JP5358081B2 - モータ制御装置及びモータ装置 - Google Patents

Description

本発明は同期電動機の制御方式であって、特に永久磁石同期電動機を、回転子位置を検出するセンサを用いずに駆動可能なモータ制御装置に関する。

回転子位置を検出するセンサを用いずに永久磁石同期モータを制御する位置センサレス制御の中で、モータの端子電圧を測定し、その電圧に基づいてモータを制御する方法は、比較的電圧の低いモータの駆動装置を中心に使われてきた。ここでは、この方法を「端子電圧検出方式」と呼ぶ。

端子電圧検出方式として、特許文献１には、３相インバータの全てのスイッチ素子を任意のタイミングでオフし、全相が無通電の状態で、モータの端子電圧を測定し、回転子位置を推定する技術が開示されている。

本技術によれば、モータの端子電圧から回転子位置を推定する際に、端子電圧の観測周期を短くすることができるので、低速回転時の負荷追従の性能を向上させることができる。

特開２００７−１５１３５１号公報

特許文献１のように、３相インバータの全てのスイッチ素子を任意のタイミングでオフし、定期的にモータ電流をゼロにする駆動法では、当然ながら電流ゼロの期間にモータトルクは出力されない。このため、もし、モータの出力機械軸に負荷トルクがかけられていれば、電流ゼロの期間に回転子は減速する。減速の早さは、負荷トルクの大きさと、回転子の慣性モーメントによって決まる。例えば、負荷トルクが大きい場合、または慣性モーメントが小さい場合であるほど、急激に減速する。

特許文献１では、全素子をオフしてから、所定の時間を待ってモータの端子電圧を測定している。このため、測定するタイミングまで待つ間に、回転子速度がゼロ近くまで下がる場合がある。また、負荷トルクと慣性モーメントの条件が揃えば、速度がちょうどゼロになる場合も起こりうる。このように、端子電圧の測定タイミングでの回転子速度がゼロ近傍になると、端子電圧に表れる誘起電圧の振幅は小さくなるため、ノイズの影響を受けやすくなり、正しい回転子位置を推定できなくなる。その結果、トルクが出力できなくなり脱調に至る問題がある。

一方、定期的にモータ電流をゼロにして、モータの端子電圧を測定する方式は、１回の測定に所定の時間を要するので、測定頻度を上げることが難しい問題がある。このため、モータを高速回転させると、モータ１回転当たりの端子電圧検出回数は減る。例えば、１回転あたり４回検出する場合には、回転子位置情報は９０度毎にしか得られなくなる。そこで、高速回転域では、別方式の位置センサレス制御に切り替えるのが妥当となる。しかし、この場合は制御方式の切り替えに問題が生じる。

具体的には、特許文献１の技術では、モータ電流を定期的にゼロにする駆動を基本としている。一方、別方式の位置センサレス制御技術では、モータ電流を連続して流す。このために、制御方式を切り替えると、モータの出力トルクが不連続になり、ショックが生じる問題がある。

本発明の目的は、モータの負荷トルクと慣性モーメントの値の変化によらず、回転子速度がゼロ近傍にならないタイミングで、確実にモータの端子電圧を測定し、回転子位置を推定可能な方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、回転速度に応じて、モータ電流を定期的にゼロにする駆動と、モータ電流を連続して流す駆動とを切り替える際に、モータ出力トルクのショックを減らす切り替え法を提供することにある。

総括すると、本発明の目的は、位置センサを用いないモータ制御装置において、モータの安定した運転を実現することが可能とすることである。

本発明のモータ制御装置は、モータ電流をゼロにしている期間に、端子電圧を、タイミングを変えて少なくとも２回以上検出し、その検出結果を用いて、モータの回転子位置を算出することである。

