CN109643957B - 开关电源装置以及半导体装置 - Google Patents

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Abstract

开关电源装置具备导通定时调制功能和关断定时调制功能这两方，在PFM控制区域执行关断定时调制并在PWM控制区域执行导通定时调制，并且在PFM控制和PWM控制切换后也连续地执行至少一方的调制单元，从而避免频率抖动控制的调制效果的显著降低，能够实现控制切换边界的稳定动作。

Description

开关电源装置以及半导体装置
技术领域
本发明涉及具备包含频率变化控制的开关电源的减噪效果高的频率抖动(频率调制)控制功能的开关电源装置以及构成该开关电源装置的半导体装置。
背景技术
在家电产品、办公设备等电子设备中，为了提高功率转换效率、小型化等目的而广泛使用开关电源装置。开关电源装置利用半导体的开关元件等的开关动作来控制输出电压等，向负载供给电力。
作为与输出负载的大小无关地以一定的开关频率进行控制的频率固定控制，例如有PWM(Pulse Width Modulation；脉宽调制)控制。
在这样的开关电源装置中，由于开关频率被固定从而流过开关元件的高频电流的频谱成分偏向于该开关频率及其高频成分，存在容易产生高次谐波的传导噪声这样的问题。虽然传导噪声的问题能够通过滤波电路等抗噪部件来应对，但是会妨碍电源的小型化及成本降低，因此还需要对控制进行研究以求对策。通常，采用向对开关元件进行接通/断开驱动的开关频率施加一定宽度的周期性起伏的方法，使伴随着开关的高次谐波噪声频率分散从而降低噪音端子噪声的平均值。由于向频率施加起伏，因此被称作频率抖动控制。
另外，为了开关电源的待机及轻负载的效率改善，作为与输出负载的大小对应地使开关频率变化的频率变化控制，例如有PFM(Pulse Frequency Modulation；脉冲频率调制)控制。
在PFM控制下，也在输入电压、输出负载一定的情况下，由于开关频率被固定化从而高频噪声成为问题，因此需要进行频率抖动控制。
专利文献1公开的开关电源装置，在PFM控制下基于反馈信号控制的开关频率的变化量以消除基于调制信号的开关频率的变化量的方式作用的情况下，通过较大地设定调制信号的振幅，从而能够防止频率抖动调制效果的降低，能够有效地降低噪声。
另外，专利文献2公开的开关电源装置，在PFM控制下反馈信号对开关元件的导通的定时进行控制，调制信号对开关元件的关断的定时进行控制，将反馈信号与调制信号各自分离来进行输入控制。结果，不存在反馈信号与调制信号彼此相互消除的情况，因此能够防止频率抖动调制效果的降低，能够有效地降低噪声。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014－204544号公报
专利文献2：日本特许第5899504号公报
发明内容
发明要解决的课题
在专利文献1公开的现有的开关电源装置中，在PFM控制区域能够通过使导通定时调制增大而防止频率抖动调制效果降低。但是，在进行PFM控制与PWM控制的切换的复合控制的情况下，由于在PFM控制和PWM控制的边界对频率抖动调制振幅即导通定时调制振幅进行切换，因此在作为负载7的动作状态而成为PFM控制和PWM控制的边界的情况下，控制容易不稳定。公开了为了边界的动作稳定性而使调制振幅的切换控制具有滞后，但是在从PWM控制切换为PFM控制后的一部分PFM控制中，存在调制效果小的区域，电源的噪音端子噪声恶化。
另外，在专利文献2公开的现有的开关电源装置中，在PWM控制下执行导通定时调制，在PFM控制下执行关断定时调制，对于控制切换的稳定性并无明确记载，另外，在切换边界对导通定时调制和关断定时调制这两种方式同时进行切换的情况下，控制容易变得不稳定。
本发明的目的在于解决上述课题，提供具备包含频率变化控制和频率固定控制的复合控制的开关电源的减噪效果高的频率抖动控制功能的开关电源装置。
用于解决课题的手段
为了解决上述课题，本发明的开关电源装置，具有：能量转换电路，被输入直流的输入电压；输出整流平滑电路，将从所述能量转换电路输出的电压整流平滑而将输出电压向负载输出；开关元件，与所述能量转换电路连接，对所述输入电压进行开关；开关控制电路，对所述开关元件的开关动作进行控制；以及输出状态检测电路，生成输出状态信号，该输出状态信号表示与从所述能量转换电路输出的电力对应的所述负载的负载状态；所述开关控制电路，根据所述输出状态信号，对频率变化控制模式和频率固定控制模式执行切换控制；所述频率变化控制模式，根据所述输出状态信号来控制所述开关元件的导通定时，使所述开关元件的开关频率即第一开关频率变化；所述频率固定控制模式，将所述开关元件的开关频率对应于输出状态信号而设定为一定的第二开关频率，根据所述输出状态信号来控制所述开关元件的关断定时；在所述频率变化控制模式中执行第一调制控制，即：以第一调制信号对所述开关元件的关断定时进行调制控制，以使所述第一开关频率被调制控制；在所述频率固定控制模式中执行第二调制控制，即：以第二调制信号对所述第二开关频率进行调制控制；所述开关控制电路执行以下的至少一方：在从所述频率变化控制模式向所述频率固定控制模式切换时即使成为所述频率固定控制模式也连续地执行在所述频率变化控制模式下执行的所述第一调制控制；在从所述频率固定控制模式向所述频率变化控制模式切换时即使成为所述频率变化控制模式也连续地执行在所述频率固定控制模式下执行的所述第二调制控制。
根据本发明的开关电源装置，能够在频率变化控制和频率固定控制这两方中避免调制效果显著降低，有效地进行频率分散，进而能够在频率变化控制和频率固定控制的切换边界实现稳定动作。
另外，可以是，所述开关控制电路执行以下的至少一方：在从所述频率变化控制模式向所述频率固定控制模式切换时，在切换为所述频率固定控制模式之前使所述第一调制控制的调制振幅逐渐减小；在从所述频率固定控制模式向所述频率变化控制模式切换时，在切换为所述频率变化控制模式之前使所述第二调制控制的调制振幅逐渐减小。
根据本发明的开关电源装置，在频率变化控制和频率固定控制的切换时使调制振幅平缓地减小，因此能够在切换边界实现稳定动作。
另外，可以是，所述开关控制电路对根据所述第二调制信号而进行了调制控制的所述开关元件的导通定时、和在所述频率变化控制模式下设定的导通定时进行比较，以较迟一方的导通定时来控制所述开关元件的导通。
根据本发明的开关电源装置，能够以简单的电路使第二调制振幅平缓地减小，能够在切换边界实现稳定动作。
另外，可以是，所述开关控制电路对根据所述第一调制信号而进行了调制控制的所述开关元件的关断定时、和在所述频率固定控制模式下设定的关断定时进行比较，以较迟一方的关断定时来控制所述开关元件的关断。
根据本发明的开关电源装置，能够以简单的电路使第一调制振幅平缓地减小，能够在切换边界实现稳定动作。
另外，可以是，所述开关控制电路执行以下的至少一方：在从所述频率变化控制模式向所述频率固定控制模式切换时，从成为所述频率固定控制模式后使所述第一调制控制的调制振幅逐渐减小；在从所述频率固定控制模式向所述频率变化控制模式切换时，从成为所述频率变化控制模式后使所述第二调制控制的调制振幅逐渐减小。
根据本发明的开关电源装置，在频率变化控制和频率固定控制的切换时使调制振幅平缓地减小，因此能够在切换边界实现稳定动作。
另外，可以是，所述开关控制电路，在以所述频率变化控制模式动作的区间的整个区域，以所述第二调制信号对所述第一开关频率进行调制控制。
根据本发明的开关电源装置，能够提高频率变化控制区域的调制效果，有效地进行频率分散。进而，能够减小所述第一调制振幅，提高控制稳定性。
另外，可以是，所述开关元件的所述开关频率越高，以所述频率变化控制模式执行的所述第一开关频率的所述第二调制信号下的调制控制的调制振幅被设定得越大。
