JP2014195355A - Ｄｃブラシレスモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】脱調状態を招くことなく高回転領域まで制御範囲を拡大することができるＤＣブラシレスモータの制御装置を提供する。
【解決手段】モータの巻線に流れるモータ電流を検出し同モータ電流とモータ印加電圧との位相差が所定の目標位相差となるようにモータ印加電圧を制御する位相差制御手段４３ａと、モータ電圧が飽和した場合に位相差制御手段４３ａによる位相差制御から前記モータ電流の位相を進めてよりモータの回転数を上げられるように制御する弱め界磁制御に切り替える弱め界磁制御手段４３ｂと、を備え、モータが弱め界磁制御手段４３ｂによって回転数が上昇するように弱め界磁制御されている間に、位相差が目標位相差に達したとき、弱め界磁制御手段４３ｂは弱め界磁制御を維持する。
【選択図】図２

Description

本発明は、空気調和機の圧縮機などに用いられるセンサレス直流ブラシレスモータ（以下、ＤＣブラシレスモータという。）の制御装置に関し、特に正弦波駆動方式においてモータ印加電圧とモータ電流との位相差に基づいて制御を行うＤＣブラシレスモータの制御装置に関するものである。

従来からＤＣブラシレスモータの制御方式として知られている正弦波駆動方式は、電流位相の制御範囲の制約を受けないためリラクタンストルクおよび弱め界磁効果を十分に発揮させることができる。このような利点もあって、正弦波駆動方式を圧縮機の同期モータに適用して、圧縮機の高効率と低騒音化を図っている（例えば、特許文献１または２を参照）。

特許文献１には、正弦波駆動方式において、目標位相差θ＊と実位相差θとの差に応じてモータ印加電圧を補正し、実位相差と目標位相差が大きいほど電圧補正量を大きく変化させることにより、実位相差θを速やかに目標位相差θ＊に近づけるようにした力率制御（電圧・電流の位相差制御）が記載されている。

また、モータ印加電圧が飽和した場合（つまり印加電圧が上限に達しそれ以上モータの回転数を上げることができない場合）、モータが発生する誘起電圧を抑えて回転数を上げるようにする弱め界磁制御が行なわれる。このとき、ｄ軸電流を負方向に大きくすることで、マグネットによる磁束の打ち消し効果が得られ誘起電圧を抑えることができる。

特開２００６−６７６６７号公報 特開２０１１−５０１７０号公報

以上のように、印加電圧が飽和するまでは実位相差θを目標位相差θ＊に近づけるようにする力率制御（以下、位相差制御とする）を行ない、印加電圧が飽和した後さらにモータ回転数を上げる場合、電流位相を進める弱め界磁制御に切り替えてモータを制御する。
通常、位相差制御および弱め界磁制御を行う領域では印加電圧を増加または電流位相を進めると電圧／電流位相差は単調減少特性を示す。従来はこの特性を利用して位相差制御を行うとともに位相差を監視し、回転数が上昇して位相差制御から弱め界磁制御に切り替えた後、位相差が位相差制御から弱め界磁制御に切り替えた時点の位相差に復帰したとき弱め界磁制御を位相差制御に戻すようにして位相差制御と弱め界磁制御の切り替えを行っていた。

しかし、弱め界磁制御においてモータの回転数を高回転領域まで拡大するため電流位相を進めていくと、印加電圧の増加または電流位相の進みに対して単調減少特性を示していた電圧／電流位相差が単調増加特性を示すようになる（例えば、特許文献２を参照）。このため従来のように位相差だけを監視して弱め界磁制御から位相差制御へ切り替えると、電圧／電流位相差が印加電圧の増加または電流位相の進みに対して単調増加特性を示す領域であっても切り替えが行われてしまい、上記のような位相差制御では脱調を起こしてしまうという問題点があった。