位置センサを用いないモータ制御装置において、モータの安定した運転を実現することが可能である。

以下に、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。

図１に本実施例の構成図を示す。図１において、直流電源１の正側端子と負側端子の間には、直流電圧平滑用のコンデンサ２が接続される。コンデンサ２の正側端子は、インバータ３の直流正側端子Ｐが接続される。コンデンサ２の負側端子は、インバータ３の直流負側端子Ｎがシャント抵抗４を介して接続される。インバータ３の交流出力端子には、制御対象である永久磁石同期モータなどの同期モータ５の交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗが接続される。同期モータ５は、インバータ３が供給する３相交流電力によって駆動される。

同期モータ５の交流端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）、および固定子巻線の中性点端子Ｃには、端子電圧増幅器６が接続される。端子電圧増幅器６は、交流端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）、および中性点端子Ｃの端子間電圧に所定のゲインを乗じて、端子電圧信号として出力する。誘起電圧検出器７は、後述する誘起電圧検出信号Ｐdetの値に応じて、特定のタイミングで前記端子電圧信号の電圧値を取り込み、その値を誘起電圧信号として出力する。位相演算器８は、前記誘起電圧信号の値から誘起電圧位相θｅを演算する。回転方向推定器９は、前記誘起電圧位相θｅの変化に基づいて回転子の回転方向を推定し、回転方向推定信号ｄを出力する。回転子位置演算器１０は、回転方向推定信号ｄと、誘起電圧位相θｅとの値を入力し、回転子位置推定値θr_hatを演算し、出力する。

モータ制御器１１は、回転子位置推定値θr_hatに基づいて、インバータ駆動信号Ｇ１、および駆動方式信号Ｍを出力する。パルス発生器１２は、駆動方式信号Ｍの値に応じて全オフ制御パルス信号Ｐoffを出力する。信号処理器１３は、全オフ制御パルス信号Ｐoffの値に応じてインバータ駆動信号Ｇ１を処理し、インバータ駆動信号Ｇ２として出力する。インバータ駆動信号Ｇ２は、駆動回路１４に接続される。駆動回路１４の出力は、インバータ３を構成するＩＧＢＴあるいはパワーＭＯＳＦＥＴのような電力半導体スイッチ素子ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮの制御端子に接続される。全オフ制御パルス信号Ｐoffは、パルス発生器１５に接続される。パルス発生器１５は、誘起電圧検出信号Ｐdetを出力する。

次に、本実施例の動作について説明する。まず、図２を用いて、信号処理器１３とパルス発生器１５の動作を説明する。図２は、各信号とモータ電流の関係を示したタイムチャート図である。図２（１）の全オフ制御パルス信号Ｐoffに応じて、信号処理器１３は、インバータ駆動信号Ｇ２を変化させる。全オフ制御パルス信号ＰoffがＬレベルの場合、信号処理器１３は、インバータ駆動信号Ｇ１と同一の信号を、インバータ駆動信号Ｇ２として出力する。一方、全オフ制御パルス信号ＰoffがＨレベルの場合は、信号処理器１３は、インバータ駆動信号Ｇ２をオフレベルに固定することで、インバータ３の全電力半導体スイッチ素子をオフにする。なお、図２では、紙面の都合上、インバータ駆動信号Ｇ１，Ｇ２に含まれるパルス信号の１つを図示した。実際には、前述のように、インバータ駆動信号Ｇ１，Ｇ２は、インバータ３を構成する電力半導体スイッチ素子ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮ，ＷＰ，ＷＮを駆動する信号であり、６個のパルス信号から成る。また、インバータ駆動信号Ｇ１は、１８０度通電駆動のための３相正弦波パルス幅変調信号である。

インバータ駆動信号Ｇ２により、インバータ３の電力半導体スイッチ素子を駆動すると、モータ電流は図２（４）のように変化する。まず、全オフ制御パルス信号ＰoffがＬレベルの時は、インバータ３の出力は３相正弦波パルス幅変調された電圧であり、モータ電流が流れている。ここで、全オフ制御パルス信号ＰoffがＨレベルに変化すると、インバータ３の全電力半導体スイッチ素子はオフになるため、モータ電流は減少し、所定の時間が経過するとゼロになる。