根据本发明的开关电源装置，能够提高频率变化控制区域的调制效果，有效地进行频率分散。进而，能够减小所述第一调制振幅，并提高控制稳定性。
另外，可以是，所述开关控制电路，与所述输出状态信号无关地恒定地控制所述频率变化控制模式下的所述开关元件的关断定时。
根据本发明的开关电源装置，能够提高频率变化控制区域的相对于输出负载变动的控制稳定性。
另外，可以是，所述开关控制电路根据所述输出状态信号，使所述频率变化控制模式下的所述开关元件的关断定时变化。
根据本发明的开关电源装置，能够提高频率变化控制区域的相对于输出负载变动的控制响应速度。
另外，可以是，所述开关控制电路，当所述频率变化控制模式下的所述第一开关频率越高则使所述开关元件的关断定时越迟。
根据本发明的开关电源装置，能够提高频率变化控制区域的相对于输出负载变动的控制响应速度。
另外，可以是使所述开关控制电路在半导体基板上形成为集成电路的半导体装置。
根据本发明的半导体装置，能够使开关电源装置的滤波器部件个数大幅地削减，能够使开关电源装置的小型化及轻量化、低成本化容易实现。
发明效果
如以上这样，根据本发明，能够通过导通定时调制和关断定时调制的复合控制，利用频率变化控制和频率固定控制这两方有效地使频率分散，进而，通过将各个调制单元在频率变化控制和频率固定控制被切换后也连续地执行，能够实现具备在控制切换边界实现稳定动作的频率抖动控制功能的开关电源装置。
附图说明
图1是表示实施方式1的开关电源装置的一个结构例的电路图。
图2是表示实施方式1的反馈信号控制电路的一个结构的电路图。
图3是表示实施方式1的调制信号发生电路的一个结构的电路图。
图4是表示实施方式1的低频振荡器的一个结构的电路图。
图5是表示实施方式1的PFM控制电路的一个结构的电路图。
图6是表示实施方式1的PFM控制用电流生成电路的一个结构的电路图。
图7是表示实施方式1的最小电流选择电路的一个结构的电路图。
图8是表示实施方式1的基准电路的一个结构的电路图。
图9是表示实施方式1的半导体装置中的对应于输出状态信号的开关频率与能够流过开关元件的漏极电流峰值之间的关系例的图。
图10是表示实施方式1的开关电源装置中的对应于负载的电源的开关频率的关系例的图。
图11是表示实施方式2的开关电源装置的一个结构例的电路图。
图12是表示实施方式2的PFM控制电路的一个结构的电路图。
图13是表示实施方式2的PFM控制用电流生成电路的一个结构的电路图。
图14是表示实施方式2的基准电路的一个结构的电路图。
图15是表示实施方式2的半导体装置中的对应于输出状态信号的开关频率与能够流过开关元件的漏极电流峰值之间的关系例的图。
图16是表示实施方式3的PFM控制用电流生成电路的一个结构的电路图。
图17是表示实施方式3的半导体装置中的对应于输出状态信号的开关频率与能够流过开关元件的漏极电流峰值之间的关系例的图。
图18是表示实施方式4的PFM控制用电流生成电路的一个结构的电路图。
图19是表示实施方式4的最小电流选择电路的一个结构的电路图。
图20是表示实施方式4的半导体装置中的对应于输出状态信号的开关频率与能够流过开关元件的漏极电流峰值之间的关系例的图。
图21是表示实施方式5的基准电路的一个结构的电路图。
图22是表示实施方式5的半导体装置中的对应于输出状态信号的开关频率与能够流过开关元件的漏极电流峰值之间的关系例的图。
图23是表示比较参照例的开关电源装置的一个结构例的电路图。
具体实施方式
(作为本发明的基础的知识)
本发明者关于在“背景技术”栏中记载的开关电源装置，发现会产生以下问题。
图23表示具备具有比较参照例的PFM控制电路的半导体装置的开关电源装置的一个结构例。
图23所示的开关电源装置中，反馈信号控制电路11的反馈信号V_EAO和调制信号发生电路12的调制信号I_Jitter这两方被向决定开关元件2的接通定时的PFM控制电路13e输入。
对应于负载7而变化的反馈信号V_EAO、和与负载7的状态无关地提供一定振幅的周期性抖动信号的调制信号I_Jitter都被向决定开关元件2的导通定时的PFM控制电路13e输入，因此在负载7因开关电源的输入输出纹波(ripple)等的影响而变动的情况下，存在如下情况：反馈信号与调制信号的各个信号以抵消的方式起作用，发生调制效果被消除的情况，无法得到调制的效果，或者由于设定以下的调制从而电源的噪音端子噪声恶化。
另外，在负载7一定的情况下，使前述的基于调制信号的开关频率的变化量以由于基于反馈信号的频率变化而消除的方式发生作用，频率抖动控制的调制效果被消除。
作为改善这些问题的现有技术，例如在专利文献1、专利文献2中有所公开。
专利文献1公开的开关电源装置，在PFM控制下基于反馈信号控制的开关频率的变化量以将基于调制信号的开关频率的变化量消除的方式发生作用的情况下，能够通过将调制信号的振幅设定得较大，从而防止频率抖动调制效果降低，能够有效地降低噪声。
另外，专利文献2公开的开关电源装置，在PFM控制下反馈信号对开关元件的导通的定时进行控制，调制信号对开关元件的关断的定时进行控制，将反馈信号和调制信号分别分离地进行输入控制。结果，避免了反馈信号和调制信号彼此相互消除，因此能够防止频率抖动调制效果降低，能够有效地降低噪声。
根据专利文献1公开的现有的开关电源装置，在PFM控制区域中，通过使导通定时调制增大而能够防止频率抖动调制效果降低。但是，在进行PFM控制和PWM控制的切换的复合控制的情况下，由于在PFM控制和PWM控制的边界切换频率抖动调制振幅、即导通定时调制振幅，因此在作为负载7的动作状态而成为PFM控制和PWM控制的边界的情况下，控制容易变得不稳定。虽然公开了为了边界的动作稳定性而使调制振幅的切换控制具有滞后，但是在从PWM控制切换为PFM控制后的一部分PFM控制下，存在调制效果小的区域，电源的噪音端子噪声恶化。
另外，根据专利文献2公开的现有的开关电源装置，在PWM控制中执行导通定时调制，在PFM控制中执行关断定时调制，但是对于控制切换的稳定性没有明确记载，另外，在切换边界对导通定时调制和关断定时调制这两种方式同时进行切换的情况下，控制容易变得不稳定。
本发明解决上述问题，提供具备包含频率变化控制和频率固定控制的复合控制的开关电源的减噪效果高的频率抖动控制功能的开关电源装置。
以下参照附图对本发明的开关电源装置以及半导体装置进行说明。但是有时会省略详细的说明。例如有时省略公知事项的详细说明及对实质上相同的结构的重复说明。这是为了避免以下的说明不必要地冗长而使本领域技术人员容易理解。
此外，附图及以下的说明用于使本领域技术人员充分理解本发明，并不意图对权利要求书所记载的主题进行限定。
(实施方式1)
以下参照图1～10对实施方式1的开关电源装置以及半导体装置具体地进行说明。
图1是表示具备本实施方式1的开关控制用半导体装置的开关电源装置的一个结构的电路图。
在图1中，变压器1具有1次绕组1a、2次绕组1b以及辅助绕组1c，1次绕组1a和2次绕组1b的极性相反。该开关电源装置为反激(fly back)型。
在1次绕组1a，连接有构成开关控制电路3的一部分的开关元件2。通过使向开关元件2的控制电极(栅极)施加的电压变化，控制开关元件2的开关动作。
在2次绕组1b，连接有由整流二极管6a和平滑电容器6b构成的输出整流平滑电路6，利用该输出整流平滑电路6将由于开关元件2的开关动作而在2次绕组1b中感应出的交流电压进行整流平滑从而生成输出直流电压Vout，并向负载7供给施加。
包含开关元件2的开关控制电路3在同一半导体基板上集成，构成一个半导体装置。该开关元件2由功率MOSFET等构成。
此外，在开关控制电路3中，除了开关元件2之外的部分和开关元件2可以不设置在同一半导体基板上。例如可以是，在配置有开关控制电路3中的除了开关元件2之外的部分的一方的半导体基板上，设置用于从该部分输出控制信号的输出端子，并与在另一方的半导体基板上配置的开关元件2的栅极连接。
