JP2003037999A - インバータ装置 - Google Patents
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- JP2003037999A JP2003037999A JP2001223066A JP2001223066A JP2003037999A JP 2003037999 A JP2003037999 A JP 2003037999A JP 2001223066 A JP2001223066 A JP 2001223066A JP 2001223066 A JP2001223066 A JP 2001223066A JP 2003037999 A JP2003037999 A JP 2003037999A
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- inverter
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P1/00—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/16—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/34—Arrangements for starting
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 汎用インバータ等において高始動トルクを得
るため、トルクブースト電圧を大きく設定しても、過励
磁を防止することにある。 【解決手段】 インバータの１次周波数指令ω１*から
誘起電圧指令Ｅｍ*を得、トルクブースト電圧指令器８
からω１*に応じたトルクブースト電圧指令ΔＶｚ*、積
分器９から基準位相指令θｄ*を出力する。また、ｕｖ
ｗ／ｄｑ変換器１１によって電動機の励磁電流Ｉｄ（無
負荷電流相当）を検出する。次に、励磁電流制限レベル
指令Ｉｄｍａｘ*と励磁電流検出値Ｉｄとの偏差をリミ
ッタ処理部１３に入力し、ＩｄがＩｄｍａｘ*以下にな
るようにΔＶｚ*を変更するトルクブースト電圧補償量
ΔＶｃを出力する。ここで、反転したΔＶｚ*をリミッ
タ処理部の下限リミッタの値とする。次に、このΔＶｃ
とΔＶｚ*を加算し、最終の補償後トルクブースト電圧
指令ΔＶｔ*とし、このΔＶｔ*とＥｍ*を加算してイン
バータ出力電圧のｑ軸電圧指令Ｖｑ*とする。
るため、トルクブースト電圧を大きく設定しても、過励
磁を防止することにある。 【解決手段】 インバータの１次周波数指令ω１*から
誘起電圧指令Ｅｍ*を得、トルクブースト電圧指令器８
からω１*に応じたトルクブースト電圧指令ΔＶｚ*、積
分器９から基準位相指令θｄ*を出力する。また、ｕｖ
ｗ／ｄｑ変換器１１によって電動機の励磁電流Ｉｄ（無
負荷電流相当）を検出する。次に、励磁電流制限レベル
指令Ｉｄｍａｘ*と励磁電流検出値Ｉｄとの偏差をリミ
ッタ処理部１３に入力し、ＩｄがＩｄｍａｘ*以下にな
るようにΔＶｚ*を変更するトルクブースト電圧補償量
ΔＶｃを出力する。ここで、反転したΔＶｚ*をリミッ
タ処理部の下限リミッタの値とする。次に、このΔＶｃ
とΔＶｚ*を加算し、最終の補償後トルクブースト電圧
指令ΔＶｔ*とし、このΔＶｔ*とＥｍ*を加算してイン
バータ出力電圧のｑ軸電圧指令Ｖｑ*とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、誘導電動機を可変
速制御するインバータ装置に関する。
速制御するインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機を可変速駆動するインバータ
の制御方法として、インバータの１次周波数（ｆ１）に
比例してインバータの出力電圧（Ｖ１）を制御するＶ／
ｆ一定制御が知られている。この方式は、負荷が加わる
と、電動機の１次抵抗（ｒ１）による電圧降下のため
に、電動機の誘起電圧（Ｅｍ）が減少し、この結果、電