図３に、本実施例で動作しているときのモータ電流波形の例を示す。ここでは、全オフ制御パルス信号Ｐoffを一定周期でＨレベルにしている。全オフ制御パルス信号ＰoffがＨレベルになるとインバータ３の全電力半導体スイッチ素子はオフになり、モータ電流が一時的にゼロになる。本来、３相正弦波パルス幅変調された電圧で駆動すれば、モータ電流は正弦波状に流れるが、本実施例で動作させると図３のような櫛状にスリットの入った交流電流波形になる。

図２（５）に、誘起電圧検出信号Ｐdetの変化を示す。誘起電圧検出信号Ｐdetは、全オフ制御パルス信号ＰoffがＨレベルに変化してから、待ち時間Ｔｗだけ遅れてＨレベルに変化するパルス信号である。本発明では、このＰdetのパルス信号を、少なくとも２回以上発生させる。１回のパルス信号の幅（ＰdetがＨレベルを維持している時間）は、取り込み時間Ｔｓである。

取り込み時間Ｔｓは、誘起電圧の取り込みに必要な時間であり、誘起電圧検出器７と位相演算器８の具体的な構成により変化する。取り込み時間Ｔｓの具体例としては、誘起電圧取り込みにＡ／Ｄ変換器を使う場合には、Ａ／Ｄ変換器のサンプル時間が挙げられる。

待ち時間Ｔｗは、モータ電流がゼロになるまでの時間Ｔｆより長い時間に設定する。一方、全電力半導体スイッチ素子をオフに固定する時間Ｔoffは、待ち時間Ｔｗ、Ｐdetのパルス信号の回数ｎ、および取り込み時間Ｔｓとすると、次の不等式が成り立つように設定すればよい。

Ｔoff≧Ｔｗ＋Ｔｓ×ｎ
図４は、端子電圧増幅器６と誘起電圧検出器７の構成例である。図４では２つの例をあげた。図４（ａ）が相電圧検出方式、図４（ｂ）が線間電圧検出方式である。端子電圧増幅器６は３個の差動入力型の増幅器で構成されている。なお、図４では増幅器の増幅率をｇ倍とした。なお、図４（ｂ）に示す線間電圧検出方式の場合は、固定子巻線の中性点端子Ｃは必要ない。

誘起電圧検出器７は、誘起電圧検出信号ＰdetがＨレベルのとき、端子電圧増幅器６が出力する端子電圧信号を検出する。その例として、図４ではサンプル・アンド・ホールド回路を用いた例を示した。通常、誘起電圧検出信号ＰdetがＬレベル時は、サンプル・アンド・ホールド回路のスイッチ素子をオンしておき、誘起電圧検出信号ＰdetがＨレベルになったら、スイッチ素子をオフに切り替え、その時点の端子電圧信号の電位をコンデンサに保持する。誘起電圧検出信号ＰdetがＨレベルの時点は、モータ電流が零なので、保持された端子電圧信号は、速度起電力による誘起電圧をｇ倍した電圧になる。

なお、本発明では、誘起電圧検出信号Ｐdetのパルス信号を、少なくとも２回以上発生させる。そこで、選択器７１では、ＰdetがＨレベルになり、サンプル・アンド・ホールド回路のコンデンサに端子電圧信号の電位が保持されたら、その電位を観測し３相分まとめて保持する。

ここで、図４（ｂ）の線間電圧検出方式において、Ｐdetのパルス信号を３回発生させた場合を例にとり、説明する。この場合、選択器７１には、３回分の線間の端子電圧情報が保持される。何回目かを表す数字を添え字につけて示すと、（Ｅｕｖ１，Ｅｖｗ１，Ｅｗｕ１），（Ｅｕｖ２，Ｅｖｗ２，Ｅｗｕ２）、および（Ｅｕｖ３，Ｅｖｗ３，Ｅｗｕ３）の値が選択器７１に保持される。そして、後述する手順により、どの回の端子電圧情報が適しているか判定し、そのデータをＥｕｖ，Ｅｖｗ，Ｅｗｕ信号として出力する。

