相调制方式对逆变器5进行驱动的例子。控制电路7具备转换器控制电路8、逆变器控制电路9、载波相位运算电路10、载波生成电路11。
转换器控制电路8基于从三相的交流电源1输入的输入电压vrs、vst、vtr、输入电流ir、is、it的检测值、电容器4的直流电压Vdc的检测值、直流电压指令值Vdc*、d轴电流指令值id3*，进行交流输入电流的高功率因素控制，生成向转换器3的开关元件Q3a～Q3f的栅极输出的控制信号s3。转换器控制电路8利用控制信号s3进行转换器3的PWM控制。稍后叙述转换器控制电路8的结构、动作的详情。
逆变器控制电路9基于输出到电动机6的输出电流iu、iv、iw、作为电动机6的状态信息的相位th、速度ω的检测值、速度指令值ω*、d轴电流指令值id5*，生成向逆变器5的开关元件Q5a～Q5f的栅极输出的控制信号s5。逆变器控制电路9利用控制信号s5进行逆变器5的PWM控制。稍后叙述逆变器控制电路9的结构、动作的详情。
载波相位运算电路10运算用于生成转换器3的控制信号s3的第一载波与用于生成逆变器5的控制信号s5的第二载波的相位差即载波相位差θdef。更具体地说，载波相位运算电路10基于转换器3的输出电流i3的检测值、逆变器5的输入电流i5的检测值、预先决定的基准频率fsw0，运算因PWM控制所产生的转换器侧的载波纹波电流中的相位与因PWM控制所产生的逆变器侧的载波纹波电流中的相位的相位差即载波相位差θdef。在转换器3的输出电流i3中包含有转换器3的载波纹波电流，在逆变器5的输入电流i5中包含有逆变器5的载波纹波电流。
载波生成电路11基于载波纹波电流的载波相位差θdef、基准频率fsw0、输入侧的频率即交流电源1的频率fin，生成二相调制方式的载波Scr2和三相调制方式的载波Scr3。稍后叙述载波生成电路11的结构、动作的详情。
接着，说明实施方式1的电力变换装置100的动作。电力变换装置100一边用转换器3将从三相的交流电源1输入的交流电流即输入电流ir、is、it控制为高功率因素一边将电容器4的直流电压Vdc升压为期望的值，用逆变器5变换为具有任意且期望的频率的交流电力来使作为负载的电动机6动作。在此，说明电力变换装置100利用交流电流即输出电流iu、iv、iw使电动机6动作的例子。
使用图5说明转换器控制电路8的动作。转换器控制电路8具备PLL(Phase LockedLoop：锁相环)运算器12、dq变换器13、dq逆变换器14、载波比较器15、栅极驱动电路35、加减法器53a、53b、53c、运算器54a、54b、54c。PLL运算器12根据三相的交流电源1的输入电压vrs、vst、vtr的检测值，运算与交流波形同步的相位信息θi。利用加减法器53a、运算器54a对直流电压Vdc与直流电压指令值Vdc*的差分进行PI(Proportional Integral：比例积分)控制，由此生成用于将直流电压Vdc控制为直流电压指令值Vdc*的指令值(运算器54a的输出)。dq变换器13通过使用相位信息θi对从三相的交流电源1输入的输入电流ir、is、it进行dq变换，生成作为有功电流分量的q轴电流iq3和作为无功电流分量的d轴电流id3。
利用加减法器53b、PI运算器54b进行PI控制以使q轴电流iq3跟随从运算器54a输出的指令值，由此生成q轴信号si1。为了将来自三相的交流电源1的输入电流ir、is、it控制为高功率因素，利用加减法器53c、运算器54c进行PI控制以使d轴电流id3跟随基本上为零的d轴电流指令值id3*，由此生成d轴信号si2。dq逆变换器14基于相位信息θi、q轴信号si1、d轴信号si2生成占空比信号Dur、Dus、Dut。利用载波比较器15将占空比信号Dur、Dus、Dut与从载波输入端子37输入的二相调制方式的载波Scr2进行比较，由此生成进行PWM控制的数字的控制信号s3p。栅极驱动电路35根据数字的控制信号s3p生成模拟的控制信号s3。
关于二相调制方式的占空比信号Dur、Dus、Dut，能够应用图11～图13所示的信号。图11所示的占空比信号Dur、Dus、Dut的第一例是所谓的上下附着信号(top/bottom attachsignals)。图12所示的占空比信号Dur、Dus、Dut的第二例是所谓的下附着信号(bottomattach signals)。图13所示的占空比信号Dur、Dus、Dut的第三例是所谓的上附着信号(topattach signals)。在图11、图12、图13中，纵轴是电压，横轴是相位。
此外，图5的转换器控制电路8中所示的运算器54a、54b、54c不限于进行PI控制，也可以进行P(Proportional)控制、I(Integral)控制、PID(Proportional IntegralDifferential：比例积分微分)控制。
使用图6说明逆变器控制电路9的动作。逆变器控制电路9具备dq变换器16、dq逆变换器17、载波比较器18、栅极驱动电路36、加减法器53d、53e、53f、运算器54d、54e、54f。利用加减法器53d、运算器54d对电动机6的速度ω与速度指令值ω*的差分进行PI控制，由此生成用于将速度ω跟随控制为速度指令值ω*的指令值(运算器54d的输出)。dq变换器16通过使用电动机6的相位th对输出给电动机6的输出电流iu、iv、iw进行dq变换，生成作为有功电流分量的q轴电流iq5和作为无功电流分量的d轴电流id5。
为了将输出到电动机6的输出电流iu、iv、iw控制为高功率因素，利用加减法器53f、PI运算器54f进行PI控制以使d轴电流id5跟随基本上为零的d轴电流指令值id5*，由此生成d轴信号si4。利用加减法器53e、PI运算器54e进行PI控制以使q轴电流iq5跟随从运算器54d输出的指令值，由此生成q轴信号si3。dq逆变换器17基于电动机6的相位th、q轴信号si3、d轴信号si4生成占空比信号Duu、Duv、Duw。利用载波比较器18将占空比信号Duu、Duv、Duw与从载波输入端子38输入的三相调制方式的载波Scr3进行比较，由此生成进行PWM控制的数字的控制信号s5p。栅极驱动电路36根据数字的控制信号s5p生成模拟的控制信号s5。逆变器控制电路9基于具有与二相调制方式的载波Scr2不同的频率及相位的三相调制方式的载波Scr3，生成调制方式与控制信号s3不同、并且对逆变器5中的多个开关元件Q5a～Q5f进行控制的控制信号s5。
