JP2001314090A - インバータ装置 - Google Patents
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- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】インバータの直流入力電流から求めた交流の相
電流により、交流電動機の自動トルクブースト制御や過
負荷時の電流制限処理を精度良く行なう。 【解決手段】三相インバータの正側アームスイッチング
素子三相分または負側アームスイッチング素子三相分の
内、一相のみオンとし、他の二相はオフとするゲート状
態でインバータの直流入力電流をサンプルホールドする
第１のサンプルホールド回路と、二相に対してオンと
し、他の一相はオフとするゲート状態で直流入力電流を
サンプルホールドする第２のサンプルホールド回路を具
備し、インバータ出力電圧位相の１２０度位相周期で変
化する前記第１及び第２のサンプルホールド回路出力値
に応じてインバータの出力周波数あるいは出力電圧を可
変するようにする。
電流により、交流電動機の自動トルクブースト制御や過
負荷時の電流制限処理を精度良く行なう。 【解決手段】三相インバータの正側アームスイッチング
素子三相分または負側アームスイッチング素子三相分の
内、一相のみオンとし、他の二相はオフとするゲート状
態でインバータの直流入力電流をサンプルホールドする
第１のサンプルホールド回路と、二相に対してオンと
し、他の一相はオフとするゲート状態で直流入力電流を
サンプルホールドする第２のサンプルホールド回路を具
備し、インバータ出力電圧位相の１２０度位相周期で変
化する前記第１及び第２のサンプルホールド回路出力値
に応じてインバータの出力周波数あるいは出力電圧を可
変するようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電動機を可変
速制御するインバータの制御装置に関する。
速制御するインバータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機を可変速駆動するインバータ
の制御方法として、インバータの１次周波数ｆ１に比例
してインバータの出力電圧Ｖ１を制御するＶ／ｆ一定制
御が知られている。このものでは誘導電動機の励磁電流
をほぼ一定に保つことができるが、負荷が加わると電動
機の１次抵抗ｒ１による電圧降下が大きくなり、電動機
の誘導起電力が小さくなる。この結果、電動機磁束が小
さくなり、電動機出力トルクが減少すると言う問題があ
る。また、速度指令に対して実速度が低下し、速度変動
率が大きくなると言う問題もある。そこで、特に中低速
領域でのトルクアップを図る自動トルクブースト制御が
提案されている。
の制御方法として、インバータの１次周波数ｆ１に比例
してインバータの出力電圧Ｖ１を制御するＶ／ｆ一定制
御が知られている。このものでは誘導電動機の励磁電流
をほぼ一定に保つことができるが、負荷が加わると電動
機の１次抵抗ｒ１による電圧降下が大きくなり、電動機
の誘導起電力が小さくなる。この結果、電動機磁束が小
さくなり、電動機出力トルクが減少すると言う問題があ
る。また、速度指令に対して実速度が低下し、速度変動
率が大きくなると言う問題もある。そこで、特に中低速
領域でのトルクアップを図る自動トルクブースト制御が
提案されている。
【０００３】一般的には、インバータ出力側に電流検出
器を二相分設けて電動機電流を検出し、これを磁束位相
で固定子座標から回転磁界座標へ変換（ｕｖｗ／ｄｑ変
換）してトルク電流Ｉｑを求め、これに応じて１次抵抗
電圧降下分ｒ１・Ｉｑを演算し、Ｖ／ｆ一定電圧(誘導
起電力)に加算して電圧指令Ｖｍを演算している。この
場合、電圧指令はＶｍ＝Ｋ・ｆ１*＋ｒ１・Ｉｑ であ
る。ここで、Ｋは比例ゲインである。このように電流に
応じて出力電圧値を増加させる制御を自動トルクブース
トと呼ぶ。更にトルク電流に比例した滑り周波数ｆｓを
基準の周波数ｆ0*に加算してインバータ出力周波数指令
ｆ１*を演算している。この場合、ｆ１*＝ｆ0*＋Ｋｓ・
Ｉｑである。この制御をすべり補償と呼ぶ。これらの方
式は、インバータ出力側に電流検出器が二相分必要とな
るためコストアップとなる。一方、インバータ直流入力
電流の平均値Ｉｄｃからトルク電流相当を演算し、これ
に応じてトルクブーストを行なう方式もある。これはイ
ンバータの直流側と交流側のパワーは等しいという関係
から数１が成り立つため、Ｉｄｃを検出してトルク電流
Ｉｑに近似な有効パワー電流Ｉqxを演算し、この大きさ
に応じてインバータ出力電圧を補償する方式である。
器を二相分設けて電動機電流を検出し、これを磁束位相
で固定子座標から回転磁界座標へ変換（ｕｖｗ／ｄｑ変
換）してトルク電流Ｉｑを求め、これに応じて１次抵抗
電圧降下分ｒ１・Ｉｑを演算し、Ｖ／ｆ一定電圧(誘導
起電力)に加算して電圧指令Ｖｍを演算している。この
場合、電圧指令はＶｍ＝Ｋ・ｆ１*＋ｒ１・Ｉｑ であ
る。ここで、Ｋは比例ゲインである。このように電流に
応じて出力電圧値を増加させる制御を自動トルクブース
トと呼ぶ。更にトルク電流に比例した滑り周波数ｆｓを
基準の周波数ｆ0*に加算してインバータ出力周波数指令
ｆ１*を演算している。この場合、ｆ１*＝ｆ0*＋Ｋｓ・
Ｉｑである。この制御をすべり補償と呼ぶ。これらの方
式は、インバータ出力側に電流検出器が二相分必要とな
るためコストアップとなる。一方、インバータ直流入力
電流の平均値Ｉｄｃからトルク電流相当を演算し、これ
に応じてトルクブーストを行なう方式もある。これはイ
ンバータの直流側と交流側のパワーは等しいという関係
から数１が成り立つため、Ｉｄｃを検出してトルク電流
Ｉｑに近似な有効パワー電流Ｉqxを演算し、この大きさ
に応じてインバータ出力電圧を補償する方式である。
【０００４】
【数１】 ここで、Ｖｄｃはインバータの直流電圧、Ｉｄｃは直流
電流平均値、Ｖ１はインバータ出力電圧（相電圧）の大
きさ、Ｉ１は電動機電流の大きさ、cosφ は力率であ
る。ところが、誘導電動機などの交流電動機制御ではＶ
／ｆ一定制御のため、インバータ周波数にほぼ比例して
出力電圧Ｖ１を制御する。このため、低速領域ではＶ１
が小さくなるので数１より明らかなようにＩｄｃが非常
に小さくなる。このため有効パワー分電流Ｉqxの検出精
度が低下し、自動トルクブースト制御の精度が劣化する
と言う問題がある。
電流平均値、Ｖ１はインバータ出力電圧（相電圧）の大
きさ、Ｉ１は電動機電流の大きさ、cosφ は力率であ
る。ところが、誘導電動機などの交流電動機制御ではＶ
／ｆ一定制御のため、インバータ周波数にほぼ比例して
出力電圧Ｖ１を制御する。このため、低速領域ではＶ１
が小さくなるので数１より明らかなようにＩｄｃが非常
に小さくなる。このため有効パワー分電流Ｉqxの検出精
