JP4281357B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスＤＣモータを周波数制御するモータ制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシレスＤＣモータを回転数制御するモータ制御装置として、従来より１２０゜通電制御方式と、正弦波１８０゜通電制御方式がある。
【０００３】
１２０゜通電方式においては、誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式があり、それを検出するために、インバータ相電圧と基準電圧との比較を行って得られるものである。このゼロクロス信号に基づいて、転流信号を変化させている。このゼロクロス信号は、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０゜、すなわち電気角６０゜毎に発生する（例えば特許文献１参照）。
【０００４】
１８０゜通電方式においては、モータ巻線の中性点電位と、３相のインバータ出力電圧に対して３相Ｙ結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し直流カットしたローパス信号との比較により、誘起電圧に対応する位置検知信号を得ているものがある。この位置検知信号は、モータ１回転中に１２回発生し、機械角３０゜、すなわち電気角６０゜毎に発生する。この方式においては、積分回路を通すため、位相補正制御が必要である（例えば特許文献２、３参照）。
【０００５】
【特許文献１】
特許第２６４２３５７号公報
【特許文献２】
特開平７−２４５９８２号公報
【特許文献３】
特開平７−３３７０７９号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従来の課題を説明する。
【０００７】
図５は従来のモータ制御装置の制御ブロック図である。この１２０゜通電方式は、誘起電圧部分のゼロクロスの比較を行っているため、モータ負荷急変・電源電圧急変の状態がおきると、誘起電圧のゼロクロス信号がインバータ出力電圧領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがある。このような状態になると、まず脱調現象が発生し、インバータシステムが停止してしまう。また、１２０゜通電では、１相当たり誘起電圧が電気角６０゜連続して確認できるのであるが、モータ運転時の音・振動を軽減しようとして、通電角を１５０゜程度に設定して運転させようとすると、１相当たり誘起電圧が電気角３０゜分しか連続確認できず、通常運転時においても脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向があった。また、本構成では、１８０゜通電に近い運転はまず不可能であるという課題を有していた。図６(a)は１２０゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。通常運転時には誘起電圧１０に対して相電流２０の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流２１の位置まで進角させる。しかし、相電流２１の位置より進角させることは困難であるため、最高回転数も低くなり、限定された速度範囲しか運転できない課題がある。
【０００８】
図６(b)は１８０゜通電制御の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。
１８０゜通電方式は、積分回路を通すため、誘起電圧のゼロクロス位置を絶対値での的確な把握ができず、また、運転状態によってはゼロクロス位置と位置検知信号の位相差が大きく変化するため、位相補正等の複雑な制御が必要となり、その位相補正調整が困難であったり、制御演算が複雑になる。また、モータに中性点出力端子が必要、誘起電圧波形の３次高調波成分を利用しているため正弦波着磁マグネットを使用したモータでは使用不可能という課題を有していた。