关于三相调制方式的占空比信号Duu、Duv、Duw，能够应用图14、图15所示的信号。图14所示的占空比信号Duu、Duv、Duw的第一例是正弦波的信号。图12所示的占空比信号Duu、Duv、Duw的第二例是3次叠加波的信号。在图14、图15中，纵轴是电压，横轴是相位。
此外，图6的逆变器控制电路9中所示的运算器54d、54e、54f不限于进行PI控制，也可以进行P控制、I控制、PID控制。
使用图7、图8说明载波相位运算电路10的动作。载波相位运算电路10具备：相位检测器19a，基于转换器3的输出电流i3和基准频率fsw0，检测转换器3侧的电流即输出电流i3中的基准频率fsw0分量的相位即相位θ3s；相位检测器19b，基于逆变器5的输入电流i5和基准频率fsw0，检测逆变器5侧的电流即输入电流i5中的基准频率fsw0分量的相位即相位θ5s；相位差运算器20，运算相位θ3s与相位θ5s的相位差即载波相位差θdef。
相位检测器19a、19b例如是图8所示的相位检测器19。图8所示的相位检测器19生成从端子57b输入的基准频率fsw0的正弦波及余弦波，通过将它们与使用BPF(Band PassFilter：带通滤波器)对从端子57a输入的电流进行频带限制后的fsw0的频率分量相乘，提取期望的频率分量的正弦波分量和余弦波分量。通过运算它们的反正切，来运算被输入的电流的相位。详细说明相位检测器19的结构。相位检测器19具备滤波器55a、55b、55c、运算器56a、56b、56c、56d、56e。滤波器55a是BPF，滤波器55b、55c是LPF(Low Pass Filter：低通滤波器)。运算器56a运算正弦波分量，运算器56b运算余弦波分量。运算器56c、56d将2个输入相乘。运算器56e根据正弦波分量和余弦波分量运算反正切，从端子57c输出相位。
对于相位检测器19a，分别从端子57a、57b输入输出电流i3、基准频率fsw0，从端子57c输出输出电流i3中的基准频率fsw0分量的相位θ3s。对于相位检测器19b，分别从端子57a、57b输入输入电流i5、基准频率fsw0，从端子57c输出输入电流i5中的基准频率fsw0分量的相位θ5s。
关于输入电流i5、输出电流i3、电容器电流ic的方向，分别用图16所示的箭头的方向表示。另外，关于载波相位差θdef的导出，不限定于图7所示的电路。例如，也可以通过安装相位差检测的IC(Integrated Circuit：集成电路)来进行检测。另外，关于载波相位差θdef的运算，既可以通过硬件来执行，也可以通过软件来执行。并且，也可以事先内置与负载条件相应的相位差数据的表，通过每次读出表的数据来得到载波相位差θdef。
使用图9、图10、图17～图20、图23说明载波生成电路11的动作。载波生成电路11如前所述那样基于载波纹波电流的载波相位差θdef、基准频率fsw0、输入侧的频率即交流电源1的频率fin，生成二相调制方式的载波Scr2和三相调制方式的载波Scr3。二相调制方式的载波Scr2中的载波频率fsw2与三相调制方式的载波Scr3中的载波频率fsw3具有基于流入电容器4的电流或从电容器4流出的电流即电容器电流ic的预先决定的关系。在载波频率fsw2与载波频率fsw3的关系满足式(1)、式(2)的情况下，与如专利文献1的电力变换系统那样的以相同的频率的载波使不同的调制方式的转换器、逆变器动作的比较例相比，能够充分地抑制流入电容器4的载波纹波电流。
fsw2＝2×fsw3+3×fin···(1)
fsw2＝2×fsw3-3×fin···(2)
通过满足式(1)或式(2)，能够使二相调制方式的载波纹波电流中的最大的频率分量与三相调制方式的载波纹波电流中的最大的频率分量匹配。图17中示出二相调制方式中的输入到电容器4或从电容器4输出的电流即电容器电流ic中的FFT(Fast FourierTransform：快速傅里叶变换)结果的概略。图18中示出三相调制方式中的输入到电容器4或从电容器4输出的电流即电容器电流ic中的FFT结果的概略。在图17、图18中，纵轴是电流，横轴是频率。此外，图17、图18中仅图示了比例高的频率分量。频率f1是fsw0-3×fin，频率f2是fsw0+3×fin。频率f3是2×fsw0，频率f4是3×fsw0-6×fin。频率f5是3×fsw0+6×fin，频率f6是4×fsw0。
在图17中，频率分量81a是直流分量。频率分量81b、81c、81d、81e、81f、81g分别是频率f1、f2、f3、f4、f5、f6的分量。在二相调制方式中，频率分量81b、81c是最大的频率分量。在图18中，频率分量82a是直流分量。频率分量82b、82c、82d、82e、82f、82g分别是频率f1、f2、f3、f4、f5、f6的分量。在三相调制方式中，频率分量82d是最大的频率分量。
图19中示出用于使二相调制方式中的频率分量81b的频率与三相调制方式中的频率分量82d的频率一致的调整频率fad。图20中示出用于使二相调制方式中的频率分量81c的频率与三相调制方式中的频率分量82d的频率一致的调整频率fad。用式(3)表示图19中的调整频率fad，用式(4)表示图20中的调整频率fad。
fad＝fsw0+3×fin···(3)
fad＝fsw0-3×fin···(4)
考虑利用下面所示的式(5)调整二相调制方式的载波频率fsw2的情况。
fsw2＝fsw3+fad···(5)
在此，在将基准频率fsw0设为载波频率fsw3的情况下，根据式(5)和式(3)得到式(1)，根据式(5)和式(4)得到式(2)。
如图17、图18所示，在二相调制方式和三相调制方式中，最大的频率分量在不同的频率下产生。考虑在调制方式不同的转换器3、逆变器5中以相同的载波频率进行驱动的比较例。在该情况下，由于如图17、图18所示那样最大的频率分量不同，因此即使用基于相同的载波频率的控制信号对转换器3及逆变器5进行驱动、且使转换器3与逆变器5之间的电流即高电位侧布线45p中的电流或低电位侧布线45n中的转换器3侧的电流与逆变器5侧的电流的相位匹配，也无法使最大的频率分量匹配，无法充分地降低输入到电容器4或从电容器4输出的电流。即，在用基于相同的载波频率的控制信号对转换器3及逆变器5进行驱动的情况下，无法充分地降低转换器3及逆变器5的载波纹波电流。