开关控制电路3中，作为外部输入输出端子，具有DRAIN端子、FB端子、VCC端子以及GND端子这四个端子。另外，例如由开关元件2、调节器(regulator)8、起动/停止电路10、反馈信号控制电路11、调制信号发生电路12、PFM控制电路13、基准电路14、接通时消隐(blanking)脉冲发生电路17、漏极电流检测电路21等构成。
DRAIN端子是变压器1的1次绕组1a与开关元件2的连接点、即与开关元件2的漏极连接的端子。
此外，在本发明中，开关元件2可以使用不同于功率MOSFET的功率开关用元件。例如，在使用IGBT(绝缘栅双极型晶体管)的情况下，记为集电极、发射极而不是漏极、源极。
VCC端子是将由连接在变压器1的辅助绕组1c上的整流二极管4a和平滑电容器4b构成的整流平滑电路4的输出、与开关控制电路3中内置的调节器8连接的端子，是将由于开关元件2的开关动作而在辅助绕组1c中产生的交流电压进行整流平滑、并作为辅助电源电压VCC向开关控制电路3进行电力供给的端子。
FB端子是用于将从输出状态检测电路5输出的输出状态信号(例如基于光耦合器的电流等的反馈信号)向开关控制电路3的反馈信号控制电路11输入的端子。
此外，这里，可以是，不是将输出状态信号向FB端子输入，而是从将变压器1的辅助绕组1c中产生的交流电压进行整流平滑而得到的辅助电源电压VCC，经由输出状态检测电路5，向开关控制电路3的反馈信号控制电路11输入。
GND端子是将开关元件2的源极以及开关控制电路3的电位基准即GND与接地电平连接的端子，被连接到被施加输入直流电压Vin的2个端子中的低电位侧的端子。
调节器8被连接到DRAIN端子、VCC端子、起动/停止电路10、平滑电容器9以及开关控制电路3的内部电路电压源VDD。
在开关电源装置起动时，当输入直流电压Vin经由变压器1的1次绕组1a而被施加到开关元件2的DRAIN端子，则从DRAIN端子经由调节器8向平滑电容器4b及9流过起动电流。
平滑电容器4b及9被充电，VCC端子电压以及VDD电压上升，当分别达到起动电压，则调节器8截断起动电流。
此时，VCC端子电压相当于将变压器1的辅助绕组1c的电压进行整流、平滑而得到的电压、即平滑电容器4b的充电电压。另外，在VCC端子电压降低至开关控制电路3的停止电压的情况下，与起动前同样地，从DRAIN端子向VCC端子进行电流供给，VCC端子电压再次上升。内部电路电压源VDD被调节器8控制以成为一定电压。
起动/停止电路10对VCC端子电压进行监视，根据VCC端子电压的大小，对开关元件2的起动及停止进行控制。当VCC端子电压达到上述起动电压，则向NAND电路19的一方输出H电平，当VCC端子电压降低至上述停止电压，则输出L电平。在此，“H电平”相当于比0V大的规定的电压电平，“L电平”相当于比“H电平”小的0V以上的规定的电压电平。
关于反馈信号控制电路11，从输出状态检测电路5输出的输出状态信号经由FB端子输入，以使输出直流电压Vout稳定为一定值的方式来设定流过开关元件2的电流或者开关频率。
图2是表示本实施方式1的反馈信号控制电路11的一个结构的电路图。
反馈信号控制电路11由P型MOSFET73及74、N型MOSFET75、76、77及79、恒定电压源78及82、电阻80、NPN双极晶体管81构成，由N型MOSFET77、电阻80、NPN双极晶体管81、恒定电压源82构成了I-V变换器。另外，P型MOSFET73和74、N型MOSFET75和79、N型MOSFET76和77分别成为电流镜(mirror circuit)电路。
通过I-V变换器进行了电压变换的输出V_EAO的电压由流过电阻80的电流决定，并按照下述式(1)变化。
V_EAO＝VR－Vbe－R×I····(1)
在此，V_EAO是I-V变换器的输出电压、VR是恒定电压源82的恒定电压值、Vbe是NPN双极晶体管81的B－E间电压、R是电阻80的电阻值、I是流过电阻R的电流。
由式(1)可知，流过电阻R的电流I越大，输出电压V_EAO越低。
另外，来自反馈信号控制电路11的输出电压V_EAO被向PFM控制电路13和基准电路14输入，流过开关元件2的电流以及开关频率受到控制。
调制信号发生电路12将周期性电流的电流调制信号I_jitter向PFM控制电路13和基准电路14输入，对导通定时调制和关断定时调制进行控制。
图3是表示本实施方式1的调制信号发生电路12的一个结构的电路图。
调制信号发生电路12利用由NPN双极晶体管51、电阻52、P型MOSFET53及54构成的V-I变换器，将作为来自低频振荡器50的输出的三角波电压变换为电流，并作为电流调制信号I_Jitter输出。另外，连接有校正用的恒定电流源55，以使得电流调制信号的平均值成为零基准。因此，在电流调制信号相对于零基准为正的情况下，以从调制信号发生电路12的I_Jitter输出流出的方式流动电流，在电流调制信号相对于零基准为负的情况下，以从调制信号发生电路12的I_Jitter输出向恒定电流源55流入的方式流动电流。
图4是表示本实施方式1的低频振荡器50的一个结构的电路图。
低频振荡器50由恒定电流源59、60及61、P型MOSFET62、63及70、N型MOSFET64及65、倒相器电路66、电容器67、电阻68、比较器69构成。另外，N型MOSFET64和65成为电流镜电路。此外，在比较器69中，负侧的a点的电压Va由电阻68和恒定电流源60及61决定，若设电阻68的电阻值为R0、恒定电流源60及61的电流值为I1及I2，则当P型MOSFET70截止时，Va＝I1×R0，当P型MOSFET70导通时，Va＝(I1+I2)×R0。
接下来，对图4所示结构的低频振荡器50的动作进行说明。
当比较器69的输出信号为L电平时，P型MOSFET63及70为导通状态。此外，经由倒相器电路66，P型MOSFET62的栅极被输入H电平的信号，因此成为截止状态。此时，比较器69的负侧的电压Va是Va＝(I1+I2)×R0。另外，由于P型MOSFET63为导通状态，因此来自恒定电流源59的恒定电流I0经由P型MOSFET63向电容器67流入。随之，比较器69的正侧即b点的电压上升，当b点的电压Vb超过a点的电压(I1+I2)×R0，则比较器69的输出信号切换为H电平，随之，P型MOSFET63及70成为截止状态。此时，比较器69的负侧的电压Va切换为Va＝I1×R0。
此外，当经由倒相器电路66、P型MOSFET62的栅极被输入L电平的信号而切换为导通状态，则来自恒定电流源59的恒定电流I0经由P型MOSFET62向N型MOSFET64流动。N型MOSFET64和65为电流镜电路，因此例如若将该电流镜电路的镜比(mirror ratio)设为1，则流过N型MOSFET65的电流也为I0。
因此，蓄积在电容器67中的电荷由于该恒定电流I0而被抽取，从而b点的电压Vb降低。当b点的电压Vb降低至a点的电压I1×R0，则比较器69的输出信号再次成为L电平。
通过重复以上这样的动作，来自低频振荡器50的输出三角波电压在第一电压值(I1×R0)和第二电压值((I1+I2)×R0)的电压范围(I2×R0)中以周期TM连续地变化。
此外，低频振荡器50的周期TM优选为约100μs至几个100ms。
PFM控制电路13在内部具备振荡器100，输出用于使开关元件2导通的时钟信号Set。
图5是表示本实施方式1的PFM控制电路13的一个结构的电路图。
PFM控制电路13由振荡器100、PFM控制用电流生成电路200、以及脉冲发生器300构成，振荡器100通过从PFM控制用电流生成电路200输出的电流信号I_OSC对时钟信号Set的频率进行调整。
振荡器100由P型MOSFET102及103、N型MOSFET104及105、电容器106、比较器107及108、恒定电压源110及111、RS触发电路112、倒相器电路113构成，根据RS触发电路112的输出状态将电容器106充放电。