【０００９】
また、電流フィードバック方式によるセンサレス正弦波１８０゜通電駆動制御では、モータの磁極位置をモータ電流とモータ電気的定数とにより推定演算するため演算誤差が大きくなり、モータ電流の進角制御の限界点が早く、最高回転数も位置センサ付制御に対しどうしても遠く及ばない課題があった。１８０゜通電制御の場合にも、通常運転時には誘起電圧１０に対して相電流２２の位置に設定し、最高回転数を増加させる場合には相電流２３の方向へ進角させる。
【００１０】
本発明は、上記課題を解決すべきなされたものであり、その目的とするところは、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない誘起電圧フィードバック制御の新方式により、位置センサ付正弦波１８０゜通電と同等レベルの高速性能を実現し、さらには安価かつ信頼性の高いモータ制御装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記課題を解決するために、スイッチング素子を含み前記スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記誘起電圧検出手段から電気角６０°毎に出力される全ての磁極位置情報に基づいて第１の電圧波形を出力する第１の電圧制御手段と、前記第１の電圧波形を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段とを有するモータ制御装置において、前記磁極位置情報を電気角１周期に(６−ｎ)個(ｍと定義、ｍ≧１)選択して磁極位置選択情報を出力する誘起電圧選択手段と、前記磁極位置選択情報に基づいて第２の電圧波形を創出して前記ＰＷＭ制御手段に出力する第２の電圧制御手段とを有し、前記第２の電圧制御手段は選択されない各々ｎ個の時間領域では前記第２の電圧波形を出力することを特徴とするものである。
【００１２】
また、上記ｎは、ｍ≧０を満たす自然数である。
【００１３】
また、電気角１周期毎または１周期以上の周期でｍを変化させるものである。
【００１４】
また、上記誘起電圧選択手段は、１相分の磁極位置情報を選択するものである。
【００１５】
また、上記選択されないｎ個の時間領域においては正弦波状の第２の電圧波形を出力するものである。
【００１６】
また、上記選択されないｎ個の時間領域においては台形波状もしくは円弧状の第２の電圧波形を出力するものである。
【００１７】
また、上記ＰＷＭ制御手段は、上記ブラシレスＤＣモータの低速〜中速回転時には上記第１の電圧波形を選択し、高速回転時には第２の電圧波形を選択するものである。
【００１８】
また、上記ＰＷＭ制御手段は、モータ制御装置の運転可能最小回転数をｆmin
とすれば、回転数(ｆmin×６／ｍ)以上で第２の電圧波形を選択するものである。
【００１９】
また、上記第２の電圧制御手段は前記磁極位置選択情報の各々ｍ個の時間領域における電圧位相よりも選択されない各々ｎ個の時間領域の電圧位相を所定値進角させた第２の電圧波形を出力するものである。
【００２０】
また、上記誘起電圧選択手段は、上記３相ブラシレスＤＣモータの電気角周期に換算して電気角（磁石極数／２）周期毎に磁極位置情報を１回選択するものである。
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００２１】
（実施の形態１）