实施方式1的电力变换装置100具备调制方式不同的转换器3、逆变器5，二相调制方式的载波Scr2中的载波频率fsw2与三相调制方式的载波Scr3中的载波频率fsw3具有如式(1)、式(2)那样的预先决定的关系，因此通过使转换器3侧的电流与逆变器5侧的电流的相位匹配，能够充分地降低转换器3及逆变器5的载波纹波电流。此外，转换器3侧的电流和逆变器5侧的电流的相位调整是为了使彼此的最大的频率分量在同一时刻一致而进行的。通过转换器3侧的电流和逆变器5侧的电流的相位调整所产生的载波纹波电流的降低效果随着与用式(1)、式(2)计算的计算值的频率差变大而变小。
图9中示出将逆变器5的载波频率fsw3设为基准频率fsw0、且转换器3的载波频率fsw2满足式(1)的情况下的载波生成电路11。图9所示的载波生成电路11具备频率生成电路33、载波信号生成器21、相位延迟器22。频率生成电路33基于基准频率fsw0、三相的交流电源1的频率fin生成载波频率fsw2、fsw3。载波信号生成器21生成频率为载波频率fsw3、且作为锯齿波形或三角波形的信号的载波Scr3。另外，载波信号生成器21生成载波频率fsw2、且作为锯齿波形或三角波形的信号的相位调整前的载波Scr2p。相位延迟器22对相位调整前的载波Scr2p附加载波相位差θdef来生成相位调整后的载波Scr2。
图9所示的频率生成电路33具备运算器58a、58b、58c。运算器58a使输入信号为2倍。运算器58b使输入信号为3倍。运算器58c将2个输入信号相加。
图10中示出将逆变器5的载波频率fsw3设为基准频率fsw0、且转换器3的载波频率fsw2满足式(2)的情况下的载波生成电路11。图10所示的载波生成电路11相对于图9所示的载波生成电路11而言频率生成电路33的电路结构不同。主要说明与图9所示的载波生成电路11不同的部分。图10所示的频率生成电路33具备运算器58a、58b、58d。运算器58a使输入信号为2倍。运算器58b使输入信号为3倍。运算器58d从来自运算器58a的输入信号减去来自运算器58b的输入信号。
在图9、图10中示出了将逆变器5的载波频率fsw3设为基准频率fsw0的情况下的频率生成电路33，但是也可以如图23所示那样基准频率fsw0与载波频率fsw3不同。图23所示的其它频率生成电路33相对于图9、图10所示的频率生成电路33而言，在运算器58a的输入侧追加了运算器58e这一点不同。运算器58e被输入fsw3-fs来作为基准频率fsw0，对被输入的基准频率fsw0加上频率fs来生成载波频率fsw3。此外，图23所示的其它频率生成电路33是与式(1)对应的电路。与式(2)对应的电路与图10同样地减去运算器58c的输入中的运算器58b的输出值。即，运算器58c的输入中的运算器58b的输出侧成为“-”的显示。将该情况下的其它频率生成电路33称为减法型电路。式(1)、式(2)表示载波频率fsw2与载波频率fsw3的关系，具备图23所示的频率生成电路33和减法型电路的载波生成电路11也与图9、图10的载波生成电路11同样地，能够生成满足式(1)、式(2)的载波频率fsw2、fsw3。
实施方式1的电力变换装置100利用将载波Scr2输入到转换器控制电路8来生成的控制信号s3对转换器3进行驱动，利用将载波Scr3输入到逆变器控制电路9来生成的控制信号s5对逆变器5进行驱动，由此与如专利文献1的电力变换系统那样的以相同的频率的载波使不同的调制方式的转换器、逆变器动作的比较例相比，能够充分地抑制流入电容器4的载波纹波电流。
使用图21、图22说明实施方式1的电力变换装置100的电容器4的电容器电流ic的降低效果。图22示出实施方式1的电力变换装置100中的电容器4的电容器电流ic的有效值。图21示出比较例的电力变换装置中的电容器4的电容器电流ic的有效值。比较例的电力变换装置是使转换器3用的载波频率fsw2与逆变器5用的载波频率fsw3以相同的载波频率动作的情况下的图1的电力变换装置。在图21、图22中，纵轴是电流[Arms]，横轴是频率[kHz]。比较例的电力变换装置中的电容器4的电容器电流ic的有效值为5.74[Arms]。实施方式1的电力变换装置100中的电容器4的电容器电流ic的有效值为4.68[Arms]。
从图21、图22能够确认出，实施方式1的电力变换装置100利用调制方式、频率、相位不同、且频率具有预先决定的关系的控制信号s3、控制信号s5对转换器3及逆变器5进行控制，由此能够降低电容器4的电容器电流ic。实施方式1的电力变换装置100能够降低电容器4的电容器电流ic，能够抑制电容器4的发热，能够使用与比较例的电力变换装置相比小型的电容器4。
如以上那样，实施方式1的电力变换装置100将基于从交流电源1输入的第一交流电力变换得到的第二交流电力供给到负载(电动机6)。电力变换装置100具备：转换器3，将从交流电源1输入的第一交流电力变换为直流电力；逆变器5，将从转换器3输出的直流电力变换为第二交流电力；电容器4，连接于传输直流电力的高电位侧布线45p及低电位侧布线45n；以及控制电路7，对转换器3及逆变器5进行控制。控制电路7具备：转换器控制电路8，基于第一载波(载波Scr2)，生成对转换器3中的多个开关元件Q3a、Q3b、Q3c、Q3d、Q3e、Q3f进行控制的第一控制信号(控制信号s3)；逆变器控制电路9，基于具有与第一载波(载波Scr2)不同的频率及相位的第二载波(载波Scr3)，生成调制方式与第一控制信号(控制信号s3)不同、并且对逆变器5中的多个开关元件Q5a、Q5b、Q5c、Q5d、Q5e、Q5f进行控制的第二控制信号(控制信号s5)；以及载波生成电路11，生成第一载波(载波Scr2)和第二载波(载波Scr3)。第一载波(载波Scr2)的频率(载波频率fsw2)与第二载波(载波Scr3)的频率(载波频率fsw3)具有基于流入电容器4的电流或从电容器4流出的电流的预先决定的关系。实施方式1的电力变换装置100通过该结构，利用调制方式、频率、相位不同、且频率具有预先决定的关系的第一控制信号(控制信号s3)、第二控制信号(控制信号s5)对转换器3及逆变器5进行控制，因此能够高效地降低流入电容器4的载波纹波电流。
实施方式2.