動機磁束が小さくなるので、最大トルクが減少するとい
う問題がある。そこで、汎用インバータ等では、中低速
領域でのトルクアップを図るためにトルクブースト機能
が内蔵されている。高始動トルクが要求される場合、ブ
ースト電圧を低速領域で大きく設定し、ブースト電圧を
Ｖ／ｆ一定電圧指令（誘起電圧指令Ｅｍ*）に加算して
インバータ出力電圧指令とする。しかし、ブースト電圧
を大きくすると、無負荷時において過励磁になる。過励
磁になると、電動機磁束が飽和するため、励磁リアクタ
ンスが小さくなり、励磁電流が大きくなる。この結果、
電動機の温度が上昇したり、インバータが過大電流にな
り、過電流保護や過負荷保護が動作し、トリップする恐
れもある。過励磁を抑制する方式は、例えば特開平７−
１６３１８８号公報に記載されている。この方式では、
運転開始前に周波数指令を零にして電動機に直流電流を
流し、Ｕ相の電流が励磁電流設計値相当になった時点の
インバータ出力電圧を０Ｈｚ時のトルクブースト電圧Δ
Ｖｚ０に設定している。
の制御方法として、インバータの１次周波数（ｆ１）に
比例してインバータの出力電圧（Ｖ１）を制御するＶ／
ｆ一定制御が知られている。この方式は、負荷が加わる
と、電動機の１次抵抗（ｒ１）による電圧降下のため
に、電動機の誘起電圧（Ｅｍ）が減少し、この結果、電
動機磁束が小さくなるので、最大トルクが減少するとい
う問題がある。そこで、汎用インバータ等では、中低速
領域でのトルクアップを図るためにトルクブースト機能
が内蔵されている。高始動トルクが要求される場合、ブ
ースト電圧を低速領域で大きく設定し、ブースト電圧を
Ｖ／ｆ一定電圧指令（誘起電圧指令Ｅｍ*）に加算して
インバータ出力電圧指令とする。しかし、ブースト電圧
を大きくすると、無負荷時において過励磁になる。過励
磁になると、電動機磁束が飽和するため、励磁リアクタ
ンスが小さくなり、励磁電流が大きくなる。この結果、
電動機の温度が上昇したり、インバータが過大電流にな
り、過電流保護や過負荷保護が動作し、トリップする恐
れもある。過励磁を抑制する方式は、例えば特開平７−
１６３１８８号公報に記載されている。この方式では、
運転開始前に周波数指令を零にして電動機に直流電流を
流し、Ｕ相の電流が励磁電流設計値相当になった時点の
インバータ出力電圧を０Ｈｚ時のトルクブースト電圧Δ
Ｖｚ０に設定している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】この方式は、無負荷時
の電流が定格の励磁電流（励磁電流設計値）になるよう
に、トルクブースト電圧を設定するため、過励磁になら
ない。しかし、この場合、負荷時においては１次抵抗電
圧降下が大きくなるため、誘起電圧（電動機磁束）が減
少し、出力トルクが低下するという問題がある。このよ
うに、従来は、トルクブースト電圧を大きくすれば、ト
ルクは出るが、軽負荷時に過励磁になる。逆に、トルク
ブースト電圧を小さくすれば、過励磁にならないが、ト
ルクが出ないという相反する問題があった。
の電流が定格の励磁電流（励磁電流設計値）になるよう
に、トルクブースト電圧を設定するため、過励磁になら
ない。しかし、この場合、負荷時においては１次抵抗電
圧降下が大きくなるため、誘起電圧（電動機磁束）が減
少し、出力トルクが低下するという問題がある。このよ
うに、従来は、トルクブースト電圧を大きくすれば、ト
ルクは出るが、軽負荷時に過励磁になる。逆に、トルク
ブースト電圧を小さくすれば、過励磁にならないが、ト
ルクが出ないという相反する問題があった。
【０００４】本発明の課題は、汎用インバータ等におい
て高始動トルクを得るため、トルクブースト電圧を大き
く設定しても、過励磁を防止するに好適なインバータ装
置を提供することにある。
て高始動トルクを得るため、トルクブースト電圧を大き
く設定しても、過励磁を防止するに好適なインバータ装
置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を達成するため