図１は本発明の第１の実施の形態におけるモータ制御装置の制御ブロック図である。本実施の形態におけるモータ制御装置は、３相ブラシレスＤＣモータ７を回転数制御するモータ制御装置を示している。この図において、モータ制御装置は、直流電圧８を交流電圧に変換し、３相ブラシレスＤＣモータ（以下、ＢＬＭと略）７に出力する直流交流変換手段６と、ＢＬＭ７の誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段１と、誘起電圧検出手段１から電気角６０°毎に出力される全ての磁極位置情報に基づいて第１の電圧波形を出力する第１の電圧制御手段３と、第１の電圧波形をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段５と、磁極位置情報を電気角１周期に(６−ｎ)個(ｍと定義、ｍ≧１)選択して磁極位置選択情報を出力する誘起電圧選択手段２と、磁極位置選択情報に基づいて第２の電圧波形を創出してＰＷＭ制御手段５に出力する第２の電圧制御手段４とを有し、第２の電圧制御手段４は磁極位置選択情報の各々ｍ個の時間領域における電圧位相よりも選択されない各々ｎ個の時間領域の電圧位相を所定値進角させた第２の電圧波形を出力する。
【００２２】
ＰＷＭ制御手段５は、ＢＬＭ７を回転数制御するための印加電圧・周波数・位相を制御するＰＷＭ信号を出力する。直流交流変換手段６は、高速に開閉する６つのスイッチング素子から成り立っている。
【００２３】
まず、図１において誘起電圧検出手段１と第１の電圧制御手段３、ＰＷＭ制御手段５の役割について順次説明する。この部分は、図５従来のモータ制御装置の制御ブロック図の働きと同様である。
【００２４】
図１において、誘起電圧検出手段１は、ＢＬＭ７の誘起電圧を降下させ、そのゼロクロス信号を検出し、そのゼロクロス信号を磁極位置情報として第１の電圧制御手段３に出力する。第１の電圧制御手段３はその磁極位置情報に基づいて、ＢＬＭ７を駆動させるための電圧波形を演算しそれを第１の電圧波形としてＰＷＭ制御手段５に出力する。第１の電圧波形に基づきＰＷＭ制御手段５はＰＷＭ信号を直流交流変換手段６に出力する。
【００２５】
このように構成されたモータ制御装置では、ＢＬＭ７の回転数は、直流交流変換手段６から出力される交流電圧の周波数と位相(以下、『インバータ周波数』と称す)を変化させることにより制御される。
【００２６】
１２０゜通電制御の場合、ＰＷＭ制御手段５は、直流交流変換手段６のスイッチング素子を開閉する６通りのＰＷＭ信号を出力し、その６通りのＰＷＭ信号によりスイッチング素子が開閉されることにより、直流交流変換手段６から出力されるインバータ周波数が制御される。
【００２７】
６通りのＰＷＭ信号について説明する。６通りのＰＷＭ信号とは、直流交流変換手段６のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号である。ＰＷＭ信号は、インバータ電気角１周期において６つの基本的なパターンＰＴＮ１〜ＰＴＮ６を有し、ＰＷＭ信号１周期の逆数がインバータ周波数となる。
【００２８】
実際、ＢＬＭ７の回転数を変更させるべき手法は、ＰＷＭ制御手段５が直流交流変換手段６のインバータ周波数を変化させながら、ＢＬＭ７を回転数制御する。
【００２９】
直流交流変換手段６は、６個のスイッチング素子を有し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対して、それぞれ上アームにスイッチング素子１個、下アームにスイッチング素子１個具備している。
【００３０】
ＰＴＮ１では、Ｕ相上アームスイッチング素子と、Ｖ相下アームスイッチング素子が通電される。
【００３１】
ＰＴＮ２では、Ｕ相上アームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素子が通電される。
【００３２】
ＰＴＮ３では、Ｖ相上アームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素子が通電される。
【００３３】
ＰＴＮ４では、Ｖ相上アームスイッチング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素子が通電される。