度が低下し、自動トルクブースト制御の精度が劣化する
と言う問題がある。
【０００５】また、電流制限制御ではインバータ出力電
流を三相分検出し、一相でも電流制限レベル以上になっ
た時、インバータ出力周波数を下げて誘導電動機の滑り
周波数を小さくし、電動機電流を制限レベル以下にし
て、過電流トリップを防止するようにしている。この場
合は、電動機電流センサが少なくとも２個必要である。
流を三相分検出し、一相でも電流制限レベル以上になっ
た時、インバータ出力周波数を下げて誘導電動機の滑り
周波数を小さくし、電動機電流を制限レベル以下にし
て、過電流トリップを防止するようにしている。この場
合は、電動機電流センサが少なくとも２個必要である。
【０００６】このため、電動機電流センサレス化のた
め、インバータの直流入力電流からインバータの出力電
流を演算検出する方式が、例えば特開平８−１９２６３
号公報や特開平６−１５３５２６号公報に記載されてい
る。また、関連技術として、インバータの直流入力電流
と出力電流及びゲート状態との関係について、電気学会
論文誌Ｄ（平成４年１月）の電圧形ＰＷＭコンバータの
平滑コンデンサ容量低減および瞬停再始動制御法（３３
ページ）に記載されている。
め、インバータの直流入力電流からインバータの出力電
流を演算検出する方式が、例えば特開平８−１９２６３
号公報や特開平６−１５３５２６号公報に記載されてい
る。また、関連技術として、インバータの直流入力電流
と出力電流及びゲート状態との関係について、電気学会
論文誌Ｄ（平成４年１月）の電圧形ＰＷＭコンバータの
平滑コンデンサ容量低減および瞬停再始動制御法（３３
ページ）に記載されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】これらの電動機電流セ
ンサレスにおいて、特開平８−１９２６３号公報記載の
ものでは、ゲート状態が変化する毎にすべてのゲート状
態で直流電流をサンプルホールドしているため、サンプ
ルホールド回路の出力はゲート状態が変化する毎に変化
する。更に、２個のサンプルホールド回路出力値の差分
(直流電流変化分)をゲート状態毎に演算しており、非常
に高速なＡ／Ｄ変換器やマイクロコンピュータが必要で
ある。また、特開平６−１５３５２６号公報に関して
は、サンプルホールド回路の構成や、サンプルホールド
信号の作り方など具体的な構成は記載されていない。ま
た、従来技術はインバータ出力電流の検出方法まで記載
されているが、具体的な電流制限制御や自動トルクブー
スト制御については記載されていない。
ンサレスにおいて、特開平８−１９２６３号公報記載の
ものでは、ゲート状態が変化する毎にすべてのゲート状
態で直流電流をサンプルホールドしているため、サンプ
ルホールド回路の出力はゲート状態が変化する毎に変化
する。更に、２個のサンプルホールド回路出力値の差分
(直流電流変化分)をゲート状態毎に演算しており、非常
に高速なＡ／Ｄ変換器やマイクロコンピュータが必要で
ある。また、特開平６−１５３５２６号公報に関して
は、サンプルホールド回路の構成や、サンプルホールド
信号の作り方など具体的な構成は記載されていない。ま
た、従来技術はインバータ出力電流の検出方法まで記載
されているが、具体的な電流制限制御や自動トルクブー
スト制御については記載されていない。
【０００８】本発明は、上記課題を考慮してなされたも
のであり、インバータの直流入力電流から電動機電流の
振幅やトルク電流，励磁電流などを検出し、これらを用
いて電流制限制御，自動トルクブースト制御または速度
センサレスベクトル制御などを行なうインバータの制御
装置を提供する。
のであり、インバータの直流入力電流から電動機電流の
振幅やトルク電流，励磁電流などを検出し、これらを用
いて電流制限制御，自動トルクブースト制御または速度
センサレスベクトル制御などを行なうインバータの制御
装置を提供する。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明によるインバータ
装置は、直流電力を交流電力に変換し、交流電動機に供
給する三相インバータと、その制御装置とを備える。制
御装置は、直流入力電流に基づいて相電流波形を出力す
る相電流検出部と、相電流波形に基づいてインバータ装
置を制御するための演算処理を行う演算処理部とを含
む。本発明によれば、直流入力電流に基づいて三相交流
の相電流を検出するので、各相に電流検出器を設ける必
要が無くなる。このため、インバータ装置が、小型化さ
れあるいは低価格される。さらに、相電流波形に基づい
てインバータを制御するので、演算処理部を高速化する
ことなくインバータを制御できる。
装置は、直流電力を交流電力に変換し、交流電動機に供
給する三相インバータと、その制御装置とを備える。制
御装置は、直流入力電流に基づいて相電流波形を出力す
る相電流検出部と、相電流波形に基づいてインバータ装
置を制御するための演算処理を行う演算処理部とを含
む。本発明によれば、直流入力電流に基づいて三相交流
の相電流を検出するので、各相に電流検出器を設ける必
要が無くなる。このため、インバータ装置が、小型化さ
れあるいは低価格される。さらに、相電流波形に基づい
てインバータを制御するので、演算処理部を高速化する
ことなくインバータを制御できる。
【００１０】本発明による他のインバータ装置の制御装
置は、三相インバータの正側アームスイッチング素子三
相分または負側アームスイッチング素子三相分の内、一
相のみオンとするゲート状態と、二相のみオンとするゲ
ート状態（各３種類で合計６種類のゲート状態）の内、
１つのゲート状態をインバータ出力電圧位相の所定周期
毎に、好ましくは６０度または１２０度位相周期毎に選
択するサンプルホールド信号作成手段と、該選択された
１つのゲート状態においてインバータ直流入力電流をサ
ンプルホールドするサンプルホールド回路を備える。こ
れにより、サンプルホールド回路の出力はインバータ出
力電圧位相の所定位相周期の間は電動機電流に同期して
連続的に変化する。
置は、三相インバータの正側アームスイッチング素子三
相分または負側アームスイッチング素子三相分の内、一
相のみオンとするゲート状態と、二相のみオンとするゲ
ート状態（各３種類で合計６種類のゲート状態）の内、
１つのゲート状態をインバータ出力電圧位相の所定周期
毎に、好ましくは６０度または１２０度位相周期毎に選
択するサンプルホールド信号作成手段と、該選択された
１つのゲート状態においてインバータ直流入力電流をサ
ンプルホールドするサンプルホールド回路を備える。こ
れにより、サンプルホールド回路の出力はインバータ出
力電圧位相の所定位相周期の間は電動機電流に同期して
連続的に変化する。
【００１１】次に、本発明によるさらに他のインバータ
装置の制御装置は、三相インバータの正側アームスイッ