图24是表示实施方式2所涉及的电力变换装置的结构的图，图25是表示图24的控制电路的结构的图。图26、图27分别是表示图25的载波生成电路的第一例、第二例的结构的图。图28是表示图26、图27的频率生成电路的其它例的图。图29是表示由图25的转换器控制电路生成的占空比信号的图，图30是表示由图25的逆变器控制电路生成的占空比信号的图。实施方式2的电力变换装置100以三相调制方式对转换器3进行控制，以二相调制方式对逆变器5进行控制，在这一点上不同于实施方式1的电力变换装置100。更具体地说，在实施方式2的电力变换装置100中，控制电路7具备将二相调制方式的载波Scr2输出到逆变器控制电路9、且将三相调制方式的载波Scr3输出到转换器控制电路8的载波生成电路24，在这一点上不同于实施方式1的电力变换装置100。主要说明与实施方式1的电力变换装置100不同的部分。
控制电路7具备转换器控制电路8、逆变器控制电路9、载波相位运算电路10、载波生成电路24。载波生成电路24基于载波纹波电流的载波相位差θdef、基准频率fsw0、输出侧的频率即电动机6的驱动频率fm，生成二相调制方式的载波Scr2和三相调制方式的载波Scr3。二相调制方式的载波Scr2中的载波频率fsw2与三相调制方式的载波Scr3中的载波频率fsw3具有基于流入电容器4的电流或从电容器4流出的电流即电容器电流ic的预先决定的关系。在载波频率fsw2与载波频率fsw3的关系满足式(6)、式(7)的情况下，与实施方式1的电力变换装置100同样地，与如专利文献1的电力变换系统那样的以相同的频率的载波使不同的调制方式的转换器、逆变器动作的比较例相比，能够充分地抑制流入电容器4的载波纹波电流。
fsw2＝2×fsw3+3×fm···(6)
fsw2＝2×fsw3-3×fm···(7)
式(6)、式(7)的导出方法与实施方式1中的式(1)、式(2)的导出方法同样。将实施方式1中的频率fin置换为驱动频率fm即可。
图26中示出将转换器3的载波频率fsw3设为基准频率fsw0、且逆变器5的载波频率fsw2满足式(6)的情况下的载波生成电路24。图26所示的载波生成电路24具备频率生成电路33、载波信号生成器21、相位延迟器22。频率生成电路33基于基准频率fsw0、电动机6的驱动频率fm生成载波频率fsw2、fsw3。载波信号生成器21生成频率为载波频率fsw3、且作为锯齿波形或三角波形的信号的载波Scr3。另外，载波信号生成器21生成载波频率fsw2、且作为锯齿波形或三角波形的信号的相位调整前的载波Scr2p。相位延迟器22对相位调整前的载波Scr2p附加载波相位差θdef来生成相位调整后的载波Scr2。图26所示的频率生成电路33被输入驱动频率fm，除此以外与图9所示的频率生成电路33相同。
图27中示出将转换器3的载波频率fsw3设为基准频率fsw0、且逆变器5的载波频率fsw2满足式(7)的情况下的载波生成电路24。图27所示的载波生成电路24相对于图26所示的载波生成电路24而言频率生成电路33的电路结构不同。主要说明与图26所示的载波生成电路24不同的部分。图27所示的频率生成电路33具备运算器58a、58b、58d。图27所示的频率生成电路33被输入驱动频率fm，除此以外与图10所示的频率生成电路33相同。
如在实施方式1中说明的那样，基准频率fsw0也可以与载波频率fsw3不同。图28所示的其它频率生成电路33相对于图26、图27所示的频率生成电路33而言，在运算器58a的输入侧追加了运算器58e这一点不同。运算器58e被输入fsw3-fs来作为基准频率fsw0，对被输入的基准频率fsw0加上频率fs来生成载波频率fsw3。此外，图28所示的其它频率生成电路33是与式(6)对应的电路。与式(7)对应的电路与图27同样地减去运算器58c的输入中的运算器58b的输出值。即，运算器58c的输入中的运算器58b的输出侧成为“-”的显示。将该情况下的其它频率生成电路33称为减法型电路。式(6)、式(7)表示载波频率fsw2与载波频率fsw3的关系，具备图28所示的频率生成电路33和减法型电路的载波生成电路24也与图26、图27的载波生成电路24同样地，能够生成满足式(6)、式(7)的载波频率fsw2、fsw3。
载波生成电路24的转换器控制电路8被输入三相调制方式的载波Scr3，因此dq逆变换器14生成图29所示的三相调制方式的占空比信号Dur、Dus、Dut。此外，占空比信号Dur、Dus、Dut不限于正弦波的信号，也可以是图15所示的3次叠加波的信号。载波比较器15通过将占空比信号Dur、Dus、Dut与从载波输入端子37输入的三相调制方式的载波Scr3进行比较，来生成进行PWM控制的数字的控制信号s3p。栅极驱动电路35根据数字的控制信号s3p生成模拟的控制信号s3。
载波生成电路24的逆变器控制电路9被输入二相调制方式的载波Scr2，因此dq逆变换器17生成图30所示的二相调制方式的占空比信号Duu、Duv、Duw。此外，占空比信号Duu、Duv、Duw不限于所谓的上下附着信号，也可以是图12、图13所示的所谓的下附着信号、所谓的上附着信号。载波比较器18通过将占空比信号Duu、Duv、Duw与从载波输入端子38输入的二相调制方式的载波Scr2进行比较，来生成进行PWM控制的数字的控制信号s5p。栅极驱动电路36根据数字的控制信号s5p生成模拟的控制信号s5。逆变器控制电路9基于具有与三相调制方式的载波Scr3不同的频率及相位的二相调制方式的载波Scr2，生成调制方式与控制信号s3不同、并且对逆变器5中的多个开关元件Q5a～Q5f进行控制的控制信号s5。
实施方式2的电力变换装置100利用将载波Scr3输入到转换器控制电路8来生成的控制信号s3对转换器3进行驱动，利用将载波Scr2输入到逆变器控制电路9来生成的控制信号s5对逆变器5进行驱动，由此与实施方式1的电力变换装置100同样地，与如专利文献1的电力变换系统那样的以相同的频率的载波使不同的调制方式的转换器、逆变器动作的比较例相比，能够充分地抑制流入电容器4的载波纹波电流。