当向RS触发电路112的置位端(S)输入H电平信号则成为置位状态，当RS触发电路112的输出信号(Q)的信号电平成为H电平，则经由倒相器电路113使P型MOSFET102导通，经由P型MOSFET102向N型MOSFET104流过I_OSC的电流。N型MOSFET104和105为电流镜电路，因此例如若将该电流镜电路的镜比设为1，则流过N型MOSFET105的电流也为I_OSC。
因此，蓄积在电容器106中的电荷通过该电流I_OSC而被放电，因此电容器106的电压Vc降低。
另一方面，当向RS触发电路112的复位端(R)输入高电平信号则成为复位状态，当RS触发电路112的输出信号(Q)的信号电平成为低电平，则电流I_OSC经由P型MOSFET103将电容器106充电，使电容器106的电压Vc上升。
比较器107检测上升的电容器106的电压Vc达到恒定电压源110的电压V1以上这一情况，使RS触发电路112为置位状态，使电容器106的放电开始。
比较器108检测减小的电容器106的电压Vc成为恒定电压源111的电压V2以下这一情况，使RS触发电路112为复位状态，使电容器106的充电开始。
因此，电容器106的电压Vc成为以电压V1和电压V2为上下限的三角波的电压信号。
图6是表示本实施方式1的PFM控制用电流生成电路200的一个结构的电路图。
PFM控制用电流生成电路200由恒定电流源201、P型MOSFET202及203、NPN双极晶体管204、电阻205、最小电流选择电路210构成，由P型MOSFET202及203、NPN双极晶体管204、电阻205构成V-I变换器。
V-I变换器将来自反馈信号控制电路11的输出即电压信号V_EAO变换为电流信号I_PFM，并向最小电流选择电路210输入。即，电流信号I_PFM与输出状态信号对应地变化。
另外，电流调制信号I_Jitter叠加于恒定电流源201，作为电流信号I_PWM而被向最小电流选择电路210输入。电流信号I_PWM不与输出状态信号对应地变化，根据电流调制信号I_Jitter，成为以流过恒定电流源201的电流I_Max为基准而周期性变化的电流信号。
最小电流选择电路210对所输入的电流信号I_PFM和电流信号I_PWM进行比较，将较小的电流作为电流信号I_OSC输出。
该电流信号I_OSC被输入到振荡器100，从振荡器100，经由脉冲发生器300输出与输出状态信号对应的时钟信号Set。
图7是表示最小电流选择电路210的一个结构的电路图。
最小电流选择电路210由P型MOSFET211、212、213、214、215及216、N型MOSFET217及218构成。
P型MOSFET212和213、N型MOSFET217和218成为电流镜电路，因此例如当设该电流镜电路的镜比为1时，在与电流信号I_PWM相比电流信号I_PFM较小的情况下，流过P型MOSFET213的电流I_OSC为I_PFM。
另一方面，利用P型MOSFET214、215和216的电流镜电路，将流过P型MOSFET215及216的电流限制为电流信号I_PWM。因此，在与电流信号I_PWM相比电流信号I_PFM较大的情况下，流过N型MOSFET213的电流I_OSC为电流信号I_PWM。
通过以上这样的动作，关于从最小电流选择电路210输出的电流信号I_OSC，选择电流信号I_PWM和电流信号I_PFM中较小的一方。
图1所示的RS触发电路18当向置位端(S)输入的时钟信号Set上升时成为置位状态。另外，当经由AND电路16向复位端(R)输入复位信号时成为复位状态。
栅极驱动器20基于来自NAND电路19的输出信号，生成对开关元件2的栅极进行驱动的驱动输出信号。具体而言，当栅极驱动器20的驱动输出信号的电压电平成为H电平，则使开关元件2导通，当成为L电平，则使开关元件2关断。
NAND电路19生成表示对来自RS触发电路18的输出信号和来自起动/停止电路10的输出信号进行运算的结果的运算信号。
一旦成为起动状态，则来自起动/停止电路10的输出信号成为H电平，因此NAND电路19的一方的输入信号成为H电平。另外，通过从PFM控制电路13输出时钟信号Set，向RS触发电路18的置位端(S)输入H电平的脉冲信号，因此输出(Q)成为H电平，NAND电路19的另一方的输入信号也输入H电平。此时，NAND电路19的输出信号成为L电平，因此栅极驱动器20的输出信号成为H电平，开关元件2转移到导通状态。
漏极电流检测电路21与DRAIN端子连接，对由流过开关元件2的漏极电流与开关元件2的导通电阻的积决定的导通电压进行检测，从而检测流过开关元件2的漏极电流，生成与漏极电流的大小成比例的电压信号，并向比较器15的正(+)侧输出。
此外，可以在开关元件2(功率MOSFET等)的源极(接地侧)设置读出电阻，检测该电阻的电位差，将其电压信号向比较器15的正(+)侧输出。
另外，从基准电路14向比较器15的负(－)侧输入关断基准信号。
基准电路14对开关元件2的关断进行控制，因此由以电阻30及31对蓄积在平滑电容器9中的VDD电压进行电阻分割而得到的电压信号V_IS、与输出状态信号对应的电压信号V_EAO、以及电流调制信号I_Jitter构成，将决定流过开关元件2的漏极电流值的关断基准信号向比较器15的负(－)侧输入。
图8是表示本实施方式1的基准电路14的一个结构的电路图。
基准电路14由运算放大器40、电阻41、比较器42、倒相器电路43、N型MOSFET44及45构成，所输入的电压信号V_IS被运算放大器40进行阻抗变换。
另一方面，电流调制信号I_Jitter从调制信号发生电路12向电阻41流动从而产生的电位差与电压信号V_IS的和即电压信号V_Jitter被向比较器42的负(－)侧电压以及N型MOSFET44的漏极输入。
从反馈信号控制电路11输出的电压信号V_EAO被向比较器42的正(+)侧电压以及N型MOSFET45的漏极输入，当电压信号V_EAO比负(－)侧的电压信号V_Jitter大，则比较器42的输出信号成为H电平，N型MOSFET45成为导通状态，从而电压信号V_EAO作为关断基准信号而被输出。另外，N型MOSFET44经由倒相器电路43而成为截止状态。
另一方面，当电压信号V_EAO比负(－)侧的电压信号V_Jitter小，则比较器42的输出信号成为L电平，经由倒相器电路43而N型MOSFET44成为导通状态，从而电压信号V_Jitter作为关断基准信号而被输出。另外，N型MOSFET45成为截止状态。
因此，电压信号V_EAO或者电压信号V_jitter中的较大的一方经由最大电压选择电路而作为关断基准信号向比较器15输入，作为决定开关元件2的关断定时的基准电压而被控制。
图1所示的接通时消隐脉冲发生电路17在栅极驱动器20向开关元件2输出导通信号后，设置一定的消隐时间，以避免误检测基于开关元件2自身的电容的电容性尖峰电流等。
消隐时间解除后，从接通时消隐脉冲发生电路17向AND电路16的输入侧的一方输出H电平的信号。
在开关元件2导通后，检测漏极电流，当预先设定的基准电压等于与漏极电流的大小成比例的电压信号时，向AND电路16的输入侧的一方输出H电平的信号，进而在接通时消隐脉冲发生电路17的设定消隐时间后，AND电路16的输入信号都成为H电平，因此来自AND电路16的输出信号成为H电平，并向RS触发电路18的复位端(R)输入。
因此，RS触发电路18的输出(Q)切换为L电平，NAND电路19的一方的输入成为L电平，NAND电路19的输出成为H电平，栅极驱动器20的输出信号成为L电平，开关元件2成为关断状态。
通过以上这样的信号处理，进行开关元件2的开关动作。