に、誘導電動機の励磁電流検出手段と、励磁電流制限レ
ベル設定手段と、インバータの周波数指令に応じてトル
クブースト電圧指令を出力するトルクブースト電圧指令
手段と、励磁電流検出値が励磁電流制限レベル以下とな
るようにトルクブースト電圧指令を変更するトルクブー
スト電圧補償手段を備える。ここで、トルクブースト電
圧補償手段は、リミッタ処理部を有し、トルクブースト
電圧指令を反転し、該反転したトルクブースト電圧指令
をリミッタ処理部の下限リミッタの値としてリミッタ処
理し、トルクブースト電圧指令の補償量を出力する。
に、誘導電動機の励磁電流検出手段と、励磁電流制限レ
ベル設定手段と、インバータの周波数指令に応じてトル
クブースト電圧指令を出力するトルクブースト電圧指令
手段と、励磁電流検出値が励磁電流制限レベル以下とな
るようにトルクブースト電圧指令を変更するトルクブー
スト電圧補償手段を備える。ここで、トルクブースト電
圧補償手段は、リミッタ処理部を有し、トルクブースト
電圧指令を反転し、該反転したトルクブースト電圧指令
をリミッタ処理部の下限リミッタの値としてリミッタ処
理し、トルクブースト電圧指令の補償量を出力する。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は、本発明のインバータ装置の一
実施形態であり、誘導電動機を可変速制御するインバー
タの制御ブロックを示す。交流電源１からの交流電力は
整流回路２及び平滑コンデンサ３により直流に変換され
る。この直流電力はインバータ４により可変周波数で可
変電圧の交流に変換され、誘導電動機５を可変速駆動す
る。インバータ４の出力周波数と出力電圧は、インバー
タ制御回路により制御される。本実施形態の制御回路に
おいて、インバータの１次周波数指令ω１*にＶ／ｆゲ
イン７を乗じて誘起電圧指令Ｅｍ*が演算される。ま
た、トルクブースト電圧指令器８は、１次周波数指令ω
１*に応じたトルクブースト電圧指令ΔＶｚ*を出力す
る。ここで、ΔＶｚ０はトルクブースト電圧設定値であ
る。次に、１次周波数指令ω１*を積分器９によって積
分し、インバータ出力電圧の位相基準となる基準位相指
令θｄ*を出力する。また、ｕｖｗ／ｄｑ変換器１１
は、電動機電流検出器１０の出力ｉｕ，ｉｗと基準位相
指令θｄ*から（数１）の演算を行い、電動機の励磁電
流Ｉｄ（無負荷電流相当）を検出する。
用いて説明する。図１は、本発明のインバータ装置の一
実施形態であり、誘導電動機を可変速制御するインバー
タの制御ブロックを示す。交流電源１からの交流電力は
整流回路２及び平滑コンデンサ３により直流に変換され
る。この直流電力はインバータ４により可変周波数で可
変電圧の交流に変換され、誘導電動機５を可変速駆動す
る。インバータ４の出力周波数と出力電圧は、インバー
タ制御回路により制御される。本実施形態の制御回路に
おいて、インバータの１次周波数指令ω１*にＶ／ｆゲ
イン７を乗じて誘起電圧指令Ｅｍ*が演算される。ま
た、トルクブースト電圧指令器８は、１次周波数指令ω
１*に応じたトルクブースト電圧指令ΔＶｚ*を出力す
る。ここで、ΔＶｚ０はトルクブースト電圧設定値であ
る。次に、１次周波数指令ω１*を積分器９によって積
分し、インバータ出力電圧の位相基準となる基準位相指
令θｄ*を出力する。また、ｕｖｗ／ｄｑ変換器１１
は、電動機電流検出器１０の出力ｉｕ，ｉｗと基準位相
指令θｄ*から（数１）の演算を行い、電動機の励磁電
流Ｉｄ（無負荷電流相当）を検出する。
【数１】ｉｖ＝−（ｉｕ＋ｉｗ）
Ｉｄ＝ｉｕ・ｃｏｓθｄ*＋ｉｖ・ｃｏｓ（θｄ*＋２π
／３）＋ｉｗ・ｃｏｓ（θｄ*＋４π／３） 次に、励磁電流制限レベル指令Ｉｄｍａｘ*と励磁電流
検出値Ｉｄとの偏差をＰＩ（比例＋積分）制御器１２に
より増幅し、その出力をリミッタ処理部１３に入力し、
リミッタ処理後、トルクブースト電圧補償量ΔＶｃを出
力する。ここで、トルクブースト電圧指令ΔＶｚ*を反
転器［−１］によって反転し、この反転したトルクブー