如以上那样，实施方式2的电力变换装置100将基于从交流电源1输入的第一交流电力变换得到的第二交流电力供给到负载(电动机6)。电力变换装置100具备：转换器3，将从交流电源1输入的第一交流电力变换为直流电力；逆变器5，将从转换器3输出的直流电力变换为第二交流电力；电容器4，连接于传输直流电力的高电位侧布线45p及低电位侧布线45n；以及控制电路7，对转换器3及逆变器5进行控制。控制电路7具备：转换器控制电路8，基于第一载波(载波Scr3)，生成对转换器3中的多个开关元件Q3a、Q3b、Q3c、Q3d、Q3e、Q3f进行控制的第一控制信号(控制信号s3)；逆变器控制电路9，基于具有与第一载波(载波Scr3)不同的频率及相位的第二载波(载波Scr2)，生成调制方式与第一控制信号(控制信号s3)不同、并且对逆变器5中的多个开关元件Q5a、Q5b、Q5c、Q5d、Q5e、Q5f进行控制的第二控制信号(控制信号s5)；以及载波生成电路24，生成第一载波(载波Scr3)和第二载波(载波Scr2)。第一载波(载波Scr3)的频率(载波频率fsw3)与第二载波(载波Scr2)的频率(载波频率fsw2)具有基于流入电容器4的电流或从电容器4流出的电流的预先决定的关系。实施方式2的电力变换装置100通过该结构，利用调制方式、频率、相位不同、且频率具有预先决定的关系的第一控制信号(控制信号s3)、第二控制信号(控制信号s5)对转换器3及逆变器5进行控制，因此能够高效地降低流入电容器4的载波纹波电流。
实施方式3.
图31是表示实施方式3所涉及的电力变换装置的结构的图，图32是表示图31的控制电路的结构的图。图33是表示图32的载波相位运算电路的动作的流程图。在实施方式3的电力变换装置100中，控制电路7具备基于由电流检测器49i检测出的电容器电流ic运算载波相位差θdef的载波相位运算电路26，在这一点上不同于实施方式1的电力变换装置100。主要说明与实施方式1的电力变换装置100不同的部分。
实施方式3的电力变换装置100具备电流检测器49i以代替实施方式1的电力变换装置100中的电流检测器49d、49e。实施方式3的控制电路7具备载波相位运算电路26以代替实施方式1的控制电路7中的载波相位运算电路10。使用图32、图33说明载波相位运算电路26的动作。在图33中，示出了载波相位差θdef的单位为度的情况。在载波相位差θdef的单位为弧度的情况下，将步骤S07的“360”替换为2π。
载波相位运算电路26运算使流入电容器4的电流或从电容器4流出的电流即电容器电流ic最小的、用于生成转换器3的控制信号s3的第一载波与用于生成逆变器5的控制信号s5的第二载波的相位差即载波相位差θdef。更具体地说，载波相位运算电路26将每隔一定时间对电容器电流ic进行检测得到的电流检测值In与前次的电流检测值Ib进行比较，使用调整值A、B，以使电容器电流ic最小的方式运算载波相位差θdef。
在步骤S01中，获取每隔一定时间对电容器电流ic进行检测得到的电流检测值In(电流值获取过程)。在步骤S02中，更新调整值A(调整值更新过程)。调整值A是调整前次运算出的载波相位差θdef的调整值。第一次的调整值A使用调整值A的初始值。在步骤S03中，将电流检测值In与前次的电流检测值Ib进行比较，在电流检测值In大于电流检测值Ib的情况下进入步骤S04，在电流检测值In不大于电流检测值Ib的情况下进入步骤S05(电流值比较过程)。第一次的电流检测值Ib例如使用0(零)。在该情况下，在第一次的步骤S03中，判定为电流检测值In大于电流检测值Ib，进入步骤S04。在步骤S04中，对前次的载波相位差θdef加上调整值A，将该值设定为新的载波相位差θdef。对变量Cnt加1，将该值设定为新的变量Cnt。第一次的载波相位差θdef使用初始值θdef0，第一次的变量Cnt使用0(零)。初始值θdef0例如是0(零)。
在步骤S05中，从前次的载波相位差θdef减去调整值A，将该值设定为新的载波相位差θdef。从变量Cnt减1，将该值设定为新的变量Cnt。第一次的载波相位差θdef使用初始值θdef0，第一次的变量Cnt使用0(零)。初始值θdef0例如是0(零)。步骤S04、步骤S05是相位差变更过程。在步骤S06中，在变量Cnt的绝对值大于2的情况下，从调整值A减去调整值B，将该值设定为新的调整值A。在变量Cnt的绝对值为2以下的情况下，对调整值A加上调整值B，将该值设定为新的调整值A。步骤S06是下次的调整值设定过程。
在步骤S06之后，在步骤S07中，在载波相位差θdef大于360的情况下，从载波相位差θdef减去360，将该值设定为新的载波相位差θdef。在载波相位差θdef小于0的情况下，对载波相位差θdef加上360，将该值设定为新的载波相位差θdef。步骤S07是相位差设定过程，被运算为360度以内的值。在执行步骤S07之后，结束第一次的载波相位差θdef。在第二次以后，使用在前次的步骤S04～步骤S07中设定的调整值A、载波相位差θdef，运算新的载波相位差θdef。
在电流检测器49i每隔一定时间输出检测值的情况下，每当电流检测器49i输出检测值时执行步骤S01～步骤S07。在电流检测器49i以比步骤S04～步骤S07的执行时间短的时间输出检测值的情况下，在执行步骤S07之后执行步骤S01。
载波相位运算电路26在电容器4的电容器电流ic远离最小值的情况下以大的变化量调整载波相位差θdef，在电容器电流ic在最小值附近时以小的变化量调整载波相位差θdef。因此，实施方式3的电力变换装置100以使电容器4的电容器电流ic变小的方式对转换器3及逆变器5进行控制，因此能够使电容器电流ic最终成为最小值。
调整值A是相位调整值，调整值B相当于相位调整值的微调整变化值。调整值A、B可以是任意度数。但是，如果将调整值A、B设为小的值，则通过微调整而调整的精度变高，但是需要时间。另一方面，如果将调整值A、B设为大的值，则调整的精度变低，但是能够以短时间降低电容器电流ic。
实施方式3的电力变换装置100与实施方式1的电力变换装置100同样地，利用调制方式、频率、相位不同、且频率具有预先决定的关系的控制信号s3、控制信号s5，对转换器3及逆变器5进行控制，因此起到与实施方式1的电力变换装置100同样的效果。并且，实施方式3的电力变换装置100与实施方式1的电力变换装置100相比能够减少电流检测器的数量，能够廉价地构成。
实施方式4.