另外，输出状态检测电路5例如由检测电阻、齐纳二极管、分路调节器(shuntregulator)等构成，对输出电压Vout的电压电平进行检测，以其输出电压Vout稳定于规定的电压的方式，经由光耦合器等将输出状态信号向开关控制电路3输出。
此外，在输出电压Vout的检测中，可以利用变压器1的辅助绕组1c产生的反激电压，也可以利用基于整流二极管4a及平滑电容器4b的整流平滑后的VCC电压。
根据该开关电源装置，工频交流电源被二极管电桥等整流器整流，并被输入电容器进行平滑化，从而成为直流电压Vin，被提供到电力转换用的变压器1的1次绕组1a。
对以上这样构成的图1所示的开关电源装置以及开关控制用半导体装置的动作进行说明。
当工频电源等交流电源被输入，则被由桥式二极管、平滑电容器等构成的整流器进行整流平滑，被变换为输入直流电压Vin。
该直流输入电压Vin经由变压器1的1次绕组1a，被施加于开关控制电路3的DRAIN端子，从DRAIN端子经由调节器8向与VCC端子连接的平滑电容器4b流过起动用充电电流。
当VCC端子电压上升、并达到由起动/停止电路10设定的起动电压，则开关元件2的开关控制开始。
另外，内部电路电压源VDD被调节器8控制为一定电压。
一旦开关元件2导通，则在开关元件2中流过电流，与流过开关元件2的电流的大小对应的电压信号被向比较器15的正(+)侧输入。
在基于接通时消隐脉冲发生电路17的消隐时间后，当来自漏极电流检测电路21的输出信号上升至向比较器15的负(－)侧输入的预先设定的基准电压以上，则向AND电路16均输入H电平的信号，因此从AND电路16，向RS触发电路18的复位端(R)输出H信号，开关元件2关断。
当开关元件2关断，则在开关元件2的导通时间中向变压器1的1次绕组1a流过电流从而蓄积的能量被向2次绕组1b传递。
重复进行以上这样的开关动作，输出电压Vout上升，当达到由输出状态检测电路5设定的电压以上，则输出状态检测电路5进行控制，以使得作为输出状态信号而从开关控制电路3的FB端子流出电流。
反馈信号控制电路11根据该流出电流的大小，对流过开关元件2的电流或者开关频率进行调整。
具体而言，在向与开关电源装置连接的负载7的电力供给小的轻负载时，将流过开关元件2的电流或者开关频率设定得较低，在重负载时，将流过开关元件2的电流或者开关频率设定得较高。这样，开关控制电路3进行控制，以使得对应于向开关电源装置所连接的负载7供给的电力，使流过开关元件2的电流或者开关频率变化，并且使输出电压Vout稳定于规定的电压。
接下来，使用图9所示的对应于输出状态信号的振荡器100的开关频率与漏极电流峰值的关系图，说明负载7发生了变化时的本实施方式1的开关电源装置的动作。
开关控制电路3，与输出状态信号对应地执行频率变化控制模式(PFM控制)和频率固定模式(PWM控制)的切换控制。
频率变化控制模式是对开关元件2的导通定时进行控制并使第一开关频率变化的控制模式，也称为PFM控制。
频率固定控制模式是将开关元件2的开关动作设定为一定的第二开关频率、并对应于输出状态信号来控制开关元件2的关断定时的控制模式，也称为PWM控制。
进而，开关控制电路3在频率变化控制模式中执行第一调制控制，即，以对第一开关频率进行调制控制的方式以第一调制信号来控制开关元件2的关断定时。另外，开关控制电路3在频率固定控制模式中执行第二调制控制，即，以第二调制信号对第二开关频率进行调制控制。
具体而言，通过负载7及输出状态检测电路5来生成输出状态信号，并向反馈信号控制电路11输入，从而根据负载状态来切换PFM控制和PWM控制。
在轻负载下以PFM控制、在重负载下以PWM控制进行动作的开关电源中，若负载7增大而从PFM控制完全切换为PWM控制，则从PWM控制电路输出的时钟信号Set的频率被控制为固定值(例如100kHz)，根据来自输出状态检测电路5的输出状态信号、即从FB端子流出的电流，进行控制以使得流过开关元件2的电流随着负载增大而升高。
进而，在PWM区域的开关频率下，控制为对导通定时周期性地调制，在PFM区域的漏极电流峰值下，控制为对关断定时周期性地调制。
具体而言，由反馈信号控制电路11的I-V变换器，生成与输出状态信号对应的电压信号V_EAO，由PFM控制用电流生成电路200将电压信号V_EAO变换为电流信号I_PFM，并向最小电流选择电路210输入。
另外，由调制信号发生电路12生成的电流调制信号I_Jitter，被与流过恒定电流源201的电流I_MAX叠加，并作为电流信号I_PWM而输入到最小电流选择电路210。电流信号I_PWM不根据输出状态信号而变化，但是通过电流调制信号I_Jitter而成为以I_Max为基准而周期性地变化的电流信号。
最小电流选择电路210对所输入的电流信号I_PFM和电流信号I_PWM的电流值进行比较，将较小的一方作为电流信号I_OSC输出。
该电流信号I_OSC向PFM控制电路13内的振荡器100输入，从振荡器100经由脉冲发生器300输出与输出状态信号对应的时钟信号Set。
即，从FB端子流出的电流即输出状态信号越大则电压信号V_EAO越降低，随之开关元件2的开关频率降低，另外，从FB端子流出的电流即输出状态信号越小则电压信号V_EAO越上升，随之开关元件2的开关频率上升。
进而，开关元件2的开关频率以通过最小电流选择电路210按照电流信号I_PWM决定的开关频率被钳位。
由此，开关控制电路3在从频率固定控制模式向频率变化控制模式切换时即使成为频率变化控制模式也连续地执行以频率固定控制模式执行的第二调制控制。具体而言，在图9所示的切换边界A(PFM侧)和切换边界B(PWM侧)，根据对导通定时周期性地调制的电流信号I_PWM、和与输出状态信号对应地变化的电流信号I_PFM中的最小的电流，来决定开关频率，因此当负载7减小而从PWM控制向PFM控制切换时，导通定时调制振幅从切换边界B(PWM侧)逐渐减小，当从切换边界A(PFM侧)脱离而负载7继续减小，则在PFM控制中导通定时调制振幅变为零。换言之，开关控制电路3，在从频率固定控制模式向频率变化控制模式切换的时点，连续地执行以频率固定控制模式执行的第二调制控制。进而，开关控制电路3，在包含从频率固定控制模式向频率变化控制模式切换的时点的区间(例如由切换边界A及切换边界B所示的区间)使第二调制控制中的导通定时调制振幅逐渐减小，在上述区间的末端使导通定时调制振幅为零。
因此，当从PWM控制向PFM控制切换时，连续地执行导通定时调制，并使导通定时调制振幅连续地平缓地降低，因此能够在切换边界实现稳定动作。
另一方面，电压信号V_EAO以及来自调制信号发生电路12的电流调制信号I_Jitter还被输入到基准电路14，对开关元件2的关断定时进行控制。
在基准电路14中，电压信号V_EAO或者电压信号V_Jitter的电压值中较大的一方经由最大电压选择电路而作为关断基准信号向比较器15输入，对开关元件2的关断进行控制。由此，开关控制电路3当从频率变化控制模式向频率固定控制模式切换时即使成为频率固定控制模式也连续地执行以频率变化控制模式执行的第一调制控制。具体而言，与前述的开关频率的控制同样地，对于关断定时即漏极电流峰值，也当从切换边界A(PFM侧)起关断定时调制逐渐减小，当从切换边界B(PWM侧)脱离而进一步负载7增大时，在PWM控制中关断定时调制振幅成为零。换言之，开关控制电路3，在从频率变化控制模式向频率固定控制模式切换的时点，连续地执行以频率变化控制模式执行的第一调制控制。此外，开关控制电路3，在包含从频率变化控制模式向频率固定控制模式切换的时点的区间(例如由切换边界A以及切换边界B表示的区间)使第一调制控制中的关断定时调制振幅逐渐减小，在上述区间的末端使关断定时调制振幅成为零。
因此，在从PFM控制向PWM控制切换时，连续地执行关断定时调制，进而使导通定时调制振幅连续而平缓地降低，因此能够在切换边界实现稳定动作。