このことについて、図５を参照しながら具体的に説明する。なお、弱め界磁制御時の位相差は、回転数とモータの負荷によって決まるが、ここでは、図５の横軸を回転数として説明する。
まず、位相差制御では、モータ印加電圧を上げれば電圧と電流の位相差が大きくなり、モータ印加電圧を下げれば電圧と電流の位相差が小さくなる関係を利用する。より詳細には、図５の区間１に示すように、電圧と電流の位相差θを効率が良い一定の目標位相差に保つようにモータ印加電圧Ｖを調整してモータを制御する。

ここで、区間２に示すように、モータ印加電圧Ｖが直流電圧の上限値に達してこれ以上電圧Ｖを上昇させる事ができない場合には、位相差制御から弱め界磁制御に切り替えることで高回転の運転が可能となる。この区間２では、電流位相に対して位相差θは単調減少する。

しかし、高回転の領域には、区間３に示すように、電流位相の進みに伴う位相差θの変化が単調減少から単調増加に逆転することにより、電圧・電流の位相差θの増加減少関係が区間２における関係と逆転する領域がある。そしてさらに回転数を高くし区間３の右端に達すると、位相差θが目標位相差θ＊に戻るため、弱め界磁制御から再び位相差制御に切り替える。この区間４で位相差制御を行うと、区間１とは印加電圧と位相差θの関係が逆になり脱調し易い状態になる。このため、脱調状態を招くことなく区間４のような高回転領域まで制御範囲を拡大することができる正弦波駆動方式のＤＣブラシレスモータの制御装置の開発が望まれていた。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、弱め界磁制御において位相差θが目標位相差θ＊に達したタイミングで区間４の状態かを判定し、区間４の場合、弱め界磁制御から位相差制御へ切り替えないことで、脱調状態を招くのを低減することができるＤＣブラシレスモータの制御装置を提供することを目的とする。

上記した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るＤＣブラシレスモータの制御装置は、直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、変換した交流電圧に基づくモータ印加電圧によってＤＣブラシレスモータを制御するＤＣブラシレスモータの制御装置において、前記モータの巻線に流れるモータ電流を検出し同モータ電流と前記モータ印加電圧との位相差が所定の目標位相差となるように前記モータ印加電圧を制御する位相差制御手段と、前記モータ電圧が飽和した場合に前記位相差制御手段による位相差制御から前記モータ電流の位相を進めて前記モータの回転数を上げられるように制御する弱め界磁制御に切り替える弱め界磁制御手段と、を備え、前記モータが前記弱め界磁制御手段によって回転数が上昇するように弱め界磁制御されている間に、前記位相差が前記目標位相差に達したとき、前記弱め界磁制御手段は弱め界磁制御を維持することを特徴とする。

本発明によれば、回転数領域に応じて位相差制御と弱め界磁制御を切り替えてモータを制御するＤＣブラシレスモータの制御装置において、回転数が上昇するように弱め界磁制御されている間に、位相差が目標位相差に達したとき、弱め界磁制御から位相差制御に切り替えないようして脱調の発生を防ぐことができるという効果を奏する。

図１は、本発明に係るＤＣブラシレスモータの制御装置の一例を示すブロック図である。 図２は、図１の部分詳細図である。 図３は、本発明に係るＤＣブラシレスモータの制御装置のフローチャートの一例を示す図である。 図４は、本発明に係るＤＣブラシレスモータの制御装置のフローチャートの一例を示す図である。 図５は、従来の力率制御における位相差と回転数の関係の一例を示す図である。

以下に、本発明に係るＤＣブラシレスモータの制御装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施例によりこの発明が限定されるものではない。

図１に示すように、本発明に係るＤＣブラシレスモータの制御装置１００は、直流電源（ＤＣ）を平滑化するコンデンサ１と、この平滑化された直流電圧が供給され、上下アームのスイッチング素子を所定のタイミングでオン、オフして三相の電圧（インバータ出力電圧）を出力するインバータ２とを備える。ここで、ＤＣブラシレスモータ３はインバータ２の出力電圧の印加により回転する。