【００３４】
ＰＴＮ５では、Ｗ相上アームスイッチング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素子が通電される。
【００３５】
ＰＴＮ６では、Ｗ相上アームスイッチング素子と、Ｖ相下アームスイッチング素子が通電される。
【００３６】
ＰＷＭ信号の転流切換は、第１の電圧制御手段３の第１の電圧波形出力に基づいて行われる。
【００３７】
誘起電圧検出手段１の詳細動作を図３の誘起電圧検出手段の動作説明図を用いて説明する。ＢＬＭ７の誘起電圧ゼロクロス信号は、電気角１周期中に６回発生する。図３は１相当たりの誘起電圧ゼロクロス信号を記載している。図３(ａ)は相電流波形と誘起電圧波形との関係図であり、誘起電圧１０と相電流９とその正ゼロクロス信号１１と逆ゼロクロス信号１２を示している。正ゼロクロス信号１１は電気角０゜、逆ゼロクロス信号１２は電気角１８０゜で発生する。誘起電圧検出手段１が実際に観測できる誘起電圧は図３(ｂ)の誘起電圧１０ａ・１０ｂのようになっており、誘起電圧１０の電圧波形にＰＷＭ電圧成分が重畳された波形となる。直流電圧ＶＤＣの半分である（＝ＶＤＣ／２）と誘起電圧１０ａ(１０ｂ)の交点、さらに直流交流変換手段６の上アーム素子と下アーム素子がそれぞれ１つずつ点弧していると正ゼロクロス信号１１(逆ゼロクロス信号１２)を検出できる。
【００３８】
図中の正ゼロクロス信号１１および逆ゼロクロス信号１２を検出して、磁極位置情報を第１の電圧制御手段３に出力する。そのゼロクロス信号に基づいて第１の電圧制御手段３は相電流９とほぼ相似形の第１の電圧波形を演算し、ＰＷＭ制御手段５ではその第１の電圧波形の情報に基づいて、各電気角に対応したＰＷＭ信号のベースＰＴＮを創出する。電気角Ｘ１〜Ｘ２、Ｘ３〜Ｘ４は電流カット区間である。
【００３９】
また、第１の電圧制御手段３は１２０゜〜１８０゜通電波形の第１の電圧波形を創出できる。ただし、誘起電圧を観測するためには、その通電角を１８０゜未満にする必要がある。モータ制御装置の制御安定性を考慮すると、実際には１５０゜以下の通電角設定が好ましい。
【００４０】
通電角＞１２０゜とする場合には、１２０゜通電制御で説明した６通りのＰＷＭ信号に加えて、３相正弦波駆動用ＰＷＭ信号を追加する。基本的には、３相のうちどれか１相でも電流ＯＦＦとなる区間では、１２０゜通電制御用のＰＷＭ信号を使用する。３相すべてに相電流が流れている区間では、３相正弦波駆動用ＰＷＭ信号を使用する。このＰＷＭ信号については、３相正弦波ＰＷＭ制御としてすでに公知技術であるので、ここでは詳細な説明は省略する。
【００４１】
なお、第１の電圧波形は相電流９とほぼ相似系であるが、実際その位相差は相電流９に対して多少進んでいる。本文の説明では簡単化のため、その位相差をゼロとして説明することにする。すなわち、相電流９＝第１の電圧波形と定義する。
【００４２】
図７は、ＢＬＭ７の等価回路図である。Ｒ１は巻線一次抵抗、Ｌu・Ｌv・Ｌwは各相のインダクタンス、Ｅu・Ｅv・Ｅwは各相の界磁誘起電圧である。ここで、界磁誘起電圧とは、ＢＬＭ７が回転したときに、マグネット（界磁）のみによる発生する誘起電圧を意味している。図４は３相ブラシレスＤＣモータの界磁誘起電圧波形関係図である。図中のＵ１はＥｕの正ゼロクロス位置を、Ｕ２は逆ゼロクロス位置を表している。同様に他相も表記しており、ゼロクロス位置の間隔は理想的には６０゜毎、電気角１周期につき６回発生することになる。
【００４３】
ＢＬＭ７の真の磁極位置は、誘起電圧のゼロクロス信号からは、電機子反作用の影響により直接確定することはできず、両者には位相差が生ずる。また、この位相差は、運転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧ゼロクロス信号から特定するのは困難である。しかし、真の磁極位置は特定できなくとも、誘起電圧ゼロクロス信号のみによりＢＬＭ７を回転数制御することは十分可能であり、むしろ誘起電圧により制御するほうが望ましい場合もある。本発明では、両者の位相差はゼロであるものとして説明する。