ところで、図３のようなモータ電流波形では、モータ出力トルクは一定値でなくなる。
これは、モータ電流がゼロになると、モータ出力トルクもゼロになるためである。このため、全オフ制御パルス信号ＰoffをＨレベルにする周波数と同じ周波数で、モータ出力トルクも変化する。

そこで、図５と図６を用いて、モータ出力トルクの変化とモータ速度変動を説明する。
ここでは、モータ回転子は次の運動方程式に従って運動するとして説明を進める。

Ｔｍ−ＴＬ＝Ｊ・ｄωｍ／ｄｔ
ここで、Ｔｍ：モータ出力トルク
ＴＬ：負荷トルク
Ｊ：慣性モーメント（イナーシャ）
ｄωｍ／ｄｔ：モータ速度ωｍの時間微分
である。

なお、説明を簡単にするために、全オフ制御パルス信号Ｐoffは、図５（ａ），図６（ａ）に示すようにＨとＬの比が１：１になるようにした。全相オフ制御パルス信号ＰoffがＨレベルの時、モータトルクＴｍはゼロとなり、ＰoffがＬレベルの時、モータトルクＴｍは所定量発生すると考える。

図５（ｂ）のように大きさ１のモータトルクＴｍを断続させた場合、モータ速度ωｍは図５（ｃ）に示すように増加と減少を繰り返す。ここで、モータ速度ωｍの平均値ωmaveが一定となっているなら、モータ出力トルクＴｍの平均値と、負荷トルクＴＬは、０.５で釣り合いが取れていることになる。モータトルクＴｍと負荷トルクＴＬとの関係を図示すると、図５（ｂ）のように表すことができる。

図６では、ＰoffがＬレベルの時、モータトルクＴｍが２（図５の２倍のレベル）発生すると考える。この場合モータ速度ωｍの変動は、図６（ｃ）に示すようになり、図５（ｃ）と比べると変動が大きくなる。もし、モータ速度ωｍの平均値ωmaveが、図５と図６で等しいとすると、モータ速度減少の時間変化率は、図６は図５の２倍だから、速度はゼロ以下に達することになる。

以上の説明より、ある一定速度でモータを駆動して、負荷トルクを増していくと、電流をゼロにしている期間中に、モータ速度が減少してゼロ近くまで落ちこむ可能性があることがわかる。もし、誘起電圧検出のタイミングで、モータ速度がゼロ近くまでに下がっている場合、誘起電圧の振幅は低くなるため、ノイズの影響を受けやすくなり、正しい回転子位置を推定できなくなる。その結果、トルクが出力できなくなり脱調に至る。

上記問題を回避するための方法を、図７を用いて説明する。ここでは、全オフ制御パルス信号ＰoffをＨレベルにして、モータ電流をゼロにし、回転子速度ωｍが変化している状態を図示している。なお、回転子速度ωｍは、減速して一旦ゼロになってから後は、逆側に速度を増すように回転するものと仮定している。誘起電圧信号は、回転子速度ωｍの変化に合わせて、振幅が変化していることがわかる。なお、ここでは、端子電圧増幅器６の中に、端子電圧のゼロレベルを、２.５［Ｖ］に加算する回路が含まれているものとした。従って、誘起電圧信号は、２.５［Ｖ］レベルを中心にして、最大で０〜５［Ｖ］の間を変化する。

図７では、誘起電圧検出信号Ｐdetのパルス信号を３回発生させ、そのときの誘起電圧信号の取り込み値を、丸印で示している。１回目のＰdetパルス信号で取り込まれた誘起電圧信号をＥｕｖ１，Ｅｖｗ１，Ｅｗｕ１とする。以下同様に、２回目のＰdetパルス信号で取り込まれた信号をＥｕｖ２，Ｅｖｗ２，Ｅｗｕ２とし、３回目のＰdetパルス信号で取り込まれた信号をＥｕｖ３，Ｅｖｗ３，Ｅｗｕ３とする。本発明では、このようにして取り込んだ３回の誘起電圧信号データから、最も良い回の誘起電圧信号データを選択して、回転子位置を算出するものである。