图34是表示实施方式4所涉及的电力变换装置的结构的图，图35是表示图34的控制电路的结构的图。图36是表示图34的转换器控制电路的结构的图，图37是表示图34的逆变器控制电路的结构的图。图38是表示实施方式4所涉及的电力变换装置中的电容器电流的频率分量的图。在实施方式4的电力变换装置100中，控制电路7具备根据由电流检测器49d、49e检测出的输出电流i3、输入电流i5生成d轴电流指令值id3*、id5*并生成控制信号s3、s5的转换器控制电路28、逆变器控制电路29，以代替转换器控制电路8、逆变器控制电路9，在这一点上不同于实施方式1的电力变换装置100。主要说明与实施方式1的电力变换装置100不同的部分。
转换器控制电路28在图5的转换器控制电路8中追加了以下部件：有效值运算器59a，运算转换器3侧的电流即输出电流i3的有效值即电流有效值i3e；有效值运算器59b，运算逆变器5侧的电流即输入电流i5的有效值即电流有效值i5e；无功电流运算器30，根据电流有效值i3e、i5e运算d轴电流指令值id3*。逆变器控制电路29在图6的逆变器控制电路9中追加了以下部件：有效值运算器59c，运算转换器3侧的电流即输出电流i3的有效值即电流有效值i3e；有效值运算器59d，运算逆变器5侧的电流即输入电流i5的有效值即电流有效值i5e；无功电流运算器31，根据电流有效值i3e、i5e运算d轴电流指令值id5*。
无功电流运算器30将逆变器5侧的电流的有效值即电流有效值i5e与转换器3侧的电流的有效值即电流有效值i3e进行比较，在电流有效值i5e大于电流有效值i3e的情况下，生成与电流有效值i5e和电流有效值i3e之差相应的第一无功电流指令值即d轴电流指令值id3*。转换器控制电路28使用由无功电流运算器30生成的d轴电流指令值id3*生成控制信号s3，因此输出电流i3的电流量增加，能够降低因逆变器5侧的输入电流i5大于输出电流i3所产生的流入电容器4的载波纹波电流。
无功电流运算器31将逆变器5侧的电流的有效值即电流有效值i5e与转换器3侧的电流的有效值即电流有效值i3e进行比较，在电流有效值i3e大于电流有效值i5e的情况下，即在电流有效值i5e小于电流有效值i3e的情况下，生成与电流有效值i5e和电流有效值i3e之差相应的第二无功电流指令值即d轴电流指令值id5*。逆变器控制电路29使用由无功电流运算器31生成的d轴电流指令值id5*生成控制信号s5，因此输入电流i5的电流量增加，能够降低因转换器3侧的输出电流i3大于输入电流i5所产生的流入电容器4的载波纹波电流。
图38中示出在转换器控制电路28中使输出电流i3中的d轴电流指令值id3*增加时的FFT结果。在图38中，纵轴是电流[Arms]，横轴是频率[kHz]。实施方式4的电力变换装置100中的电容器4的电容器电流ic的有效值为4.42[Arms]。具备转换器控制电路8、逆变器控制电路9的实施方式1的电力变换装置100中的电容器4的电容器电流ic的有效值如上述那样为4.68[Arms]。实施方式4的电力变换装置100与实施方式1的电力变换装置100相比能够降低流入电容器4的载波纹波电流。此外，在逆变器控制电路29中使输入电流i5中的d轴电流指令值id5*增加的情况下，也与实施方式1的电力变换装置100相比能够降低流入电容器4的载波纹波电流。但是，如果将无功电流指令值即d轴电流指令值id3*、id5*增大至所需限度以上，则电流值本身增加，因此需要限制为适当的值。
实施方式4的电力变换装置100与实施方式1的电力变换装置100同样地，利用调制方式、频率、相位不同、且频率具有预先决定的关系的控制信号s3、控制信号s5，对转换器3及逆变器5进行控制，因此起到与实施方式1的电力变换装置100同样的效果。并且，实施方式4的电力变换装置100以使转换器3侧的电流(输出电流i3)、逆变器5侧的电流(输入电流i5)中较小的电流增大的方式使无功电流指令值即d轴电流指令值id3*或d轴电流指令值id5*增加来生成控制信号s3、s5，因此与实施方式1的电力变换装置100相比能够降低流入电容器4的载波纹波电流。
到此为止说明了将实施方式4的转换器控制电路28、逆变器控制电路29应用于实施方式1的电力变换装置100的例子。实施方式4的转换器控制电路28、逆变器控制电路29还能够应用于实施方式2的电力变换装置100、实施方式3的电力变换装置100。
实施方式5.