【００４４】
すなわち、真の磁極位置＝誘起電圧ゼロクロス位置である。図３(ａ)の誘起電圧１０がＵ相に対応したものであるならば、
ゼロクロスＵ１＝正ゼロクロス信号１１
ゼロクロスＵ２＝逆ゼロクロス信号１２
である。ただし、
Ｅｕ≠誘起電圧１０
である。上式は両者の電圧波形振幅が異なることを意味する。
【００４５】
次に、誘起電圧選択手段２と第２の電圧制御手段４の動作を説明する。この部分は本発明による新しい制御機構である。誘起電圧選択手段２は、誘起電圧検出手段１の出力である磁極位置情報を選択するものである。その選択動作としては、
電気角１周期中に、ｎ個間引く（(６−ｎ)個(ｍと定義)選択する）
である。ここでｎ,ｍは、
ｎ≧０ かつ ｍ≧１ ；ｎ＋ｍ＝６
を満たす自然数である。なお、上記変数は一定値である必要はなく、１周期毎もしくは、それ以上の周期で変化させてもよい。もしくは、１周期未満の周期でも変化させてもよい。この選択した磁極位置情報を磁極位置選択情報として第２の電圧制御手段４に出力する。
【００４６】
第２の電圧制御手段４では、磁極位置選択情報にもとづいて第２の電圧波形を創出する。その第２の電圧波形にもとづいてＰＷＭ制御手段５はＰＷＭ信号を演算するのは第１の電圧波形からＰＷＭ信号を創出する方式と同等である。なお、モータ制御装置の運転状態に応じて、ＰＷＭ制御手段５は第１の電圧波形もしくは第２の電圧波形を選択するようになっている。第２の電圧波形を図２を参照して説明する。
【００４７】
第２図は本実施形態の相電流波形と誘起電圧波形との関係図である。
【００４８】
図２(ａ)(ｂ)は、ｎ＝４(ｍ＝２)と設定し、かつゼロクロスＵ１とゼロクロスＵ２を選択した場合である。なお、ゼロクロスＶ１とゼロクロスＶ２、ゼロクロスＷ１とゼロクロスＷ２の組合せでもよい。正ゼロクロス信号１１と逆ゼロクロス信号１２は１８０゜毎に磁極位置選択情報として入力されるので、これに基づいて第２の電圧波形を相電流９ａのようにつくることができる。正ゼロクロス信号１１・逆ゼロクロス信号１２の検出のために、Ｘ１〜Ｘ２、Ｘ３〜Ｘ４の区間は電流をゼロにしている。ここで、
−３０゜≦Ｘ１≦０゜、０゜≦Ｘ２≦３０゜、１５０゜≦Ｘ３≦１８０゜、
１８０゜≦Ｘ４≦２１０゜、３３０゜≦Ｘ５≦３６０゜
を満たす実数である。
【００４９】
図２(ｂ)は図２(ａ)に対して、Ｘ３およびＸ５を小さく設定(進角設定)した場合の電流波形である。相電流９ｂは見かけ上、誘起電圧１０に対して進角することになり、ＢＬＭ７の回転数を向上できる。
【００５０】
図２(ｃ)〜(ｈ)は、ｎ＝５(ｍ＝１)かつ磁極位置選択情報としてゼロクロスＵ１を選択した場合である。図２(ｃ)ではゼロクロスＵ２の磁極位置選択情報がないので、
Ｘ３＝Ｘ４＝１８０゜
としたものである。Ｘ１〜Ｘ２、Ｘ５〜３６０゜を除く電気角領域においては、磁極位置選択情報がないため、どのような第２の電圧波形を出力してもよく、任意波形を創出できる。ゼロクロスＵ１が電気角３６０゜毎に検出されるのでこれに基づいて第２の電圧波形を創出できる。図２(ｃ)は磁極位置選択情報のない時間領域において、その相電流９ｃを正弦波状としたものである。このようにすれば、部分正弦波駆動が可能となり、１２０゜通電や１５０゜広角通電に比べて低振動・低騒音運転を実現できる。
【００５１】
図２(ｄ)は、
Ｘ２≦Ｘ３＝Ｘ４≦１８０゜、１８０゜≦Ｘ５≦３６０゜
としたもので、相電流９ｄは誘起電圧１０に対してさらに進角するため、より高速性能を向上できる。本図では相電流９ｄ１はゼロであるが、この部分にも電流をながしたものが図２(ｅ)の相電流９ｅである。電気角Ｘ５’まで電流を流すので、さらに高速性能を向上できる。なお、
Ｘ５≦Ｘ５’≦３６０゜
を満たす。