チング素子三相分または負側アームスイッチング素子三
相分の内、一相のみオンとし、他の二相はオフとするゲ
ート状態でインバータの直流入力電流をサンプルホール
ドする第１のサンプルホールド回路と、二相に対してオ
ンとし、他の一相はオフとするゲート状態で直流入力電
流をサンプルホールドする第２のサンプルホールド回路
にサンプルホールドする。これにより、サンプルホール
ド回路の出力はインバータ出力電圧位相の１２０度位相
周期の間は電動機電流に同期して連続的に変化する。
装置の制御装置は、三相インバータの正側アームスイッ
チング素子三相分または負側アームスイッチング素子三
相分の内、一相のみオンとし、他の二相はオフとするゲ
ート状態でインバータの直流入力電流をサンプルホール
ドする第１のサンプルホールド回路と、二相に対してオ
ンとし、他の一相はオフとするゲート状態で直流入力電
流をサンプルホールドする第２のサンプルホールド回路
にサンプルホールドする。これにより、サンプルホール
ド回路の出力はインバータ出力電圧位相の１２０度位相
周期の間は電動機電流に同期して連続的に変化する。
【００１２】電流制限制御のためには、制御装置におい
て、さらに、第１及び第２のサンプルホールド回路の出
力値の内、１つでも予め設定した設定レベルを越えた
時、インバータの出力周波数を低減するようにする。こ
れにより誘導電動機の滑り周波数が小さくなるので、高
速に電流制限ができる。
て、さらに、第１及び第２のサンプルホールド回路の出
力値の内、１つでも予め設定した設定レベルを越えた
時、インバータの出力周波数を低減するようにする。こ
れにより誘導電動機の滑り周波数が小さくなるので、高
速に電流制限ができる。
【００１３】トルクブースト制御のためには、制御装置
において、さらにインバータ出力周波数指令を積分した
基準位相と第１と第２のサンプルホールド回路出力値を
基に交流電動機のトルク電流や励磁電流を算出する手段
と、算出した値に応じてインバータの出力周波数あるい
は出力電圧を可変する手段を設ける。これにより負荷増
加時、トルク分電流の増加に応じてインバータ出力電圧
を増加させることで高トルク化（自動トルクブースト制
御）ができる。更にトルク電流の増加に応じてインバー
タ出力周波数を増加させるすべり補償により速度指令に
対する実速度の偏差を小さくできる。
において、さらにインバータ出力周波数指令を積分した
基準位相と第１と第２のサンプルホールド回路出力値を
基に交流電動機のトルク電流や励磁電流を算出する手段
と、算出した値に応じてインバータの出力周波数あるい
は出力電圧を可変する手段を設ける。これにより負荷増
加時、トルク分電流の増加に応じてインバータ出力電圧
を増加させることで高トルク化（自動トルクブースト制
御）ができる。更にトルク電流の増加に応じてインバー
タ出力周波数を増加させるすべり補償により速度指令に
対する実速度の偏差を小さくできる。
【００１４】本発明の他の特徴は、以下の記載より明ら
かになるであろう。
かになるであろう。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図面に基
づいて説明する。図１において、直流電源１の直流電圧
は三相インバータ２により、可変周波数かつ可変電圧の
交流に変換され、誘導電動機３を可変速駆動する。次
に、自動トルクブースト手段４は、目標周波数設定器５
の出力とトルク電流演算値Ｉｑを基にインバータの三相
交流電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* を出力する。また、
ＰＷＭゲート信号発生手段６では、三相交流電圧指令を
基にインバータのＰＷＭゲート信号を出力し、インバー
タ２に供給している。サンプルホールド信号作成手段７
ａでは、ＰＷＭゲート信号を基にサンプルホールド回路
８ａ，８ｂのサンプルホールド信号を作成し、直流電流
検出器９の出力をサンプルホールドする。Ａ／Ｄ変換器
が内蔵された１チップマイクロコンピュータ１０では、
サンプルホールド回路の出力ｉａ及びｉｂをＡ／Ｄ変換
器で入力し、トルク電流検出手段１１によりトルク電流
Ｉｑを検出し、これを基に自動トルクブースト制御を行
なう。
づいて説明する。図１において、直流電源１の直流電圧
は三相インバータ２により、可変周波数かつ可変電圧の
交流に変換され、誘導電動機３を可変速駆動する。次
に、自動トルクブースト手段４は、目標周波数設定器５
の出力とトルク電流演算値Ｉｑを基にインバータの三相
交流電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* を出力する。また、
ＰＷＭゲート信号発生手段６では、三相交流電圧指令を
基にインバータのＰＷＭゲート信号を出力し、インバー
タ２に供給している。サンプルホールド信号作成手段７
ａでは、ＰＷＭゲート信号を基にサンプルホールド回路
８ａ，８ｂのサンプルホールド信号を作成し、直流電流
検出器９の出力をサンプルホールドする。Ａ／Ｄ変換器
が内蔵された１チップマイクロコンピュータ１０では、
サンプルホールド回路の出力ｉａ及びｉｂをＡ／Ｄ変換
器で入力し、トルク電流検出手段１１によりトルク電流
Ｉｑを検出し、これを基に自動トルクブースト制御を行
なう。
【００１６】次に、直流電流ｉｄｃに含まれる電動機電
流成分について図２を用いて説明する。三相インバータ
２は半導体スイッチング素子６個と還流ダイオード６個
から構成され正アームのゲート信号がＵ，Ｖ，Ｗ、負ア
ームのゲート信号がＸ，Ｙ，Ｚである。直流電流ｉｄｃ
は図２から数２で表される。
流成分について図２を用いて説明する。三相インバータ
２は半導体スイッチング素子６個と還流ダイオード６個
から構成され正アームのゲート信号がＵ，Ｖ，Ｗ、負ア
ームのゲート信号がＸ，Ｙ，Ｚである。直流電流ｉｄｃ
は図２から数２で表される。
【００１７】
【数２】 ここで、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは各相の電動機電流、ゲート
信号Ｘ，Ｙ，Ｚはゲート信号オンで１、オフで０とな
る。また、数２から（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝０，０，０）はｉｄ
ｃ＝０となる。更に（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝１，１，１）では三
相電流の和が零であるのでｉｄｃ＝０となる。そこで、
ｉｄｃに電流が流れるゲート状態は図２のベクトル図に
示すように６通りあり、ゲート状態に応じてｉｄｃと電
動機電流の関係が求まる。
信号Ｘ，Ｙ，Ｚはゲート信号オンで１、オフで０とな
る。また、数２から（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝０，０，０）はｉｄ