图39是表示实施方式5所涉及的电力变换装置的结构的图，图40是表示实施方式5所涉及的其它电力变换装置的结构的图。在实施方式5的电力变换装置100中，主电路90将转换器3与逆变器5的组具有2个，这2组并联地构成，在这一点上不同于实施方式1的电力变换装置100。主要说明与实施方式1的电力变换装置100不同的部分。
在图39所示的实施方式5的电力变换装置100中，图1所示的实施方式1的电力变换装置100中的转换器3、逆变器5、电容器4变为转换器3a、逆变器5a、电容器4a，还具备转换器3b、逆变器5b、传输从转换器3b输出的直流电力的高电位侧布线65p及低电位侧布线65n、连接于电位侧布线65p及低电位侧布线65n的电容器4b、连接于三相的电力线51的三相的电力线67、连接于三相的电力线52的三相的电力线67、将高电位侧布线45p与高电位侧布线65p连接的连接布线66p、将低电位侧布线45n与低电位侧布线65n连接的连接布线66n。三相的电力线67具备r相的电力线67r、s相的电力线67s、t相的电力线67t。三相的电力线68具备u相的电力线68u、v相的电力线68v、w相的电力线68w。电力线67的r相、s相、t相连接于对应的电力线51的r相、s相、t相。电力线68的u相、v相、w相连接于对应的电力线68的u相、v相、w相。
转换器3a的控制端子46、转换器3b的控制端子46被输入控制信号s3，逆变器5a的控制端子47、逆变器5b的控制端子47被输入控制信号s5。在图39中，示出了电压检测器48d检测电容器4b的直流电压Vdc、且电流检测器49d、49e检测电容器4a处的转换器3a的输出电流i3、逆变器5a的输入电流i5的例子。此外，也可以由电压检测器48d检测电容器4a的直流电压Vdc，也可以由电流检测器49d、49e检测电容器4b处的转换器3b的输出电流i3、逆变器5b的输入电流i5。
此外，关于从三相的交流电源1输入的输入电压即电力线51的线间电压、三相的交流电源1的输出电流即电力线51的相电流、输入到电动机6的输入电流即电力线52的相电流，也不需要检测三相的全部，也可以检测其中二相并在控制电路7内运算第三相。在该情况下，虽然控制的稳定性下降，但是能够减少检测器的数量。
控制电路7能够应用实施方式1～4的控制电路7。此外，在应用实施方式3的控制电路7的情况下，例如如图40所示，具备检测电容器4a或电容器4b的电容器电流ic的电流检测器49i以代替电流检测器49d、49e，电容器电流ic被输入到控制电路7。此外，在图40中示出了检测电容器4a的电容器电流ic的电流检测器49i。
实施方式5的电力变换装置100相当于实施方式1～4的电力变换装置100中的主电路90为2并联的电力变换装置。实施方式5的电力变换装置100对转换器3a和转换器3b进行相同的控制，对逆变器5a和逆变器5b进行相同的控制。因此，实施方式5的电力变换装置100根据应用的控制电路7的结构成为与实施方式1～4的电力变换装置100相同的动作。因而，实施方式5的电力变换装置100根据应用的控制电路7的结构起到与实施方式1～4的电力变换装置100同样的效果。实施方式5的电力变换装置100即使具备并联连接的转换器、并联连接的逆变器，也能够降低输入到转换器与逆变器的中间级的电容器或从该电容器输出的电流即电容器电流ic，能够抑制电容器的发热，能够使用与上述的比较例的电力变换装置相比小型的电容器。
在图39中，将转换器、逆变器、电容器设为并联，但是即使是将转换器内的开关元件、逆变器内的开关元件、即各相的支路并联的结构，也能够得到同样的效果。并且，并联数也不限于2并联，即使是其以上的并联数也能够得到同样的效果。
此外，关于控制电路7中的下面所示的对象电路，也可以通过图41所示的处理器98、存储器99实现功能。对象电路是除栅极驱动电路35以外的转换器控制电路8、除栅极驱动电路36以外的逆变器控制电路9、载波相位运算电路10、载波生成电路11、载波生成电路24、载波相位运算电路26、除栅极驱动电路35以外的转换器控制电路28、除栅极驱动电路36以外的逆变器控制电路29。图41是表示实现控制电路的功能的其它硬件结构例的图。在该情况下，通过由处理器98执行在存储器99中存储的程序来实现对象电路。另外，也可以使多个处理器98和多个存储器99协作来执行各功能。
此外，本申请记载了各种例示性的实施方式和实施例，但是一个或多个实施方式所记载的各种特征、方式以及功能不限于特定的实施方式的应用，能够单独或以各种组合应用于实施方式。因而，在本申请说明书所公开的技术范围内可设想未例示的无数个变形例。例如包括将至少一个构成要素变形的情况、追加的情况或省略的情况、以及提取至少一个构成要素并与其它实施方式的构成要素组合的情况。

Claims (16)

1.一种电力变换装置，将从第一交流电力变换得到的第二交流电力供给到负载，所述第一交流电力是从交流电源输入的，所述电力变换装置具备：
转换器，将从所述交流电源输入的所述第一交流电力变换为直流电力；
逆变器，将从所述转换器输出的所述直流电力变换为所述第二交流电力；
电容器，连接于传输所述直流电力的高电位侧布线及低电位侧布线；以及
控制电路，对所述转换器及所述逆变器进行控制，
所述控制电路具备：
转换器控制电路，基于第一载波，生成对所述转换器中的多个开关元件进行控制的第一控制信号；
逆变器控制电路，基于具有与所述第一载波不同的频率及相位的第二载波，生成调制方式与所述第一控制信号不同、并且对所述逆变器中的多个开关元件进行控制的第二控制信号；以及
载波生成电路，生成所述第一载波和所述第二载波，
所述第一载波的频率与所述第二载波的频率具有基于流入所述电容器的电流或从所述电容器流出的电流的预先决定的关系。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
具备载波相位运算电路，该载波相位运算电路运算所述第一载波与所述第二载波的相位差，
所述载波相位运算电路基于连接有所述电容器的一端的所述高电位侧布线或所述低电位侧布线中的、所述转换器侧的电流和所述逆变器侧的电流以及预先决定的基准频率，运算所述第一载波与所述第二载波的相位差即载波相位差。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，