さらに制御装置１００は、モータ３を正弦波駆動方式で制御する制御回路（マイクロコンピュータ）４およびインバータ駆動回路５と、母線電流を検出するためのシャント抵抗６および差動増幅回路７（電流検出手段）と、インバータ２への入力電圧を分圧して第１基準電位および第２基準電位を出力する分圧回路８と、モータ３の端子電圧により仮想中性点電位を検出するための仮想中性点検出回路９とを備える。

また、制御装置１００は、シャント抵抗６に流れる電流波形から第１基準電位、第２基準電位および仮想中性点電位を用い、三相分のモータ電流を推定するための第１相電流波形および第２相電流波形を抽出する２相電流抽出回路１０とを備える。制御装置１００は、制御回路４によって第１および第２相電流波形の値により残り１相の電流をＩｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の式から算出し、これら三相電流を用いてモータ３を正弦波駆動方式で制御する。

差動増幅回路７は、シャント抵抗６の両端の電圧差分により母線電流を検出する。分圧回路８は抵抗Ｒ１（例えば３９０ｋΩ）、Ｒ２（例えば４．４ｋΩ）、Ｒ３（２．２ｋΩ）を直列に接続し、第１基準電位＞第２基準電位の関係で電圧を発生する。

仮想中性点検出回路９は、モータ３の巻線端子にそれぞれ抵抗Ｒ４（例えば３９０ｋΩ）を接続してスター結線するとともに、その結線とグランド（ＧＮＤ）との間に抵抗Ｒ５（例えば５．９０３ｋΩ）を接続し、抵抗４と抵抗Ｒ５の接続点から仮想中性点電位を検出する。

２相電流抽出回路１０は、母線電流波形を所定タイミングでサンプリングして二相の電流波形を抽出するために、その所定タイミングを得る第１および第２のサンプルタイミング生成回路１１、１２と、二相の電流波形を抽出する第１および第２の相電流抽出回路１３、１４とを備えている。

第１のサンプルタイミング生成回路１１は、２つのコンパレータおよびダイオードからなるウインドコンパレータで構成され、入力仮想中性点電位が第１基準電位以下、かつ第２基準電位以上になったときに出力を発生する。第２のサンプルタイミング生成回路１２は、入力仮想中性点電位と第１基準電位とを比較し、第１基準電位以上になっているときに出力を発生する。

この場合、仮想中性点電位にはモータの二相通電情報が含まれており、第１基準電位および第２基準電位はその二相通電情報の抽出タイミングが得られるように設定する。

また、第１の相電流抽出回路１３は、母線電流波形を第１のサンプルタイミング生成回路１１の出力タイミングでサンプリングし保持するため、非反転増幅（電流増幅）のオペアンプ回路と、その出力タイミングを僅かに遅らせるワンショットマルチバイブレータ（モノマルチ）と、この遅れたタイミングで母線電流をサンプリングするスイッチング素子と、このサンプリングされた母線電流値を保持するオペアンプ（フォロア回路）およびコンデンサによるホールド回路とを備えている。

第２の相電流抽出回路１４は、母線電流波形を第２のサンプルタイミング生成回路１２の出力タイミングでサンプリングし保持するため、第１の相電流抽出回路１３と同じく、オペアンプ回路と、ワンショットマルチバイブレータ（モノマルチ）と、スイッチング素子と、オペアンプおよびコンデンサによるホールド回路とを備えている。

そして、第１および第２の相電流抽出回路１３、１４の出力電流値が制御回路４のＡ／Ｄ変換ポートに入力され、制御回路４に二相分の電流が取り込まれる。制御回路４に取り込まれた二相分の電流から図２で示す位相差算出部４１の電流位相算出手段４１ａによって、取込んだ第１および第２の出力相電流値により残り１相の電流値を算出し、再現した三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗからモータ電流の電流位相を求められる。算出手法としては、例えば、上記の特許文献１に記載の方法を用いることができる。