ｃ＝０となる。更に（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝１，１，１）では三
相電流の和が零であるのでｉｄｃ＝０となる。そこで、
ｉｄｃに電流が流れるゲート状態は図２のベクトル図に
示すように６通りあり、ゲート状態に応じてｉｄｃと電
動機電流の関係が求まる。
【００１８】次に、本実施例の主要部であるサンプルホ
ールド信号作成手段７ａの詳細回路図を図３に示す。論
理積回路１２で６個のゲート状態を判別し、インバータ
の負アームゲート信号が一相のみオン状態（Ｘ，Ｙ，Ｚ
＝１，０，０），（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝０，１，０），（Ｘ，
Ｙ，Ｚ＝０，０，１）の信号を加算器１３ａで加算し
て、サンプルホールド信号ＳＨａとしている。また、イ
ンバータの負アームゲート信号が二相についてオン状態
（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝１，１，０），（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝０，１，
１），（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝１，０，１）の信号を加算器１３
ｂで加算して、サンプルホールド信号ＳＨｂとしてい
る。具体的な動作波形を図４に示す。図４は電圧指令に
対応したＵ相変調波が一番大きく、次にＶ相で、Ｗ相が
一番小さい状態を示す。デッドタイム区間Ｔｄを除く
Ｘ，Ｙ，Ｚのゲート信号で二相のみオンする状態をＳＨ
ｂ信号とし、一相のみオンする状態をＳＨａ信号として
いる。
ールド信号作成手段７ａの詳細回路図を図３に示す。論
理積回路１２で６個のゲート状態を判別し、インバータ
の負アームゲート信号が一相のみオン状態（Ｘ，Ｙ，Ｚ
＝１，０，０），（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝０，１，０），（Ｘ，
Ｙ，Ｚ＝０，０，１）の信号を加算器１３ａで加算し
て、サンプルホールド信号ＳＨａとしている。また、イ
ンバータの負アームゲート信号が二相についてオン状態
（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝１，１，０），（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝０，１，
１），（Ｘ，Ｙ，Ｚ＝１，０，１）の信号を加算器１３
ｂで加算して、サンプルホールド信号ＳＨｂとしてい
る。具体的な動作波形を図４に示す。図４は電圧指令に
対応したＵ相変調波が一番大きく、次にＶ相で、Ｗ相が
一番小さい状態を示す。デッドタイム区間Ｔｄを除く
Ｘ，Ｙ，Ｚのゲート信号で二相のみオンする状態をＳＨ
ｂ信号とし、一相のみオンする状態をＳＨａ信号として
いる。
【００１９】次に、サンプルホールド回路の出力ｉａ，
ｉｂについて図５を用いて説明する。図５はインバータ
出力電圧位相より電動機電流位相が遅れた電動運転時の
波形である。三相交流電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* の
いずれか二つの波形が交差するようになる６０°位相周
期の番号をＩ〜VIとすると各６０°区間におけるゲート
信号波形は図６のようになる。例えば図４の波形は区間
IIに相当しゲート信号Ｘの幅が一番狭く、Ｚが一番広
い。ここで、Ｘ，Ｙ，Ｚの内、一相のみオン状態ではサ
ンプルホールド回路８ａにおいてｉｄｃをｉａとして出
力する。また、二相のみオン状態ではサンプルホールド
回路８ｂにおいてｉｄｃをｉｂとして出力する。また、
その時のｉｄｃは数２の計算式となり、各ゲート状態に
おけるｉａ，ｉｂの値は図６に記入したようになる。こ
れをインバータ出力電圧の一周期で表すとｉａ，ｉｂ波
形は図５となる。この結果、ｉｂの値は三相電圧の内、
瞬時値電圧が最大の相の電流値が１２０度周期で出力さ
れる。また、ｉａの値は瞬時値電圧が最小の相の電流値
（符号反転値）が出力される。つまり、ｉａとｉｂは位
相が６０°ずれた状態で１２０度周期で電動機電流に一
致した値が出力される。このようにサンプルホールド回
路の出力はインバータ出力電圧位相の１２０度位相周期
の間は、電動機電流に一致して連続的かつ緩慢に変化す
るため、この信号をＡ／Ｄ変換しマイクロコンピュータ
へ取り込む際には比較的低速応答なＡ／Ｄ変換器やマイ
クロコンピュータ内蔵Ａ／Ｄ変換器が使用できる。この
結果、経済的な制御装置を実現できる。
ｉｂについて図５を用いて説明する。図５はインバータ
出力電圧位相より電動機電流位相が遅れた電動運転時の
波形である。三相交流電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* の
いずれか二つの波形が交差するようになる６０°位相周
期の番号をＩ〜VIとすると各６０°区間におけるゲート
信号波形は図６のようになる。例えば図４の波形は区間
IIに相当しゲート信号Ｘの幅が一番狭く、Ｚが一番広
い。ここで、Ｘ，Ｙ，Ｚの内、一相のみオン状態ではサ
ンプルホールド回路８ａにおいてｉｄｃをｉａとして出
力する。また、二相のみオン状態ではサンプルホールド
回路８ｂにおいてｉｄｃをｉｂとして出力する。また、
その時のｉｄｃは数２の計算式となり、各ゲート状態に
おけるｉａ，ｉｂの値は図６に記入したようになる。こ
れをインバータ出力電圧の一周期で表すとｉａ，ｉｂ波
形は図５となる。この結果、ｉｂの値は三相電圧の内、
瞬時値電圧が最大の相の電流値が１２０度周期で出力さ
れる。また、ｉａの値は瞬時値電圧が最小の相の電流値
（符号反転値）が出力される。つまり、ｉａとｉｂは位
相が６０°ずれた状態で１２０度周期で電動機電流に一
致した値が出力される。このようにサンプルホールド回
路の出力はインバータ出力電圧位相の１２０度位相周期
の間は、電動機電流に一致して連続的かつ緩慢に変化す
るため、この信号をＡ／Ｄ変換しマイクロコンピュータ
へ取り込む際には比較的低速応答なＡ／Ｄ変換器やマイ
クロコンピュータ内蔵Ａ／Ｄ変換器が使用できる。この
結果、経済的な制御装置を実現できる。
【００２０】次に、電流制限機能について説明する。図
５に示すように力率がある程度大きい状態では、各相電
流の内、瞬時値が一番大きいものがｉａまたはｉｂに出
力される。例えば図５においてＩの区間で電流の瞬時値
が一番大きいのはｉｖであり、この符号を反転した値が
ｉａに出力される。また、IIの区間はｉｕであり、これ
はｉｂに出力される。結果として、三相の瞬時電流の
内、瞬時値の最大値がｉａまたはｉｂに出力される。そ
こで、ｉａ，ｉｂのいずれかが設定レベルを越えた時、
過負荷と判断し、インバータ出力周波数指令を低減す