【００５２】
図２(ｆ)は、
Ｘ５＝Ｘ３＋１８０゜＝Ｘ１＋３６０゜、０゜≦Ｘ２≦３０゜
と設定したもので、制御パラメータが少なくなるので制御演算が簡単になり、第２の電圧制御手段４としては、簡単な演算で構成できる。
【００５３】
図２(ｇ)および(ｈ)は、図２(ｄ)をベースに相電流９ｇは台形波状、相電流９ｈは円弧状になるように第２の電圧制御手段４の第２の電圧波形出力を調整したものである。このような電流波形でモータを駆動すれば、よりＢＬＭ７への印加電圧が増加するため、一層最高回転数を上昇させることができる。
【００５４】
図２(ｉ)は、
ｎ＝５（ｍ＝１） ；電気角０〜３６０
ｎ＝６（ｍ＝０） ；電気角３６０〜７２０゜
ゼロクロスＵ１を選択
と電気角１周期毎に変化させたものである。
【００５５】
相電流９ｉは電気角２周期にわたり任意の波形を実現することができる。特に、正弦波状とした場合にはより低振動・低騒音運転を図ることができる。また、台形波状・円弧状とした場合には、さらに最高回転速度向上を実現できる。なお、上記ｎおよびｍの設定は一例であり、モータ制御装置の運転状態により電気角２周期以上にわたり、
ｎ＝６（ｍ＝０）
でもよい。また、突発的偶発的外乱もしくは必然的外乱作用によりＢＬＭ７の回転速度が急変した場合でも、ｎ（もしくはｍ）をリアルタイムに制御（電気角１周期以内にｎを数回変化）すれば、モータ制御装置の制御安定性・応答性を十分に確保しつつｎを大きくとることができるため、第２の電圧制御手段４出力である第２の電圧波形の波形自由度を向上できるため、任意の相電流波形をＢＬＭ７に供給できる。
【００５６】
上記説明では、磁極位置選択情報として１相分のゼロクロス信号(Ｕ１、Ｕ２など)に基づく記述であるが、もちろん２相〜３相にわたりどのゼロクロス信号を選択してもよく、全相においてそのゼロクロス信号を適宜選択・非選択可能である。
【００５７】
ＰＷＭ制御手段５をＢＬＭ７の低速〜中速回転時には第１の電圧波形を選択し、高速回転時には第２の電圧波形を選択するようにすれば、低中速時には磁極位置情報をすべて利用するので安定性が向上し、また駆動効率のよい１２０゜通電制御〜１５０゜通電制御を活用できる。高速域では、正弦波電流や台形波・円弧状電流による進角制御を利用できるので高速性能が向上する。
【００５８】
さらに、ＰＷＭ制御手段５において、モータ制御装置の運転可能最小回転数をｆminとすれば、回転数(ｆmin×６／ｍ)以下で第１の電圧波形を、それ以上で第２の電圧波形を選択するように設定すれば、単位時間当たりのゼロクロス信号取得回数を所定値以上に確保できるため、電圧波形切換後でも制御系応答速度を十分に確保でき、制御切換をスムーズに行うことができる。
【００５９】
誘起電圧選択手段２において、ＢＬＭ７の電気角周期に換算して電気角（磁石極数／２）周期毎に磁極位置情報を１回選択した磁極位置選択情報を出力するようにしても良い。これにより、モータ１回転当たりにつき１回誘起電圧ゼロクロス信号を検出することになるので、１回転毎に周期的・規則的な速度変動のある負荷（たとえばロータリコンプレッサ）を駆動した場合でも、定速・定常運転領域においては誘起電圧ゼロクロス信号を検出する瞬間のモータ回転速度はほぼ一定値をとるようになる。
【００６０】
この場合、モータ制御装置は速度変動影響をほとんど受けず非常に安定した速度制御系を構築できるようになる。
【００６１】
以上、本発明の第１の実施の形態について、３相ブラシレスＤＣモータを例にあげて説明したが、単相ブラシレスＤＣモータへの適用についてもその考え方は同一であり、また本発明の主旨・概念を逸脱しない範囲内において適宜、実施例の変更・追加・削除はもちろん可能である。
【００６２】
【発明の効果】