なお、本発明に係る制御装置１００が例えば空気調和機の室外機の圧縮機に適用される場合、制御回路４は室内機側からのコンプレッサ周波数情報などによりモータ３の回転数を制御し、また保護機能としての回転数コントローラやインバータ駆動のためのＰＷＭ生成コントローラなどを備えることになる。

ここで、本発明に係るＤＣブラシレスモータの制御装置１００の制御回路４は、図２に示すように、電圧・電流の実位相差を検出する位相差検出部４１（電流位相算出手段４１ａ、電圧位相算出手段４１ｂ）と、検出した実位相差に基づいて現在の制御状態を判定する制御状態判定部４２（差分演算手段４２ａ）と、判定した制御状態に基づいて電圧制御量を決定する出力電圧制御部４３（位相差制御手段４３ａ、弱め界磁制御手段４３ｂ）と、決定した電圧制御量に基づいて６相ＰＷＭ信号を生成する６相ＰＷＭ生成部４４とを備える。

位相差検出部４１は、電流位相算出手段４１ａで求められた電流位相値と、電圧位相算出手段４１ｂで求められた電圧位相値とから、電圧電流位相差θを求めるものである。電流位相算出手段４１ａは、第１および第２の相電流抽出回路１３、１４の出力電流値により残り１相の電流値を算出し、再現した三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗからモータ電流の電流位相を求める。電圧位相算出手段４１ｂは、各相のモータの印加電圧（実際にはＰＷＭデューティから算出）から電圧位相を求める。さらに印加電圧とモータ電流の位相差を算出して出力する。

制御状態判定部４２は、差分演算手段４２ａで所定のタイミング毎に電圧電流位相差を取り込み、現在と１つ前の電圧電流位相差の差分を演算する。後述の弱め界磁制御において、位相差が目標位相差に達したタイミングで、差分演算手段４２ａで演算した位相差と一つ前のタイミングで演算した位相差を比較し、回転数の変化に対して負の特性を示す場合には、弱め界磁手段４３ｂによる位相差制御手段４３ａに切り替え、また、正の特性を示す場合には、弱め界磁制御を維持することを決定するものである。なお、差分演算手段４２ａは、後述の位相差制御においては、目標位相差と位相差との差分を算出し、その差分を基に印加電圧の制御が行われる。

出力電圧制御部４３は、制御状態判定部４２で判定された制御状態に基づいて電圧制御量を決定する位相差制御手段４３ａと、弱め界磁制御手段４３ｂを備えている。

位相差制御手段４３ａは、モータ印加電圧を検出することにより得られるＰＷＭ切換タイミングによって、差動増幅回路７（電流検出手段）で検出した母線電流からモータ三相の電流を算出し、算出したモータ三相の電流とモータ印加電圧との位相差が予め定めた目標位相差となるようにモータ印加電圧を制御するものである。また、モータ印加電圧が飽和した場合には、弱め界磁制御手段４３ｂに切り替える。

弱め界磁制御手段４３ｂは、位相差制御手段４３ａでの制御においてモータ印加電圧が飽和した状態の回転数よりさらにモータの回転数を上げるように電流位相を進める制御するものである。

そして、本発明の制御装置１００では、弱め界磁手段４３ｂによってモータ制御中に位相差が目標位相差に達したタイミングにおいて、位相差を差分演算手段４２ａで演算した位相差と一つ前のタイミングで演算した位相差を比較し、回転数の変化に対して負の特性を示す場合には、弱め界磁手段４３ｂによる位相差制御手段４３ａに切り替え、また、正の特性を示す場合には、弱め界磁制御を維持する。

つまり、モータの回転数が上昇中に位相差が目標位相差に戻ったとき、位相差制御領域でない領域（図５の区間４の領域）と判定できるので、弱め界磁制御から位相差制御に切り替えず、弱め界磁制御を維持することで、脱調しないようにするものである。