る。なお、インバータ出力周波数に比例してインバータ
出力電圧も低減される。これにより、誘導電動機の滑り
周波数が小さくなると共にインバータ出力電圧も小さく
なるので電動機電流が制限され過電流トリップを防止で
きる。
５に示すように力率がある程度大きい状態では、各相電
流の内、瞬時値が一番大きいものがｉａまたはｉｂに出
力される。例えば図５においてＩの区間で電流の瞬時値
が一番大きいのはｉｖであり、この符号を反転した値が
ｉａに出力される。また、IIの区間はｉｕであり、これ
はｉｂに出力される。結果として、三相の瞬時電流の
内、瞬時値の最大値がｉａまたはｉｂに出力される。そ
こで、ｉａ，ｉｂのいずれかが設定レベルを越えた時、
過負荷と判断し、インバータ出力周波数指令を低減す
る。なお、インバータ出力周波数に比例してインバータ
出力電圧も低減される。これにより、誘導電動機の滑り
周波数が小さくなると共にインバータ出力電圧も小さく
なるので電動機電流が制限され過電流トリップを防止で
きる。
【００２１】次に、有効パワー分電流Ｉqxの検出方法に
ついて述べる。Ｖｕ*の位相をθとするとｉｕは数３と
なる。
ついて述べる。Ｖｕ*の位相をθとするとｉｕは数３と
なる。
【００２２】
【数３】 ここで、Ｉ１は電流の振幅でφは力率角である。そこ
で、Ｖｕ* の最大値つまりθ＝９０°におけるｉｕ値は
数３からＩ１・cosφ となり有効パワー分電流Ｉqxとな
る。この値は、低速領域で誤差はあるが電動機のトルク
電流Ｉｑに相当するため、このＩqxをトルク電流Ｉｑに
代えて自動トルクブーストを行なう。具体的なＩqx検出
方法は、図５に示すように、各相交流電圧の最大値付近
でのｉｂ値をＩqxとして検出する。更に、各相交流電圧
の最小値付近でのｉａ値をＩqxとして検出する。これは
マイクロコンピュータでＶｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* を演算し
ており、最大値，最小値に関係した位相は判別できる。
また直接電圧指令の位相で判別しても良い。
で、Ｖｕ* の最大値つまりθ＝９０°におけるｉｕ値は
数３からＩ１・cosφ となり有効パワー分電流Ｉqxとな
る。この値は、低速領域で誤差はあるが電動機のトルク
電流Ｉｑに相当するため、このＩqxをトルク電流Ｉｑに
代えて自動トルクブーストを行なう。具体的なＩqx検出
方法は、図５に示すように、各相交流電圧の最大値付近
でのｉｂ値をＩqxとして検出する。更に、各相交流電圧
の最小値付近でのｉａ値をＩqxとして検出する。これは
マイクロコンピュータでＶｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* を演算し
ており、最大値，最小値に関係した位相は判別できる。
また直接電圧指令の位相で判別しても良い。
【００２３】次に、Ｉq≒Ｉqx としトルク電流Ｉｑ検出
値を用いた自動トルクブースト制御について図７を用い
て説明する。図７は自動トルクブースト手段４の構成を
示している。ｄ軸電圧指令Ｖｄ*はＩｍ*・ｒ１の固定電
圧を設定している。ここで、Ｉｍ*は誘導電動機の励磁
電流（無負荷時の電動機電流）指令値であり、ｒ１は電
動機の１次抵抗設定ゲインである。なお、これらの定数
はインバータにより制御される電動機の電気定数を設定
する。次に、トルク電流検出値Ｉｑを１次遅れフィルタ
１４を介して比例ゲインＫｓを乗じて滑り周波数ｆｓを
算出している。なお、ゲインＫｓは電動機の定格トルク
電流Ｉｔoと定格滑り周波数ｆｓoからＫｓ＝ｆｓo／Ｉ
ｔoの値を設定する。次に、加減速パターン発生手段１
５では、目標周波数指令を入力して基本周波数指令ｆ０
*を出力し、これに滑り周波数ｆｓを加算してインバー
タ出力周波数指令ｆ１*（１次周波数指令）を出力す
る。このように滑り周波数を加算することで、負荷が増
加した場合に生じる実速度の低下が防止される。
値を用いた自動トルクブースト制御について図７を用い
て説明する。図７は自動トルクブースト手段４の構成を
示している。ｄ軸電圧指令Ｖｄ*はＩｍ*・ｒ１の固定電
圧を設定している。ここで、Ｉｍ*は誘導電動機の励磁
電流（無負荷時の電動機電流）指令値であり、ｒ１は電
動機の１次抵抗設定ゲインである。なお、これらの定数
はインバータにより制御される電動機の電気定数を設定
する。次に、トルク電流検出値Ｉｑを１次遅れフィルタ
１４を介して比例ゲインＫｓを乗じて滑り周波数ｆｓを
算出している。なお、ゲインＫｓは電動機の定格トルク
電流Ｉｔoと定格滑り周波数ｆｓoからＫｓ＝ｆｓo／Ｉ
ｔoの値を設定する。次に、加減速パターン発生手段１
５では、目標周波数指令を入力して基本周波数指令ｆ０
*を出力し、これに滑り周波数ｆｓを加算してインバー
タ出力周波数指令ｆ１*（１次周波数指令）を出力す
る。このように滑り周波数を加算することで、負荷が増
加した場合に生じる実速度の低下が防止される。
【００２４】また、ｆ１*に２πを乗じて１次角周波数
指令ω１*とし、積分器１６によりω１*を積分して基準
位相指令θｄ*としている。
指令ω１*とし、積分器１６によりω１*を積分して基準
位相指令θｄ*としている。
【００２５】次に、ｆ１*を入力してＶ／ｆ一定ゲイン
１７を乗じて誘導起電力指令Ｅｍ*を出力する。ｑ軸電
圧の補正量ΔＶｑはトルク電流検出値Ｉq を１次遅れフ
ィルタ１４を介して１次抵抗設定ゲインｒ１を乗じるこ
とで得ている。また、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*はＥｍ*とΔＶ
ｑを加算した出力である。次に、ｄｑ／ｕｖｗ変換手段
1８では、回転磁界座標軸の電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ* を数
４の演算を行ない固定子座標における交流の三相電圧指
令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を出力している。
１７を乗じて誘導起電力指令Ｅｍ*を出力する。ｑ軸電
圧の補正量ΔＶｑはトルク電流検出値Ｉq を１次遅れフ
ィルタ１４を介して１次抵抗設定ゲインｒ１を乗じるこ
とで得ている。また、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*はＥｍ*とΔＶ
ｑを加算した出力である。次に、ｄｑ／ｕｖｗ変換手段
1８では、回転磁界座標軸の電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ* を数
４の演算を行ない固定子座標における交流の三相電圧指
令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を出力している。
【００２６】
【数４】 Ｖｕ*＝Ｖｄ*・cosθｄ*−Ｖｑ*・sinθｄ* Ｖｗ*＝−Ｖｕ*／２−√３（Ｖｄ*・sinθｄ*＋Ｖｑ*・