次に、３回の誘起電圧信号データから、どの回のデータを選択すればよいかについて、以下説明する。

図７の場合、１回目の取り込みタイミングでは、回転子速度が高いために、誘起電圧信号Ｅｗｕは０〜５［Ｖ］の範囲を超えて５［Ｖ］に制限されている。従って、得られたＥｗｕ１は制限された５.０［Ｖ］の値になる。一方、３回目の取り込みタイミングでは、モータ速度がゼロ近傍となり、Ｅｕｖ３，Ｅｖｗ３，Ｅｗｕ３は、どれも誘起電圧信号のゼロレベル（電圧値では２.５［Ｖ］）に近い値になる。３回目や１回目に比べると、２回目の取り込みタイミングでは、Ｅｕｖ２，Ｅｖｗ２，Ｅｗｕ２は、どれも０〜５［Ｖ］の範囲にあることがわかる。図７の例では、２回目のデータＥｕｖ２，Ｅｖｗ２，Ｅｗｕ２を選択して、回転子位置を算出するのが好ましい。

ｎ回取り込んだ誘起電圧信号データから、どの回のデータを選択するかを決めるには、次の（１），（２）の手順に従えばよい。
（１）ｎ回取り込んだ誘起電圧信号データの中から、誘起電圧信号の振幅が高く（少なくともノイズの影響を受けづらい所定値以上の電圧以上）、かつ信号が飽和していない回のものを選ぶ。
（２）上記（１）で該当するデータが無ければ、誘起電圧信号の飽和数が少ない回のものを選ぶ。

なお、上記（２）の飽和数とは、飽和レベルに達した信号の数である。図７の１回目取り込みタイミングは、Ｅｗｕ１のみが飽和していたので飽和数は１である。飽和数の最大は３になる。

上述の手順に従えば、誘起電圧信号がゼロレベル（電圧値では２.５［Ｖ］）に近い値を取る回のものは除去されるため、前述したように正しい回転子位置を推定できなくなる問題を回避することができる。

なお、図７の場合は、Ｐdetとして３回のパルスを出力し、誘起電圧信号を３回検出する例を示している。しかし、本発明で提案する方法は、少なくとも２回の検出をすれば、良い方を選ぶことができるので、同様の効果を出すことができる。

次に、回転速度に応じて、モータ電流を定期的にゼロにする駆動と、モータ電流を連続して流す駆動とを切り替える際に、モータ出力トルクのショックを減らす切り替え法を図８，図９，図１０を用いて説明する。

図８に、モータ制御器１１の内部の例を詳しく示す。図８において、電圧指令演算器１１０は、後述する制御系の内部角周波数ω１の値をもとに、交流電圧指令の振幅Ｖ１*（モータ電圧指令），交流電圧指令の位相角θｖ、および駆動方式信号Ｍを出力する。駆動方式信号Ｍの値によって、前述のパルス発生器１２の動作が変化する。Ｍが１の場合、パルス発生器１２は、全オフ制御パルス信号Ｐoffを出力して、モータ電流を定期的にゼロにする駆動が有効になる。一方、Ｍが０の場合は、パルス発生器１２は、全オフ制御パルス信号Ｐoffを出力しないので、モータ電流を連続して流す駆動方式となる。

振幅Ｖ１*は、増幅器１１１ａにより１.０倍に増幅される。同様に、振幅Ｖ１*は、増幅器１１１ｂによりｋ倍に増幅される。ただし、ｋは、ｋ＞１とする。増幅器１１１ａ，１１１ｂの出力信号は、選択器１１２によって処理され、補正後の交流電圧指令の振幅Ｖ１**が出力される。選択器１１２は、Ｍが１の場合に増幅器１１１ｂの信号を選択する。一方、選択器１１２は、Ｍが０の場合に増幅器１１１ａの信号を選択する。