本願発明によれば、スイッチング素子を含み前記スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記誘起電圧検出手段から電気角６０°毎に出力される全ての磁極位置情報に基づいて第１の電圧波形を出力する第１の電圧制御手段と、前記第１の電圧波形を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段とを有するモータ制御装置において、前記磁極位置情報を電気角１周期に(６−ｎ)個(ｍと定義、ｍ≧１)選択して磁極位置選択情報を出力する誘起電圧選択手段と、前記磁極位置選択情報に基づいて第２の電圧波形を創出して前記ＰＷＭ制御手段に出力する第２の電圧制御手段とを有し、前記第２の電圧制御手段は選択されない各々ｎ個の時間領域では前記第２の電圧波形を出力することを特徴とするもので、これによりブラシレスＤＣモータの相電流波形を従来より自由自在に設定でき、モータ制御装置の特性・用途に合わせ最適な電流波形設定を実現できる。
【００６３】
また、本発明によれば、上記ｎは、ｍ≧１を満たす自然数である。これにより、より自由度の高い電流進角制御を選択でき、モータ制御装置のモータ特性・負荷特性・電圧特性に最適な制御性能を実現できる。
【００６４】
また、本発明によれば、電気角１周期毎または１周期以上の周期でｍを変化させるもので、これにより、モータ制御装置の負荷特性が急激に変化した場合にも負荷変化に追従するため、脱調することなく安定な運転を継続することができる。
【００６５】
また、本発明によれば、上記誘起電圧選択手段は、１相分の磁極位置情報を選択するもので、これにより、モータ制御装置のモータ電気的特性について相間アンバランスが発生したとしても、他相の影響を受けないためモータ回転数の変動が小さく極めて安定した運転を継続できる。
【００６６】
また、本発明によれば、上記選択されないｎ個の時間領域においては正弦波状の第２の電圧波形を出力するもので、これにより、電流波形を部分正弦波にすることができるため、高速回転時にも音・振動が少なくなり、滑らかな運転が可能である。
【００６７】
また、本発明によれば、上記選択されないｎ個の時間領域においては台形波状もしくは円弧状の第２の電圧波形を出力するものである。これにより、モータ印加電圧が正弦波状電圧に比較して増加するので、より高速化を容易に実現でき高速性能を一層向上できる。
【００６８】
また、本発明によれば、上記ＰＷＭ制御手段は、上記ブラシレスＤＣモータの低速〜中速回転時には上記第１の電圧波形を選択し、高速回転時には第２の電圧波形を選択するものである。これにより、低中速時には安定性・駆動効率のよい１２０゜通電制御〜１５０゜通電制御を選択できるので、モータ制御装置の低入力・低コスト・低発熱を両立できる。
【００６９】
また、本発明によれば、上記ＰＷＭ制御手段は、モータ制御装置の運転可能最小回転数をｆminとすれば、回転数(ｆmin×６／ｍ)以上で第２の電圧波形を選択するものである。これにより、本発明の波形切換後でも制御系応答速度を十分確保でき、制御切換をスムーズに行うことができるため、脱調・乱調・異常振動・異常音のない動作信頼性の非常に高いモータ制御装置を提供できる。
【００７０】
また、本発明によれば、上記第２の電圧制御手段は前記磁極位置選択情報の各々ｍ個の時間領域における電圧位相よりも選択されない各々ｎ個の時間領域の電圧位相を所定値進角させた第２の電圧波形を出力するものである。これにより、ブラシレスＤＣモータの相電流波形を従来より大きく進角させることができ、従来以上の高速回転を実現できる。
【００７１】
また、本発明によれば、上記誘起電圧選択手段は、上記３相ブラシレスＤＣモータの電気角周期に換算して電気角（磁石極数／２）周期毎に磁極位置情報を１回選択するものである。これにより、モータ１回転当たりにつき１回誘起電圧ゼロクロス信号を検出するので、１回転毎に周期的・規則的な速度変動のある負荷（たとえばロータリコンプレッサ）を駆動した場合でも、定速・定常運転領域においては誘起電圧ゼロクロス信号を検出する瞬間のモータ回転速度はほぼ一定値をとるため、速度変動の影響をほとんど受けず非常に安定した速度制御系を構築できる。このため、高速運転領域において進角制御値をさらに大きく設定でき、高速制御性能を飛躍的に高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施形態におけるモータ制御装置の制御ブロック図