图10表示本实施方式1中的开关电源装置的对应于负载的实际的电源动作下的开关频率的关系图。相对于图9的开关控制电路3的动作，图10示出了包含作为开关电源的反馈响应控制的实际的开关频率和调制振幅。
通过PFM控制的关断定时调制，开关元件2的漏极电流峰值周期性地变动，通过输出状态检测电路5检测向负载7的周期性电力供给量的变动，通过反馈信号控制电路11以及PFM控制电路13使实际的电源动作的开关频率周期性地变动。
此外，在前述的导通定时调制和关断定时调制的复合控制中，在控制切换边界使调制振幅逐渐减小，从而能够实现控制切换边界的连续的开关频率变化。
根据以上，本实施方式1的开关电源装置，具备导通定时调制和关断定时调制这两方，在PFM控制区域执行关断定时调制并在PWM控制区域执行导通定时调制，从而能够在从PFM控制到PWM控制的全部动作区域中避免频率抖动控制的调制效果降低，并有效地进行频率分散从而能够降低噪音端子噪声。进而，在PFM控制和PWM控制切换后，也在切换边界附近连续地执行至少一方的调制单元，从而能够实现边界的稳定动作。
此外，如果是开关频率根据负载而变化的控制，则不必须是本实施方式1记载的PFM控制。例如，对应有模拟共振控制、或者使占空比及时间固定的PFM控制等。
另外，重负载侧设为电流模式的PWM控制进行了说明，但也可以是电压模式的PWM控制。另外，可以不是与负载7的输出电压Vout稳定于规定的电压那样的恒定电压控制、而是与稳定于规定的电流那样的恒定电流控制等组合的控制。
另外，可以与本实施方式1相反地，轻负载侧为PWM控制、重负载侧为PFM控制。该情况下，在PFM控制用电流生成电路200中，优选设为最大电流选择电路而非最小电流选择电路。进而，在基准电路14中，优选设为最小电压选择电路而非最大电压选择电路。
另外，基准电路14的比较器42可以为了防止误检测、动作稳定化而具有滞后。
另外，作为来自输出状态检测电路5的输出状态信号，从FB端子取出电流，但是也可以向FB端子注入电流来进行控制。进而，可以不是从2次侧输出电压Vout检测输出状态信号，而是从变压器1的辅助绕组1c或者整流平滑后的VCC端子的电压进行检测。
另外，对反激型的开关电源装置的结构进行了说明，但也可以是正向(forward)型、降压斩波型等拓扑(topology)不同的结构。
另外，导通定时调制和关断定时调制可以不同步。例如，导通定时调制和关断定时调制共用了来自调制信号发生电路12的电流调制信号I_Jitter，但也可以是，从不同的调制信号发生电路等生成不同的电流调制信号，对各自的定时调制独立地进行控制。
另外，可以是，设定PFM控制区域中的最小开关频率，避免开关频率进入可听域。进而可以是，在负载减轻的情况下，再次设置PWM控制，使漏极电流峰值降低从而进行向负载7的供给电力的调整。或者可以转移到间歇振荡(猝发(burst))控制等。
(实施方式2)
接下来，参照图11、图12、图13、图14以及图15对实施方式2的开关电源装置以及半导体装置进行说明。
在实施方式1中，相对于输出状态信号的变化，开关频率和漏极电流峰值在边界附近被钳位于最大开关频率和最小漏极电流峰值，因此关断定时调制及导通定时调制在PWM控制和PFM控制的切换边界附近使各自的调制量实质上逐渐减小而变为零，但是在本实施方式2中说明检测PWM控制和PFM控制的切换、从切换边界起使调制逐渐减小那样的结构的开关电源装置。另外，省略与实施方式1重复的说明。
图11是表示具备本实施方式2的开关控制用半导体装置的开关电源装置的一个结构的电路图。与表示实施方式1的开关电源装置的图1相比，区别在于开关控制电路3a内的电压信号V_IS被向PFM控制电路13a输入。
图12是表示本实施方式2的开关电源装置的PFM控制电路13的一个结构例即PFM控制电路13a的电路图。与表示实施方式1的PFM控制电路13的图5相比，区别在于PFM控制用电流生成电路200a。
图13是表示本实施方式1的开关电源装置的PFM控制电路13内的PFM控制用电流生成电路200的一个结构例即PFM控制用电流生成电路200a的电路图。与表示实施方式1的PFM控制用电流生成电路200的图6相比，追加了恒定电流源301、NPN双极晶体管302、电阻303、电压减法电路304、调制振幅调整电路305，电流调制信号I_Jitter不与流过恒定电流源201的电流I_MAX叠加，并被输入到调制振幅调整电路305。
在实施方式2中，通过电压减法电路304，从电压信号V_IS减去电压信号V_EAO而生成差分电压，并向NPN双极晶体管302的基极输入，并通过V-I变换器换算为电流值。另外，恒定电流源301与NPN双极晶体管302的集电极连接。
在PWM区域，与电压信号V_EAO相比电压信号V_IS较小，因此作为电压减法电路304的输出电压而成为零以下，NPN双极晶体管302截止。因此，流过电阻303的电流实质上大致为零，恒定电流源301直接作为电流信号I_Ref1向调制振幅调整电路305输入。
另一方面，在PFM区域，与电压信号V_EAO相比电压信号V_IS较大，因此电压信号V_EAO越小则电压减法电路304的输出电压越大。即，在PFM区域，开关频率越小则流过电阻303的电流越大，当超过恒定电流源301的电流，则电流信号I_ref1成为零。
调制振幅调整电路305生成电流调制信号I_Jitter的振幅与电流信号I_Ref1成比例地变化的电流信号I_Jit1，并与最小电流选择电路210的输出叠加。
调制振幅调整电路305例如由以电流调制信号I_Jitter和电流信号I_Ref1为基础的乘除法电路等构成，在电压信号V_EAO变大、流过电阻303的电流为零、即恒定电流源301的电流直接成为电流信号I_Ref1的情况下，作为电流信号I_Jit1而输出与电流调制信号I_Jitter相等的值。
在电压信号V_EAO变小、并且流过电阻303的电流变大的情况下，当超过恒定电流源301的电流，则电流信号I_ref1成为零，电流信号I_Jit1也成为零。
通过这样的控制，如图15所示那样，在从PWM控制向PFM控制切换后，能够实现振幅对应于输出状态信号而逐渐变小的导通定时调制。
图14是表示本实施方式1的开关电源装置的基准电路14的一个结构例即基准电路14a的电路图。与表示实施方式1的基准电路14的图8相比，区别在于追加了运算放大器40、电阻41的连接部位、恒定电流源401、NPN双极晶体管402、电阻403、电压减法电路404、调制振幅调整电路405。
在本实施方式2中，通过电压减法电路404，从电压信号V_EAO减去电压信号V_IS而生成差分电压，并向NPN双极晶体管402的基极输入，并通过V-I变换器换算为电流值。另外，恒定电流源401与NPN双极晶体管402的集电极连接。
在PFM区域，与电压信号V_EAO相比电压信号V_IS较大，因此作为电压减法电路404的输出电压而成为零以下，NPN双极晶体管402截止。因此，流过电阻403的电流实质上大致为零，恒定电流源401的电流直接作为电流信号I_Ref2向调制振幅调整电路405输入。
另一方面，在PWM区域，与电压信号V_EAO相比电压信号V_IS较小，因此电压信号V_EAO越大则电压减法电路404的输出电压越大。即，在PWM区域，漏极电流峰值越大，流过电阻403的电流就越大，当超过恒定电流源401的电流，则电流信号I_ref2成为零。
调制振幅调整电路405生成电流调制信号I_Jitter的振幅与电流信号I_Ref2成比例地变化的电流信号I_Jit2并叠加于电阻41。
调制振幅调整电路405例如由以电流调制信号I_Jitter和电流信号I_Ref2为基础的乘除法电路等构成，在电压信号V_EAO变小、流过电阻403的电流为零、即恒定电流源401的电流直接成为电流信号I_Ref2的情况下，作为电流信号I_Jit2而输出与电流调制信号I_Jitter相等的值。