３相電圧指令演算器１１３は、補正後の振幅Ｖ１**と、電圧指令位相角θｖ、および推定ｄ軸位相θdcにより、３相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を算出する。ＰＷＭ変換器１１４は、入力として与えられた３相電圧指令をもとに、パルス幅変調されたインバータ駆動信号Ｇ１を出力する。

誘起電圧信号をもとに算出した回転子位置推定値θr_hatと、推定ｄ軸位相θdcは、加算器１１５によって、差分値（θr_hat−θdc）が計算される。一方、公知の位置センサレスアルゴリズムを用いた演算器１１６によって、軸ずれ角の推定値Δθhatが計算される。なお、軸ずれ角とは、推定ｄ軸位相θdcと、実ｄ軸位相θｄの差分で定義される量である。選択器１１７は、Ｍが１の場合に加算器１１５の出力信号を選択する。一方、Ｍが０の場合には演算器１１６の出力信号を選択する。選択器１１７の出力信号を誤差入力として、ＰＩ補償器１１８は制御系の内部角周波数ω１を算出する。内部角周波数ω１は、積分器１１９によって積分され、推定ｄ軸位相θdcが出力される。

なお、図８では図示するのを省略したが、公知の位置センサレスアルゴリズムを用いた演算器１１６は、電圧指令値の情報，モータ電流の観測値，内部の周波数情報等を用いて軸ずれ角の推定値Δθhatを推定している。なお、モータ電流を観測する手段について、図１では図示するのを省略しているが、同期モータ５の交流端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の電流を測定する電流センサを用いる方法や、シャント抵抗４の両端に生じる電圧を測定して同期モータ５の電流を測定する方法がある。

次に、図８の動作を説明する。

駆動方式信号Ｍは、モータ駆動周波数（すなわち、制御系の内部角周波数）ω１の値に基づいて決定される。低速域ではＭ＝１、高速域ではＭ＝０が出力される。駆動方式信号Ｍが１の場合、前述のようにモータ電流を定期的にゼロにする駆動が有効になる。このとき、補正後の交流電圧振幅Ｖ１**は、Ｖ１*のｋ倍となる。一方、Ｍが０の場合、モータ電流を連続して流す駆動方式となる。このとき、補正後の交流電圧振幅Ｖ１**は、Ｖ１*と等しい。以上の動作により、モータ電流を定期的にゼロにする駆動では、３相電圧指令の電圧振幅が大きく設定される。

図９は、左側がＭ＝１でモータ電流を定期的にゼロにする駆動、右側がモータ電流を連続して流す駆動を示している。もともとの交流電圧振幅Ｖ１*は一定だが、本発明では、電流断続駆動において電圧指令の振幅をｋ倍にし、補正後の電圧振幅Ｖ１**を生成する。この結果、電流断続駆動時にはモータ電流が増加し、モータトルクの最大値も増加する。

電流断続駆動状態でのモータトルクＴｍの平均値と、電流連続駆動状態のモータトルクＴｍの差が小さければ、切り替え時のショックは少なくなる。このために、増幅器１１１ｂのゲインｋを適切に設定する必要がある。

ゲインｋの設定値の理論式を導出する。今、モータ電流は時間Ｔ毎にゼロにすると仮定する。また、毎回電流をゼロに保持している時間をｔとおく。（ただし、０＜ｔ＜Ｔ）モータ電流をゼロにしている期間の割合ｒは、ｒ＝ｔ／Ｔで定義される。

電流断続駆動状態における電圧振幅Ｖ１**は、ｋ・Ｖ１*となる。しかし、インバータの全スイッチ素子は、定期的に全オフとなるので、実際に出力される電圧振幅の平均は、ｋ・Ｖ１*・（１−ｒ）となると考えることができる。一方、電流連続駆動状態の電圧振幅はＶ１*である。よって、両者が等しいとおいて、方程式を解くと、
ｋ＝１／（１−ｒ）＝Ｔ／（Ｔ−ｔ）
の関係式が得られる。