スト電圧指令ΔＶｚ*をリミッタ処理部１３の下限リミ
ッタの値とする。そして、この下限リミッタの値は、イ
ンバータの１次周波数指令ω１*によって変動する。ま
た、このΔＶｃとΔＶｚ*を加算し、最終の補償後トル
クブースト電圧指令ΔＶｔ*としている。次に、このΔ
Ｖｔ*と誘起電圧指令Ｅｍ*を加算してインバータ出力電
圧のｑ軸電圧指令Ｖｑ*としている。一方、インバータ
出力電圧のｄ軸電圧指令Ｖｄ*は、１次抵抗定数１４に
おいて定格励磁電流指令Iｄ*に電動機の１次抵抗ｒ１相
当を乗じて演算する。次に、ｄｑ／ｕｖｗ変換部１５は
インバータ出力電圧指令の回転座標軸成分Ｖｄ*、Ｖｑ*
を入力し、固定座標軸の三相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖ
ｗ*を出力する。この演算を（数２）に示す。
／３）＋ｉｗ・ｃｏｓ（θｄ*＋４π／３） 次に、励磁電流制限レベル指令Ｉｄｍａｘ*と励磁電流
検出値Ｉｄとの偏差をＰＩ（比例＋積分）制御器１２に
より増幅し、その出力をリミッタ処理部１３に入力し、
リミッタ処理後、トルクブースト電圧補償量ΔＶｃを出
力する。ここで、トルクブースト電圧指令ΔＶｚ*を反
転器［−１］によって反転し、この反転したトルクブー
スト電圧指令ΔＶｚ*をリミッタ処理部１３の下限リミ
ッタの値とする。そして、この下限リミッタの値は、イ
ンバータの１次周波数指令ω１*によって変動する。ま
た、このΔＶｃとΔＶｚ*を加算し、最終の補償後トル
クブースト電圧指令ΔＶｔ*としている。次に、このΔ
Ｖｔ*と誘起電圧指令Ｅｍ*を加算してインバータ出力電
圧のｑ軸電圧指令Ｖｑ*としている。一方、インバータ
出力電圧のｄ軸電圧指令Ｖｄ*は、１次抵抗定数１４に
おいて定格励磁電流指令Iｄ*に電動機の１次抵抗ｒ１相
当を乗じて演算する。次に、ｄｑ／ｕｖｗ変換部１５は
インバータ出力電圧指令の回転座標軸成分Ｖｄ*、Ｖｑ*
を入力し、固定座標軸の三相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖ
ｗ*を出力する。この演算を（数２）に示す。
【数２】
Ｖｕ*＝Ｖｄ*・ｃｏｓθｄ*−Ｖｑ*・ｓｉｎθｄ*
Ｖｗ*＝−Ｖｕ*／２−√３（Ｖｄ*・ｓｉｎθｄ*＋Ｖｑ
*・ｃｏｓθｄ*）／２ Ｖｖ*＝−（Ｖｕ*＋Ｖｗ*） また、ゲート信号発生器１６は、三相の相電圧指令Ｖｕ
*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を基にＰＷＭゲート信号を作成し、ゲ
ート回路６へ与える。
*・ｃｏｓθｄ*）／２ Ｖｖ*＝−（Ｖｕ*＋Ｖｗ*） また、ゲート信号発生器１６は、三相の相電圧指令Ｖｕ
*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を基にＰＷＭゲート信号を作成し、ゲ
ート回路６へ与える。
【０００７】図２に、インバータ出力電圧指令の回転座
標軸成分であるｑ軸電圧指令Ｖｑ*の範囲を示す。例え
ば、１次周波数指令ω１*＝ω１ｘにおけるＶｑ*の大き
さは、無負荷時は誘起電圧指令Ｅｍ*のａ点の値とな
り、Ｖｑ*が小さいので、過励磁を防止できる。一方、
重負荷時はＥｍ*＋ΔＶｚ*のｂ点の値となり、Ｖｑ*が
大きいので、高トルクが得られる。また、その中間の負
荷時においては、例えばＥｍ*＋ΔＶｚ*＋ΔＶｃのｃ点
の値となる。これは、ｂ点のＥｍ*＋ΔＶｚ*の値からΔ
Ｖｃ補償されるので、ｃ点の値となる。このように、ト
ルクブースト電圧補償量ΔＶｃは負荷に応じてｂ点から
ａ点までの範囲で変化する。つまり、トルクブースト電
圧補償量ΔＶｃは上の破線と下の破線の間で変化する。
ところで、励磁電流制限制御なしの場合は、トルクブー
スト電圧補償量ΔＶｃ＝０なので、上の破線がＶｑ*と
なる。このＶｑ*では、低速領域において軽負荷時に過
励磁となる。本実施形態では、励磁電流制限制御を行
い、過励磁とならないように、負荷が小さくなれば、Δ
Ｖｃを上下の破線内で変化させ、Ｖｑ*を小さくする。