cosθｄ*）／２ Ｖｖ*＝−（Ｖｕ*＋Ｖｗ*） このように本実施例では、直流電流のみから検出した有
効パワー電流Ｉqxをトルク電流検出値Ｉq として近似
し、これを基に１次抵抗による電圧降下を補償するので
低周波数領域での電動機発生トルクが大きくなり、始動
トルクが大きくなる。更に、滑り周波数を補正している
ので負荷が大きくなっても速度低下を抑制できる。
cosθｄ*）／２ Ｖｖ*＝−（Ｖｕ*＋Ｖｗ*） このように本実施例では、直流電流のみから検出した有
効パワー電流Ｉqxをトルク電流検出値Ｉq として近似
し、これを基に１次抵抗による電圧降下を補償するので
低周波数領域での電動機発生トルクが大きくなり、始動
トルクが大きくなる。更に、滑り周波数を補正している
ので負荷が大きくなっても速度低下を抑制できる。
【００２７】次に、トルク電流を算出する他の実施例を
説明する。図５に示す６０°区間Ｉ〜VIを判別し、数５
の演算を行なうことで励磁電流Ｉｄとトルク電流Ｉｑを
演算する。
説明する。図５に示す６０°区間Ｉ〜VIを判別し、数５
の演算を行なうことで励磁電流Ｉｄとトルク電流Ｉｑを
演算する。
【００２８】
【数５】（区間Ｉ） ｉα＝−ｉａ ｉβ＝（ｉａ−２ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・cos（θｄ*−２π／３）＋ｉβ・sin（θ
ｄ*−２π／３） Ｉｑ＝−ｉα・sin（θｄ*−２π／３）＋ｉβ・cos
（θｄ*−２π／３） （区間II） ｉα＝ｉｂ ｉβ＝（２ｉａ−ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・cosθｄ*＋ｉβ・sinθｄ* Ｉｑ＝−ｉα・sinθｄ*＋ｉβ・cosθｄ* （区間III） ｉα＝−ｉａ ｉβ＝（ｉａ−２ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・cos（θｄ*−４π／３）＋ｉβ・sin（θ
ｄ*−４π／３） Ｉｑ＝−ｉα・sin（θｄ*−４π／３）＋ｉβ・cos
（θｄ*−４π／３） （区間IV） ｉα＝ｉｂ ｉβ＝（２ｉａ−ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・cos（θｄ*−２π／３）＋ｉβ・sin（θ
ｄ*−２π／３） Ｉｑ＝−ｉα・sin（θｄ*−２π／３）＋ｉβ・cos
（θｄ*−２π／３） （区間Ｖ） ｉα＝−ｉａ ｉβ＝（ｉａ−２ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・cosθｄ*＋ｉβ・sinθｄ* Ｉｑ＝−ｉα・sinθｄ*＋ｉβ・cosθｄ* （区間VI） ｉα＝ｉｂ ｉβ＝（２ｉａ−ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・cos（θｄ*−４π／３）＋ｉβ・sin（θ
ｄ*−４π／３） Ｉｑ＝−ｉα・sin（θｄ*−４π／３）＋ｉβ・cos
（θｄ*−４π／３） ここでθｄ* は、図７に示す基準位相指令で、ｉａは図
１に示すサンプルホールド回路８ａの出力値、ｉｂはサ
ンプルホールド回路８ｂの出力値である。数５で演算し
たトルク電流Ｉｑを図７の１次遅れフィルタ１４の入力
とすることで同様に自動トルクブースト制御ができる。
また、数５はサンプルホールド回路の出力値から直接Ｉ
ｄ，Ｉｑ演算を行なっており、インバータ出力電流の瞬
時値を三相分求める必要もないため演算や制御が簡単と
なる。
ｄ*−２π／３） Ｉｑ＝−ｉα・sin（θｄ*−２π／３）＋ｉβ・cos
（θｄ*−２π／３） （区間II） ｉα＝ｉｂ ｉβ＝（２ｉａ−ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・cosθｄ*＋ｉβ・sinθｄ* Ｉｑ＝−ｉα・sinθｄ*＋ｉβ・cosθｄ* （区間III） ｉα＝−ｉａ ｉβ＝（ｉａ−２ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・cos（θｄ*−４π／３）＋ｉβ・sin（θ
ｄ*−４π／３） Ｉｑ＝−ｉα・sin（θｄ*−４π／３）＋ｉβ・cos
（θｄ*−４π／３） （区間IV） ｉα＝ｉｂ ｉβ＝（２ｉａ−ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・cos（θｄ*−２π／３）＋ｉβ・sin（θ
ｄ*−２π／３） Ｉｑ＝−ｉα・sin（θｄ*−２π／３）＋ｉβ・cos
（θｄ*−２π／３） （区間Ｖ） ｉα＝−ｉａ ｉβ＝（ｉａ−２ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・cosθｄ*＋ｉβ・sinθｄ* Ｉｑ＝−ｉα・sinθｄ*＋ｉβ・cosθｄ* （区間VI） ｉα＝ｉｂ ｉβ＝（２ｉａ−ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・cos（θｄ*−４π／３）＋ｉβ・sin（θ
ｄ*−４π／３） Ｉｑ＝−ｉα・sin（θｄ*−４π／３）＋ｉβ・cos
（θｄ*−４π／３） ここでθｄ* は、図７に示す基準位相指令で、ｉａは図
１に示すサンプルホールド回路８ａの出力値、ｉｂはサ
ンプルホールド回路８ｂの出力値である。数５で演算し
たトルク電流Ｉｑを図７の１次遅れフィルタ１４の入力
とすることで同様に自動トルクブースト制御ができる。
また、数５はサンプルホールド回路の出力値から直接Ｉ
ｄ，Ｉｑ演算を行なっており、インバータ出力電流の瞬
時値を三相分求める必要もないため演算や制御が簡単と
なる。
【００２９】なお、数５に示す６０°区間Ｉ〜VIの判別
は、図５に示すように三相交流電圧の瞬時値の大小比較
や電圧指令の位相から判別できる。また、図６に示す６
種類のゲート状態をマイクロコンピュータに取り込み、
ゲート状態から６０°区間を判別しても良い。なお、励
磁電流Ｉｄも検出できるのでＩｄが一定になるようにイ
ンバータ出力周波数や電圧を制御する速度センサレスベ
クトル制御にも適用できる。
は、図５に示すように三相交流電圧の瞬時値の大小比較
や電圧指令の位相から判別できる。また、図６に示す６
種類のゲート状態をマイクロコンピュータに取り込み、
ゲート状態から６０°区間を判別しても良い。なお、励
磁電流Ｉｄも検出できるのでＩｄが一定になるようにイ
ンバータ出力周波数や電圧を制御する速度センサレスベ
クトル制御にも適用できる。
【００３０】次に、他の実施例を図８に示す。図１の実
施例と異なる部分は、サンプルホールド回路８ｃが１個
となり、サンプルホールド信号作成手段７ｂの構成が異
なる点である。サンプルホールド信号作成手段７ｂの詳
細構成を図９に示す。電圧位相期間判別手段１９では、