図１０は、駆動方式信号Ｍを１から０に変えたときの、モータ電流の変化の例を示す。
電流断続駆動から、電流連続駆動に切り替えると、前述のように電圧指令の電圧振幅Ｖ**の大きさが変化するため、電流の波高値が変化し、図１０のような波形となる。

なお、図１０では、電流断続駆動から電流連続駆動へ切り替える例を示したが、反対方向に駆動方式を切り替える場合でも、同様の波形になる。

なお、電圧指令演算器１１０としては、モータ電流の観測値を用いて電圧指令を出力する方法も知られている。モータ電流の観測値をフィードバックすれば、電流制御が可能となり、本発明の性能をあげることができる。

以上のように、本発明の永久磁石同期モータの位置センサレス制御装置は、モータ電流をゼロにしている期間に、端子電圧を、タイミングを変えて少なくとも２回以上検出するので、回転子速度がゼロ近傍でないタイミングでモータの端子電圧を測定することができる。このため、モータの誘起電圧情報を得て回転子位置を推定することができるので、脱調することなくモータトルクを出力できる。

これにより、位置センサを用いないモータ制御装置において、脱調することなくモータの安定した運転を実現することが可能である。

実施例の永久磁石同期モータの位置センサレス駆動システムの全体制御ブロック図。 実施例の制御信号の関係を示したタイムチャート図。 実施例のモータ電流波形の説明図。 実施例の端子電圧増幅器と誘起電圧検出器の説明図。 実施例のモータトルクとモータ速度変動の関係を示した説明図。 実施例のモータトルクとモータ速度変動の関係を示した説明図。 実施例の誘起電圧信号の検出についての説明図。 実施例のモータ制御器１１の制御構成を説明する図。 実施例において、駆動方式を切り替えた場合のモータトルク変動を説明する図。 実施例において、駆動方式を切り替えた場合のモータ電流波形の説明図。

符号の説明

１ 直流電源
２ コンデンサ
３ インバータ
４ シャント抵抗
５ 同期モータ
６ 端子電圧増幅器
７ 誘起電圧検出器
８ 位相演算器
９ 回転方向推定器
１０ 回転子位置演算器
１１ モータ制御器
１２，１５ パルス発生器
１３ 信号処理器
１４ 駆動回路

Claims (2)

1. 回転子位置センサを用いずにインバータを用いて永久磁石同期モータを制御するモータ制御装置において、
   前記インバータの全相のスイッチング素子を任意のタイミングでオフし、かつ、前記スイッチング素子の全相をオフにした場合に、少なくとも２回以上のモータ電圧をサンプリングすることにより前記モータの誘起電圧情報を求め、
   該誘起電圧情報に基づいてモータの回転子位置を推定し、
   前記少なくとも２回以上のモータ電圧のサンプリングは、モータ電流がゼロになった以後に行い、
   前記少なくとも２回以上サンプリングした結果から、ある１回の結果を選択し、
   前記全相のスイッチング素子を任意のタイミングでオフする期間と、全相のスイッチング素子を任意のタイミングでオフしない期間とをモータ回転速度によって切り替え、
   前記全相のスイッチング素子を任意のタイミングでオフする期間では、
   モータ電圧指令値を所定ゲイン分高めにし、
   前記全相のスイッチング素子を任意のタイミングでオフする期間と、
   前記全相のスイッチング素子を任意のタイミングでオフしない期間との切り替えは、切り替え前後における、モータ電流の実効値がほぼ等しくなるようにしたことを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１において、
   所定のゲインｋは、前記全相のスイッチング素子を任意のタイミングでオフした期間の一回のオフ期間のモータ電流がゼロの時間ｔ、前記全相のスイッチング素子を任意のタイミングでオフする周期Ｔとするとき（ただし、ｔ＜Ｔ）ｋ＝Ｔ／（Ｔ−ｔ）であることを特徴とするモータ制御装置。

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