在电压信号V_EAO变大、并且流过电阻403的电流变大的情况下，当超过恒定电流源401的电流，则电流信号I_ref2成为零，电流信号I_Jit2也成为零。
通过这样的控制，如图15所示那样，在从PFM控制向PWM控制切换后，能够实现振幅对应于输出状态信号而逐渐变小的关断定时调制。
根据以上，本实施方式2的开关电源装置，在PFM控制和PWM控制的切换后使导通定时调制和关断定时调制的振幅逐渐变小，因此边界的动作容易稳定。
另外，导通定时调制和关断定时调制的振幅降低的开始点设为PFM控制与PWM控制的切换边界，但也可以是切换边界附近。
另外，也可以构成为，不是使调制振幅连续地变小，而是从越过PFM控制与PWM控制的切换边界起离散地变为零。
(实施方式3)
接下来，参照图16和图17对实施方式3的开关电源装置以及半导体装置进行说明。
在实施方式1以及2中，开关频率的导通定时调制从PWM控制与PFM控制的切换边界或者边界附近起逐渐减小而实质上为零，但是在本实施方式3中，说明在PFM控制的全部动作区域中进行导通定时调制的开关电源装置。此外，省略与实施方式1以及2重复的说明。
图16是表示本实施方式3的开关电源装置的PFM控制电路13内的PFM控制用电流生成电路200的一个结构例即PFM控制用电流生成电路200b的电路图。与表示实施方式1的PFM控制用电流生成电路200的图6相比，区别在于电流调制信号I_Jitter的叠加部位。
在本实施方式3中，电流调制信号I_Jitter不是叠加于恒定电流源201，而是叠加于最小电流选择电路210的输出侧。
通过这样的控制，如图17所示那样，关于振荡器100的开关频率，在PFM控制区域的全部的动作区间，进行导通定时调制。
根据以上，本实施方式3的开关电源装置，在PFM控制与PWM控制的边界不切换导通定时调制，因此边界的动作容易稳定。
此外，关于PFM区域的频率调制，与仅有关断定时调制的情况相比，导通定时调制与关断定时调制的结合更能提高开关频率的调制效果。换言之，当获得与实施方式1同等的调制效果时，本实施方式3能够将关断定时的调制振幅设定得较小，能够提高开关电源的控制稳定性。
此外，在PFM控制与PWM控制的边界的关断调制控制中，使用了实施方式1记载的基准电路14，但也可以设为实施方式2记载的基准电路14a。
(实施方式4)
接下来，参照图18、图19以及图20对实施方式4的开关电源装置以及半导体装置进行说明。
在实施方式1中，开关频率的导通定时调制从PWM控制与PFM控制的切换边界附近起逐渐减小而实质上为零，但是在本实施方式4中，对如下开关电源装置进行说明，即，关于振荡器100的开关频率，在PFM控制的全部动作区域中执行导通定时调制，并且，导通定时调制振幅根据PFM控制的开关频率而变化。此外，省略与实施方式1重复的说明。
图18是表示本实施方式4的开关电源装置的PFM控制电路13内的PFM控制用电流生成电路200的一个结构例即PFM控制用电流生成电路200c的电路图。与表示实施方式1的PFM控制用电流生成电路200的图6相比，区别在于电流调制信号I_Jitter的叠加部位。在本实施方式4中，电流调制信号I_Jitter不是叠加于恒定电流源201，而是输入到最小电流选择电路210c。
图19是表示本实施方式4的开关电源装置的最小电流选择电路210的一个结构例即最小电流选择电路210c的电路图。图19的最小电流选择电路210c与表示实施方式1的最小电流选择电路210的图7相比，区别在于追加了P型MOSFET219及220、调制振幅调整电路505、电流调制信号I_Jitter。
最小电流选择电路210c生成与经由P型MOSFET216而流动的电流信号I_Ref4成比例的电流信号I_Ref3，并输入到调制振幅调整电路505。
调制振幅调整电路505生成使电流调制信号I_Jitter与电流信号I_Ref3成比例地变化的电流信号I_Jit3，并与电流信号I_OSC的输出叠加。电流信号I_Jit3信号与电流调制信号I_Jitter不同，以调制振幅根据开关频率而变化的方式而被控制。因此，电流信号I_ref4与电流信号I_Jit3的和作为电流信号I_OSC输出。
通过这样的控制，如图20所示那样，关于开关频率，在PFM控制的全部动作区域中执行导通定时调制，并且导通定时调制振幅根据PFM控制的开关频率而变化。
根据以上，本实施方式4的开关电源装置，与实施方式3同样地，在PFM控制与PWM控制的边界不切换导通定时调制，因此边界的动作容易稳定。
另外，关于PFM区域的频率调制，与仅有关断定时调制的情况相比，导通定时调制与关断定时调制的结合更能提高开关频率的调制效果。换言之，当获得与实施方式1同等的调制效果时，本实施方式3能够将关断定时的调制振幅设定得较小，能够提高开关电源的控制稳定性。
进而，本实施方式4中，通过根据开关频率使导通定时调制振幅变化，从而相对于输出状态信号变化，导通定时调制和基于调制振幅变化的导通定时调制这两方的效果相加，因此与实施方式1、2、3相比调制效果提高。
此外，在本实施方式4中，根据开关频率使导通定时调制振幅变化，但也可以根据漏极电流峰值而使关断定时调制振幅变化。
(实施方式5)
接下来，参照图21以及图22对实施方式5的开关电源装置以及半导体装置进行说明。
在实施方式1中，PFM控制区域的关断定时不依存于输出状态信号而变化，而是由向电压信号V_IS叠加了周期性电流调制信号I_Jitter的电压信号V_Jitter来决定。
在本实施方式5中，说明如下开关电源装置，即，关断定时除了周期性的调制之外还根据输出状态信号而变化。此外，省略与实施方式1重复的说明。
图21是表示本实施方式5的开关电源装置的基准电路14的一个结构例即基准电路14d的电路图。与表示实施方式1的基准电路14的图8相比，区别在于追加了P型MOSFET500、501、508及509、NPN双极晶体管502及510、电阻503、511、512、N型MOSFET504、505a、506及507、运算放大器513。此外，区别在于向比较器42的负(－)侧输入的V_Jitter信号的生成单元。
另外，P型MOSFET500和501、P型MOSFET508和509、N型MOSFET504和505a、N型MOSFET506和507例如是镜比为1的电流镜电路。
由P型MOSFET500及501、NPN双极晶体管502、电阻503构成V-I变换器，另外，由P型MOSFET508及509、NPN双极晶体管510、电阻511构成V-I变换器。
此外，由N型MOSFET504、505a、506及507构成电流减法电路。
电流减法电路从与电压信号V_IS成比例的电流信号减去与电压信号V_EAO成比例的电流信号而生成电流值。
在PFM控制区域，与电压信号V_EAO相比电压信号V_IS较大，因此电压信号V_EAO越小则电流减法电路的输出电流、即流过N型MOSFET507的电流I_Dif越大。
因此，电压信号V_IS被运算放大器40进行阻抗变换，并作为根据反馈而变化的I_Dif作为电流而流过电阻41从而产生的电压与电压信号V_IS的电压的差即电压信号VIS_EAO，向运算放大器513的正(+)侧电压输入。此外，电压信号VIS_EAO被运算放大器513进行阻抗变换，并作为电流调制信号I_Jitter作为电流而流过电阻512从而产生的电压与电压信号VIS_EAO的电压的和即电压信号VIS_EAO_Jitter，向比较器42的负(－)侧电压以及N型MOSFET44的漏极输入。
通过这样的控制，如图22所示那样，PFM区域的关断定时除了周期性调制之外还以使开关频率越低则漏极电流峰值越小的方式被控制。
根据以上，本实施方式5的开关电源装置，通过使PFM控制的关断定时根据开关频率而变化，能够提高PFM控制区域的相对于负载变动的响应速度。
此外，在PFM控制与PWM控制的边界的关断调制控制中，使用了实施方式1记载的基准电路14，但也可以设为实施方式2记载的基准电路14a。