次に、本発明の具体的な処理動作の一例について、図３〜図４のフローチャートを参照しながら説明する。

まず、図３は位相差制御を示すフローチャートである。まず、運転を開始して（ステップＳ１１）、位相差検出部４１で位相差θを検出する（ステップＳ１２）。続いて、差分演算手段により目標位相差θｔａｒｇｅｔと位相差θの差分Δθを演算し（ステップＳ１３）、制御出力電圧Ｖ＝Ｖ＋αΔθ（αは予め定めた定数）とする（ステップＳ１４）。電圧Ｖが電圧上限値Ｖｍａｘよりも小さい場合にはステップＳ１２に戻り（ステップＳ１５でＹｅｓ）、モータの回転数が上昇し電圧Ｖが電圧上限値Ｖｍａｘの場合には（ステップＳ１５でＮｏ）、ステップＳ１（図４のフローチャートを参照）に進む。

次に、図４は弱め界磁制御を示すフローチャートで、ステップＳ１の処理においては、まず、電圧Ｖ＝電圧上限値Ｖｍａｘとし（ステップＳ２１）、モータ電流の位相を進めて弱め界磁制御によるモータの回転数を上昇させる（ステップＳ２２）。そして、電圧電流位相差θを検出する（ステップＳ２３）。位相差θが目標位相差θｔａｒｇｅｔ以下である場合には（ステップＳ２４でＹｅｓ）、現在の制御状態が回転数下降指示であるか否かを判定し（ステップＳ２５）、位相差θが目標位相差θｔａｒｇｅｔより大きい場合には（ステップＳ２４でＮｏ）、ステップＳ２１に進む。ステップＳ２５で回転数下降指示である場合には（ステップＳ２５でＹｅｓ）、回転数を下げて（ステップＳ２６）、ステップＳ２（図３のステップＳ１２）に進み弱め界磁制御を維持する。一方、回転数下降指示でない場合には（ステップＳ２５でＮｏ）、ステップＳ２１に戻る。

このように、本発明によれば、弱め界磁制御から位相差制御に切り替わる際、通常の位相差制御の領域でない（図５の区間４を参照）と判定した場合、位相差制御に切り替わらずに弱め界磁制御を維持することで、脱調状態を招くことなく高回転領域まで制御範囲を拡大できる。

１ コンデンサ
２ インバータ
３ ＤＣブラシレスモータ
４ 制御回路
４１ 位相差検出部
４１ａ 電流位相算出手段
４１ｂ 電圧位相算出手段
４２ 制御状態判定部
４２ａ 差分演算手段
４３ 出力電圧制御部
４３ａ 位相差制御手段
４３ｂ 弱め界磁制御手段
４４ ６相ＰＷＭ生成部
５ インバータ駆動回路
６ シャント抵抗
７ 差動増幅回路（電流検出手段）
８ 分圧回路
９ 仮想中性点検出回路
１０ ２相電流抽出回路
１１ 第１のサンプルタイミング生成回路
１２ 第２のサンプルタイミング生成回路
１３ 第１の相電流抽出回路
１４ 第２の相電流抽出回路
１００ ＤＣブラシレスモータの制御装置

Claims (1)

1. 直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、変換した交流電圧に基づくモータ印加電圧によってＤＣブラシレスモータを制御するＤＣブラシレスモータの制御装置において、
   前記モータの巻線に流れるモータ電流を検出し同モータ電流と前記モータ印加電圧との位相差が所定の目標位相差となるように前記モータ印加電圧を制御する位相差制御手段と、
   前記モータ電圧が飽和した場合に前記位相差制御手段による位相差制御から前記モータ電流の位相を進めて前記モータの回転数を上げられるように制御する弱め界磁制御に切り替える弱め界磁制御手段と、を備え、
   前記モータが前記弱め界磁制御手段によって回転数が上昇するように弱め界磁制御されている間に、前記位相差が前記目標位相差に達したとき、前記弱め界磁制御手段は弱め界磁制御を維持することを特徴とするＤＣブラシレスモータの制御装置。

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