【図２】 本発明の実施形態における相電流波形と誘起電圧波形との関係図
【図３】 誘起電圧検出手段の動作説明図
【図４】 ３相ブラシレスＤＣモータの界磁誘起電圧波形関係図
【図５】 従来のモータ制御装置の制御ブロック図
【図６】 従来の相電流波形と誘起電圧波形との関係図
【図７】 ３相ブラシレスＤＣモータの等価回路図
【符号の説明】
１ 誘起電圧検出手段
２ 誘起電圧選択手段
３ 第１の電圧制御手段
４ 第２の電圧制御手段
５ ＰＷＭ制御手段
６ 直流交流変換手段
７ ブラシレスＤＣモータ（ＢＬＭ）
８ 直流電圧
９ 相電流
１０ 誘起電圧
１１ 正ゼロクロス信号
１２ 逆ゼロクロス信号
２０ 相電流
２１ 相電流
２２ 相電流
２３ 相電流

Claims (10)

1. スイッチング素子を含み前記スイッチング素子の開閉により直流電圧をＰＷＭ信号に基づき交流電圧に変換し３相ブラシレスＤＣモータに供給する直流交流変換手段と、前記ブラシレスＤＣモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記誘起電圧検出手段から電気角６０°毎に出力される全ての磁極位置情報に基づいて第１の電圧波形を出力する第１の電圧制御手段と、前記第１の電圧波形を前記ＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ制御手段とを有するモータ制御装置において、前記磁極位置情報を電気角１周期に(６−ｎ)個(ｍと定義、ｍ≧１)選択して磁極位置選択情報を出力する誘起電圧選択手段と、前記磁極位置選択情報に基づいて第２の電圧波形を創出して前記ＰＷＭ制御手段に出力する第２の電圧制御手段とを有し、前記第２の電圧制御手段は選択されない各々ｎ個の時間領域では前記第２の電圧波形を出力することを特徴とするモータ制御装置。
2. ｎは、ｍ≧１を満たす自然数であることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 電気角１周期毎または１周期以上の周期でｍを変化させることを特徴とする請求項１〜２記載のモータ制御装置。
4. 誘起電圧選択手段は、１相分の磁極位置情報を選択することを特徴とする請求項１〜３記載のモータ制御装置。
5. 選択されないｎ個の時間領域においては正弦波状の第２の電圧波形を出力することを特徴とする請求項１〜４記載のモータ制御装置。
6. 選択されないｎ個の時間領域においては台形波状もしくは円弧状の第２の電圧波形を出力することを特徴とする請求項１〜４記載のモータ制御装置。
7. ＰＷＭ制御手段は、ブラシレスＤＣモータの低速〜中速回転時には第１の電圧波形を選択し、高速回転時には第２の電圧波形を選択することを特徴とする請求項１〜６記載のモータ制御装置。
8. ＰＷＭ制御手段は、モータ制御装置の運転可能最小回転数をｆminとすれば、回転数(ｆmin×６／ｍ)以上で第２の電圧波形を選択することを特徴とする請求項７記載のモータ制御装置。
9. 第２の電圧制御手段は前記磁極位置選択情報の各々ｍ個の時間領域における電圧位相よりも選択されない各々ｎ個の時間領域の電圧位相を所定値進角させた第２の電圧波形を出力することを特徴とする請求項１〜８記載のモータ制御装置。
10. 誘起電圧選択手段は、３相ブラシレスＤＣモータの電気角周期に換算して電気角（磁石極数／２）周期毎に磁極位置情報を１回選択することを特徴とする請求項４記載のモータ制御装置。

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