以上为了对本申请中公开的技术进行例示而设为实施方式1～5来提供了附图及详细的说明。
因此，在附图及详细的说明所记载的构成要素中，不仅包含解决问题所必须的构成要素，也包含为了例示上述技术而对于解决问题并非必须的构成要素。因此，虽然附图及详细的说明中记载了这些非必须的构成要素，但不应据此而认定为这些非必须的构成要素是必须的。
此外，本发明的技术并不限定于此，还能应用于适宜地进行了变更、置换、追加、省略等而得到的实施方式。另外，在不脱离本发明的技术主旨的范围内，本领域技术人员能够想到的各种变形、多个实施方式的构成要素的组合也包含在本发明的技术范围内。
产业上的利用可能性
本发明的开关电源装置以及半导体装置，在进行频率变化控制的开关电源装置中，具备导通定时调制和关断定时调制这两方，在PFM控制区域执行关断定时调制、在PWM控制区域执行导通定时调制，从而在从PFM控制到PWM控制的全部动作区域中执行频率抖动控制，有效地进行频率分散从而能够降低噪音端子噪声。进而，在PFM控制和PWM控制切换后，在切换边界附近连续地执行至少一方的调制单元，从而能够实现边界的稳定动作。
另外，本发明的开关电源装置以及半导体装置，能够利用于各种电子设备所内置的AC－DC变换器、DC－DC变换器、外置的AC适配器等的开关电源装置等。
符号说明
1 变压器
1a 1次绕组
1b 2次绕组
1c 辅助绕组
2 开关元件
3、3a、3e 开关控制电路
4 整流平滑电路
4a、6a 整流二极管
4b、6b、9 平滑电容器
5 输出状态检测电路
6 输出整流平滑电路
7 负载
8 调节器
10 起动/停止电路
11 反馈信号控制电路
12 调制信号发生电路
13、13a、13e PFM控制电路
14、14a、14d、14e基准电路
15、42、69、107、108 比较器
16 AND电路
17 接通时消隐脉冲发生电路
18、112 RS触发电路
19 NAND电路
20 栅极驱动器
21 漏极电流检测电路
30、31、41、52、68、80、205、303、403、503、511、512 电阻
40、513 运算放大器
43、66、113、130、131、132、133 倒相器电路
44、45、64、65、75、76、77、79、104、105、217、218、504、505a、506、507 N型MOSFET
50 低频振荡器
51、81、204、302、402、502、510 NPN双极晶体管
53、54、62、63、70、73、74、102、103、202、203、211、212、213、214、215、216、219、220、500、501、508、509 P型MOSFET
55、59、60、61、201、301、401 恒定电流源
67、106 电容器
78、82、110、111 恒定电压源
100 振荡器
134 NOR电路
200、200a、200b、200c PFM控制用电流生成电路
210、210c 最小电流选择电路
300 脉冲发生器
304、404 电压减法电路
305、405、505 调制振幅调整电路

Claims (11)

1.一种开关电源装置，具有：
能量转换电路，被输入直流的输入电压；
输出整流平滑电路，将从所述能量转换电路输出的电压整流平滑而将输出电压向负载输出；
开关元件，与所述能量转换电路连接，对所述输入电压进行开关；
开关控制电路，对所述开关元件的开关动作进行控制；以及
输出状态检测电路，生成输出状态信号，该输出状态信号表示与从所述能量转换电路输出的电力对应的所述负载的负载状态；
所述开关控制电路，根据所述输出状态信号，对频率变化控制模式和频率固定控制模式执行切换控制，
所述频率变化控制模式，根据所述输出状态信号来控制所述开关元件的导通定时，使所述开关元件的开关频率即第一开关频率变化；
所述频率固定控制模式，将所述开关元件的开关频率对应于输出状态信号而设定为一定的第二开关频率，根据所述输出状态信号来控制所述开关元件的关断定时；
在所述频率变化控制模式中执行第一调制控制，即：以第一调制信号对所述开关元件的关断定时进行调制控制，以使所述第一开关频率被调制控制；
在所述频率固定控制模式中执行第二调制控制，即：以第二调制信号对所述第二开关频率进行调制控制；
所述开关控制电路执行以下的至少一方：
在从所述频率变化控制模式向所述频率固定控制模式切换时即使成为所述频率固定控制模式也在包括从所述频率变化控制模式向所述频率固定控制模式切换的时点的区间连续地执行在所述频率变化控制模式下执行的所述第一调制控制；
在从所述频率固定控制模式向所述频率变化控制模式切换时即使成为所述频率变化控制模式也在包括从所述频率固定控制模式向所述频率变化控制模式切换的时点的区间连续地执行在所述频率固定控制模式下执行的所述第二调制控制。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述开关控制电路执行以下的至少一方：
在从所述频率变化控制模式向所述频率固定控制模式切换时，在切换为所述频率固定控制模式之前使所述第一调制控制的调制振幅逐渐减小；
在从所述频率固定控制模式向所述频率变化控制模式切换时，在切换为所述频率变化控制模式之前使所述第二调制控制的调制振幅逐渐减小。
3.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述开关控制电路对根据所述第二调制信号而进行了调制控制的所述开关元件的导通定时、和在所述频率变化控制模式下设定的导通定时进行比较，
以较迟一方的导通定时来控制所述开关元件的导通。
4.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述开关控制电路对根据所述第一调制信号而进行了调制控制的所述开关元件的关断定时、和在所述频率固定控制模式下设定的关断定时进行比较，
以较迟一方的关断定时来控制所述开关元件的关断。
5.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述开关控制电路执行以下的至少一方：
在从所述频率变化控制模式向所述频率固定控制模式切换时，从成为所述频率固定控制模式后使所述第一调制控制的调制振幅逐渐减小；
在从所述频率固定控制模式向所述频率变化控制模式切换时，从成为所述频率变化控制模式后使所述第二调制控制的调制振幅逐渐减小。
6.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述开关控制电路，在以所述频率变化控制模式动作的区间的整个区域，以所述第二调制信号对所述第一开关频率进行调制控制。
7.根据权利要求6所述的开关电源装置，其特征在于，
所述开关元件的所述开关频率越高，以所述频率变化控制模式执行的、所述第一开关频率的所述第二调制信号下的调制控制的调制振幅被设定得越大。
8.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述开关控制电路，与所述输出状态信号无关地恒定地控制所述频率变化控制模式下的所述开关元件的关断定时。
9.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述开关控制电路根据所述输出状态信号，使所述频率变化控制模式下的所述开关元件的关断定时变化。
10.根据权利要求9所述的开关电源装置，其特征在于，
所述开关控制电路，当所述频率变化控制模式下的所述第一开关频率越高则使所述开关元件的关断定时越迟。
11.一种开关控制用的半导体装置，
在权利要求1至10中任一所述的开关电源装置中，在半导体基板上作为集成电路而形成有所述开关控制电路。
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