交流電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* の正負極性から電圧
位相の各６０度期間を判別している。次に、Ｖ１，Ｖ
２，Ｖ３，Ｖ４，Ｖ５，Ｖ６の６種類のゲート状態と電
圧位相期間判別信号との論理積を行ない、その６個の出
力を論理和回路１３Ｃで加算し、サンプルホールド信号
ＳＨｃとしている。図８及び図９の構成におけるサンプ
ルホールド回路８ｃの出力ｉｃの波形を図１０に示す。
区間は図２に示すＶ６のゲート状態であり、この状態
でインバータ直流入力電流をサンプルすることによりｉ
ｄｃ＝ｉｕなので、８ｃからはこの６０度期間ではｉｕ
が連続して出力される。同様に区間はＶ４と論理積を
とっており図２に示すＶ４のゲート状態においてインバ
ータ直流入力電流をサンプルすることによりｉｄｃ＝−
ｉｗなので、８ｃからはこの６０度期間では−ｉｗが連
続して出力される。この結果、ｉｃ波形はインバータ出
力電圧の一周期では図１０に示すように６０度周期で変
化するものになる。このようにサンプルホールド回路の
出力はインバータ出力電圧位相の６０度位相周期の間
は、電動機電流に一致して連続的かつ緩慢に変化するた
め、この信号をＡ／Ｄ変換しマイクロコンピュータへ取
り込む際には比較的低速応答なＡ／Ｄ変換器やマイクロ
コンピュータ内蔵Ａ／Ｄ変換器が使用できる。この結
果、経済的な制御装置を実現できる。
施例と異なる部分は、サンプルホールド回路８ｃが１個
となり、サンプルホールド信号作成手段７ｂの構成が異
なる点である。サンプルホールド信号作成手段７ｂの詳
細構成を図９に示す。電圧位相期間判別手段１９では、
交流電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ* の正負極性から電圧
位相の各６０度期間を判別している。次に、Ｖ１，Ｖ
２，Ｖ３，Ｖ４，Ｖ５，Ｖ６の６種類のゲート状態と電
圧位相期間判別信号との論理積を行ない、その６個の出
力を論理和回路１３Ｃで加算し、サンプルホールド信号
ＳＨｃとしている。図８及び図９の構成におけるサンプ
ルホールド回路８ｃの出力ｉｃの波形を図１０に示す。
区間は図２に示すＶ６のゲート状態であり、この状態
でインバータ直流入力電流をサンプルすることによりｉ
ｄｃ＝ｉｕなので、８ｃからはこの６０度期間ではｉｕ
が連続して出力される。同様に区間はＶ４と論理積を
とっており図２に示すＶ４のゲート状態においてインバ
ータ直流入力電流をサンプルすることによりｉｄｃ＝−
ｉｗなので、８ｃからはこの６０度期間では−ｉｗが連
続して出力される。この結果、ｉｃ波形はインバータ出
力電圧の一周期では図１０に示すように６０度周期で変
化するものになる。このようにサンプルホールド回路の
出力はインバータ出力電圧位相の６０度位相周期の間
は、電動機電流に一致して連続的かつ緩慢に変化するた
め、この信号をＡ／Ｄ変換しマイクロコンピュータへ取
り込む際には比較的低速応答なＡ／Ｄ変換器やマイクロ
コンピュータ内蔵Ａ／Ｄ変換器が使用できる。この結
果、経済的な制御装置を実現できる。
【００３１】また、図１０の波形において例えば区間
のＶｕ*の最大値におけるｉｕの値は、有効パワー電流
でありトルク電流相当の値となる。同様に〜におい
ては各相交流電圧の最大値及び最小値付近でのｉｃ値は
有効パワー分電流Ｉqxとして検出できる。この結果、図
１の実施例と同様な効果があり、従来の電動機電流セン
サレス方式に比べ低速域においても精度良い自動トルク
ブースト制御ができる。また、図1の実施例と比べサン
プルホールド回路が１個となり経済的となる。
のＶｕ*の最大値におけるｉｕの値は、有効パワー電流
でありトルク電流相当の値となる。同様に〜におい
ては各相交流電圧の最大値及び最小値付近でのｉｃ値は
有効パワー分電流Ｉqxとして検出できる。この結果、図
１の実施例と同様な効果があり、従来の電動機電流セン
サレス方式に比べ低速域においても精度良い自動トルク
ブースト制御ができる。また、図1の実施例と比べサン
プルホールド回路が１個となり経済的となる。
【００３２】なお、上記各実施例では交流電動機として
誘導電動機を用いて説明したが、永久磁石を用いたブラ
シレス直流電動機など同期電動機をインバータで制御す
る場合でも、本発明は同様に適用できる。また、上記各
実施例では負アームのスイッチング素子のゲート状態に
応じて直流入力電流をサンプルホールドしているが、同
様に正アームのスイッチング素子のゲート状態に応じて
サンプルホールドしても良い。
誘導電動機を用いて説明したが、永久磁石を用いたブラ
シレス直流電動機など同期電動機をインバータで制御す
る場合でも、本発明は同様に適用できる。また、上記各
実施例では負アームのスイッチング素子のゲート状態に
応じて直流入力電流をサンプルホールドしているが、同
様に正アームのスイッチング素子のゲート状態に応じて
サンプルホールドしても良い。
【００３３】
【発明の効果】本発明によれば、制御回路を経済的に構
成できる。
成できる。
【００３４】また、高速に電流制限ができ、インバータ
の過電流トリップを防止できる。
の過電流トリップを防止できる。
【００３５】また、インバータ直流入力電流のみからト
ルク電流相当を演算できるので、経済的なインバータ装
置になると共に、精度良い自動トルクブースト制御がで
きる。
ルク電流相当を演算できるので、経済的なインバータ装
置になると共に、精度良い自動トルクブースト制御がで
きる。
【図１】本発明の一実施例を示す制御装置構成図。
【図２】インバータ直流入力電流と電動機電流の関係を
示す説明図。
示す説明図。
【図３】図１に示すサンプルホールド信号作成手段７ａ
の詳細回路図。
の詳細回路図。
【図４】図３に示すサンプルホールド信号作成手段７ａ
のタイムチャート図。
のタイムチャート図。
【図５】図１に示すサンプルホールド回路の出力波形
図。
図。
【図６】図５に示す６０°期間毎のゲート信号波形図。
【図７】自動トルクブーストの制御ブロック図。
【図８】本発明の他の実施例を示す制御装置構成図。
【図９】図８に示すサンプルホールド信号作成手段７ｂ
の詳細回路図。
の詳細回路図。
【図１０】図８に示すサンプルホールド回路８ｃの出力
波形図。
波形図。
【符号の説明】 １…直流電源、２…三相インバータ、３…誘導電動機、
４…自動トルクブースト制御手段、５…目標周波数設定
器、６…ＰＷＭゲート信号発生手段、７ａ，７ｂ…サン
プルホールド信号作成手段、８ａ，８ｂ，８ｃ…サンプ
ルホールド回路、９…直流電流検出器、１０…１チップ
マイクロコンピュータ、１１…トルク電流検出手段、１
２…論理積回路、１３…論理和回路、１４…１次遅れフ
ィルタ、１５…加減速パターン発生手段、１６…積分
器、１７…Ｖ／ｆ一定ゲイン、１８…ｄｑ／ｕｖｗ変換
手段、１９…電圧位相期間判別手段、２０…論理積回
路。