所述载波相位运算电路具备：第一相位检测器，检测作为所述转换器侧的电流中的所述基准频率的分量的相位的第一相位；第二相位检测器，检测作为所述逆变器侧的电流中的所述基准频率的分量的相位的第二相位；以及相位差运算器，运算所述第一相位与所述第二相位之差。
4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
具备载波相位运算电路，该载波相位运算电路运算所述第一载波与所述第二载波的相位差，
所述载波相位运算电路运算使流入所述电容器的电流或从所述电容器流出的电流最小的、所述第一载波与所述第二载波的相位差即载波相位差。
5.根据权利要求1至3中的任一项所述的电力变换装置，其中，
所述转换器控制电路生成二相调制方式的所述第一控制信号，
所述逆变器控制电路生成三相调制方式的所述第二控制信号。
6.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，
所述转换器控制电路生成二相调制方式的所述第一控制信号，
所述逆变器控制电路生成三相调制方式的所述第二控制信号。
7.根据权利要求1至3中的任一项所述的电力变换装置，其中，
所述转换器控制电路生成三相调制方式的所述第一控制信号，
所述逆变器控制电路生成二相调制方式的所述第二控制信号。
8.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，
所述转换器控制电路生成三相调制方式的所述第一控制信号，
所述逆变器控制电路生成二相调制方式的所述第二控制信号。
9.根据权利要求5所述的电力变换装置，其中，
将所述二相调制方式的所述第一控制信号中的所述第一载波的频率设为fsw2，将所述三相调制方式的所述第二控制信号中的所述第二载波的频率设为fsw3，将所述交流电源的频率设为fin，
所述载波生成电路生成使频率fsw2与频率fsw3成为fsw2＝2×fsw3±3×fin的关系的所述第一载波和所述第二载波。
10.根据权利要求6所述的电力变换装置，其中，
将所述二相调制方式的所述第一控制信号中的所述第一载波的频率设为fsw2，将所述三相调制方式的所述第二控制信号中的所述第二载波的频率设为fsw3，将所述交流电源的频率设为fin，
所述载波生成电路生成使频率fsw2与频率fsw3成为fsw2＝2×fsw3±3×fin的关系的所述第一载波和所述第二载波。
11.根据权利要求7所述的电力变换装置，其中，
将所述二相调制方式的所述第二控制信号中的所述第二载波的频率设为fsw2，将所述三相调制方式的所述第一控制信号中的所述第一载波的频率设为fsw3，将供给到所述负载的交流电力的频率设为fm，
所述载波生成电路生成使频率fsw2与频率fsw3成为fsw2＝2×fsw3±3×fm的关系的所述第一载波和所述第二载波。
12.根据权利要求8所述的电力变换装置，其中，
将所述二相调制方式的所述第二控制信号中的所述第二载波的频率设为fsw2，将所述三相调制方式的所述第一控制信号中的所述第一载波的频率设为fsw3，将供给到所述负载的交流电力的频率设为fm，
所述载波生成电路生成使频率fsw2与频率fsw3成为fsw2＝2×fsw3±3×fm的关系的所述第一载波和所述第二载波。
13.根据权利要求1至3、5、7、9、11中的任一项所述的电力变换装置，其中，
所述转换器控制电路具备第一无功电流运算器，该第一无功电流运算器在作为所述逆变器侧的电流的有效值的第一电流有效值大于作为所述转换器侧的电流的有效值的第二电流有效值的情况下，生成与所述第一电流有效值和所述第二电流有效值之差相应的第一无功电流指令值，
所述转换器控制电路基于所述第一无功电流指令值生成使所述转换器侧的电流的无功电流增大的所述第一控制信号。
14.根据权利要求1至3、5、7、9、11中的任一项所述的电力变换装置，其中，
所述逆变器控制电路具备第二无功电流运算器，该第二无功电流运算器在作为所述逆变器侧的电流的有效值的第一电流有效值小于作为所述转换器侧的电流的有效值的第二电流有效值的情况下，生成与所述第一电流有效值和所述第二电流有效值之差相应的第二无功电流指令值，
所述逆变器控制电路基于所述第二无功电流指令值生成使所述逆变器侧的电流的无功电流增大的所述第二控制信号。
15.根据权利要求1至3、5、7、9、11中的任一项所述的电力变换装置，其中，
所述转换器控制电路具备第一无功电流运算器，该第一无功电流运算器在作为所述逆变器侧的电流的有效值的第一电流有效值大于作为所述转换器侧的电流的有效值的第二电流有效值的情况下，生成与所述第一电流有效值和所述第二电流有效值之差相应的第一无功电流指令值，
所述转换器控制电路基于所述第一无功电流指令值生成使所述转换器侧的电流的无功电流增大的所述第一控制信号，
所述逆变器控制电路具备第二无功电流运算器，该第二无功电流运算器在作为所述逆变器侧的电流的有效值的第一电流有效值小于作为所述转换器侧的电流的有效值的第二电流有效值的情况下，生成与所述第一电流有效值和所述第二电流有效值之差相应的第二无功电流指令值，
所述逆变器控制电路基于所述第二无功电流指令值生成使所述逆变器侧的电流的无功电流增大的所述第二控制信号。
16.根据权利要求1至15中的任一项所述的电力变换装置，其中，还具备：
其它转换器，将所述第一交流电力变换为其它直流电力；
其它逆变器，将从所述其它转换器输出的其它直流电力变换为交流电力，与所述逆变器一起将所述第二交流电力供给到所述负载；以及
其它电容器，连接于传输所述其它直流电力的其它高电位侧布线及其它低电位侧布线，
所述高电位侧布线与所述其它高电位侧布线连接，
所述低电位侧布线与所述其它低电位侧布线连接，
所述控制电路将所述第一控制信号输出到所述转换器及所述其它转换器，将所述第二控制信号输出到所述逆变器及所述其它逆变器。
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