４…自動トルクブースト制御手段、５…目標周波数設定
器、６…ＰＷＭゲート信号発生手段、７ａ，７ｂ…サン
プルホールド信号作成手段、８ａ，８ｂ，８ｃ…サンプ
ルホールド回路、９…直流電流検出器、１０…１チップ
マイクロコンピュータ、１１…トルク電流検出手段、１
２…論理積回路、１３…論理和回路、１４…１次遅れフ
ィルタ、１５…加減速パターン発生手段、１６…積分
器、１７…Ｖ／ｆ一定ゲイン、１８…ｄｑ／ｕｖｗ変換
手段、１９…電圧位相期間判別手段、２０…論理積回
路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 奥山 俊昭 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 中津 欣也 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 石田 誠司 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 藤井 洋 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 株式会社日立製作所産業機器グループ内 (72)発明者 加藤 淳司 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 株式会社日立製作所産業機器グループ内 (72)発明者 平賀 正宏 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 日立京葉エンジニアリング株式会社内 Ｆターム(参考） 5H007 AA12 BB06 CA01 CB05 DA03 DA05 DA06 DB02 DB12 DC02 EA02 FA03 5H576 CC01 DD02 DD04 EE01 EE03 EE14 GG04 HA02 HB01 JJ03 JJ05 JJ08 JJ16 JJ22 LL22 LL30 MM02
Claims (12)
- 【請求項１】直流電力を交流電力に変換し、交流電動機
に供給する三相インバータと、その制御装置と、を備え
るインバータ装置において、 前記制御装置は、直流入力電流に基づいて相電流波形を
出力する相電流検出部と、前記相電流波形に基づいて前
記インバータ装置を制御する為の演算処理を行う演算処
理部と、を含むインバータ装置。 - 【請求項２】請求項１において、前記相電流検出部は、
三相インバータの正側アームスイッチング素子三相分ま
たは負側アームスイッチング素子三相分の内、一相のみ
オンとし、他の二相はオフとする３種類のゲート状態
と、二相に対してオンとし、他の一相はオフとする３種
類のゲート状態の内、１つのゲート状態をインバータ出
力電圧位相の所定位相周期毎に選択するサンプルホール
ド信号作成手段と、選択された前記１つのゲート状態に
おいてインバータ直流入力電流をサンプルホールドする
サンプルホールド回路を備え、前記サンプルホールド回
路の出力値に応じてインバータの出力周波数あるいは出
力電圧を可変する手段を備えるインバータ装置。 - 【請求項３】請求項２において、前記所定位相周期が６
０度または１２０度位相周期であるインバータ装置。 - 【請求項４】請求項１において、前記相電流検出部は、
三相インバータの正側アームスイッチング素子三相分ま
たは負側アームスイッチング素子三相分の内、一相のみ
オンとし、他の二相はオフとするゲート状態でインバー
タ直流入力電流をサンプルホールドする第１のサンプル
ホールド回路と、二相に対してオンとし、他の一相はオ
フとするゲート状態でインバータ直流入力電流をサンプ
ルホールドする第２のサンプルホールド回路と、を備え
るインバータ装置。 - 【請求項５】請求項４において、前記第１及び第２のサ
ンプルホールド回路の出力値である前記相電流波形はイ
ンバータ出力電圧位相の１２０度位相周期で変化するイ
ンバータ装置。 - 【請求項６】直流電力を交流電力に変換し、交流電動機
に供給する三相インバータと、その制御装置を備えるイ
ンバータ装置において、前記制御装置は、三相インバー
タの正側アームスイッチング素子三相分または負側アー
ムスイッチング素子三相分の内、一相のみオンとし、他
の二相はオフとする３種類のゲート状態と、二相に対し
てオンとし、他の一相はオフとする３種類のゲート状態
の内、１つのゲート状態をインバータ出力電圧位相の所
定位相周期毎に選択するサンプルホールド信号作成手段
と、該選択された１つのゲート状態においてインバータ
直流入力電流をサンプルホールドするサンプルホールド
回路を備え、該サンプルホールド回路の出力値に応じて
インバータの出力周波数あるいは出力電圧を可変する手
段を備えるインバータ装置。 - 【請求項７】請求項６において、６０度または１２０度
位相周期であるインバータ装置。 - 【請求項８】直流電力を交流電力に変換し、交流電動機
に供給する三相インバータと、その制御装置を備えるイ
ンバータ装置において、前記制御装置は、三相インバー
タの正側アームスイッチング素子三相分または負側アー
ムスイッチング素子三相分の内、一相のみオンとし、他
の二相はオフとするゲート状態でインバータの直流入力
電流をサンプルホールドする第１のサンプルホールド回
路と、二相に対してオンとし、他の一相はオフとするゲ
ート状態で直流入力電流をサンプルホールドする第２の
サンプルホールド回路を具備し、インバータ出力電圧位
相の１２０度位相周期で変化する前記第１及び第２のサ
ンプルホールド回路出力値に応じてインバータの出力周
波数あるいは出力電圧を可変する手段を備えるインバー
タ装置。 - 【請求項９】請求項６または８において、前記制御装置
はさらに、サンプルホールド回路出力値が予め設定した
設定レベルを越えた時、インバータの出力周波数を低減
する手段を備えるインバータ装置。 - 【請求項１０】請求項６または８において、前記制御装
置はさらに、インバータ周波数指令を積分した基準位相
及び前記サンプルホールド回路出力値を基に交流電動機
のトルク電流あるいは励磁電流を算出する手段と、前記
トルク電流または励磁電流の算出値に応じてインバータ
の出力周波数あるいは出力電圧を可変する手段を備える
インバータ装置。 - 【請求項１１】請求項６または８において、前記制御装
置はさらに、インバータの各相交流電圧の最大値及び最
小値付近における前記サンプルホールド回路出力値に応
じてインバータ出力周波数あるいは出力電圧を変化させ
る手段を備えるインバータ装置。 - 【請求項１２】請求項６または８において、前記制御装
置はさらに、サンプルホールド回路出力値の平均的な変
化に応じて、インバータ出力周波数あるいは出力電圧を
変化させる手段を備えるインバータ装置。
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