標軸成分であるｑ軸電圧指令Ｖｑ*の範囲を示す。例え
ば、１次周波数指令ω１*＝ω１ｘにおけるＶｑ*の大き
さは、無負荷時は誘起電圧指令Ｅｍ*のａ点の値とな
り、Ｖｑ*が小さいので、過励磁を防止できる。一方、
重負荷時はＥｍ*＋ΔＶｚ*のｂ点の値となり、Ｖｑ*が
大きいので、高トルクが得られる。また、その中間の負
荷時においては、例えばＥｍ*＋ΔＶｚ*＋ΔＶｃのｃ点
の値となる。これは、ｂ点のＥｍ*＋ΔＶｚ*の値からΔ
Ｖｃ補償されるので、ｃ点の値となる。このように、ト
ルクブースト電圧補償量ΔＶｃは負荷に応じてｂ点から
ａ点までの範囲で変化する。つまり、トルクブースト電
圧補償量ΔＶｃは上の破線と下の破線の間で変化する。
ところで、励磁電流制限制御なしの場合は、トルクブー
スト電圧補償量ΔＶｃ＝０なので、上の破線がＶｑ*と
なる。このＶｑ*では、低速領域において軽負荷時に過
励磁となる。本実施形態では、励磁電流制限制御を行
い、過励磁とならないように、負荷が小さくなれば、Δ
Ｖｃを上下の破線内で変化させ、Ｖｑ*を小さくする。
【０００８】次に、本実施形態の具体的な動作を説明す
る。まず、軽負荷になると、励磁電流検出値Ｉｄが大き
くなり、制限レベルＩｄｍａｘ*を超えると、ＰＩ制御
器１２の入力が負となる。この時、トルクブースト電圧
補償量ΔＶｃも負となる。また、この時、トルクブース
ト電圧指令ΔＶｚ*を差し引くようにΔＶｃが作用し、
Ｉｄ＝Ｉｄｍａｘ*になるように最終の補償後トルクブ
ースト電圧指令ΔＶｔ*が制御される。次に、負荷が大
きくなると、Ｉｄ＜Ｉｄｍａｘ*となるので、補償量Δ
Ｖｃは負の値から大きくなり、−ΔＶｚ〜０の値とな
る。この結果、重負荷時は最終のトルクブースト電圧指
令ΔＶｔ*は０〜ΔＶｚの値になる。以上述べたよう
に、軽負荷時はＩｄ＝Ｉｄｍａｘ*の状態になるように
最終の補償後トルクブースト電圧指令ΔＶｔ*は減少
し、重負荷時は逆に増加する。なお、補償量ΔＶｃは、
リミッタ制御部１３によりブースト電圧指令ΔＶｚ*の
範囲で変化するため、ΔＶｔ*は０≦ΔＶｔ*≦ΔＶｚ*
の範囲で動作し、過大な補償を防止している。
る。まず、軽負荷になると、励磁電流検出値Ｉｄが大き
くなり、制限レベルＩｄｍａｘ*を超えると、ＰＩ制御
器１２の入力が負となる。この時、トルクブースト電圧
補償量ΔＶｃも負となる。また、この時、トルクブース
ト電圧指令ΔＶｚ*を差し引くようにΔＶｃが作用し、
Ｉｄ＝Ｉｄｍａｘ*になるように最終の補償後トルクブ
ースト電圧指令ΔＶｔ*が制御される。次に、負荷が大
きくなると、Ｉｄ＜Ｉｄｍａｘ*となるので、補償量Δ
Ｖｃは負の値から大きくなり、−ΔＶｚ〜０の値とな
る。この結果、重負荷時は最終のトルクブースト電圧指
令ΔＶｔ*は０〜ΔＶｚの値になる。以上述べたよう
に、軽負荷時はＩｄ＝Ｉｄｍａｘ*の状態になるように
最終の補償後トルクブースト電圧指令ΔＶｔ*は減少
し、重負荷時は逆に増加する。なお、補償量ΔＶｃは、
リミッタ制御部１３によりブースト電圧指令ΔＶｚ*の
範囲で変化するため、ΔＶｔ*は０≦ΔＶｔ*≦ΔＶｚ*
の範囲で動作し、過大な補償を防止している。
【０００９】次に、本実施形態の動作を誘導電動機の近
似等価回路と電圧、電流ベクトル図を用いて説明する。
図３（ａ）にＴ型等価回路を示す。ｒ１、ｒ２は１次及
び２次抵抗、ｘ１、ｘ２、ｘｍは１次及び２次の漏れリ
アクタンスと励磁リアクタンスである。また、ｓはすべ
りである。トルクブースト制御が必要な低周波数領域に
おいては、ｘ１≦ｒ１、ｘ２≦ｒ２／ｓとなる。そこ
で、低周波数領域では図３（ｂ）の等価回路で近似する
ことができる。近似等価回路を用いた無負荷時と重負荷
時のモータ電圧、電流ベクトル図を図４（ａ）、（ｂ）
に示す。無負荷時は、すべりｓ＝０となり、２次電流Ｉ
２＝０となるため、等価回路はｒ１とｘｍの直列回路と
なり、１次電流Ｉ１＝励磁電流Ｉｍとなる。そこで、１
次電圧ベクトルＶ１は（数３）で与えられる。なお、ｊ
は虚数である。
似等価回路と電圧、電流ベクトル図を用いて説明する。
図３（ａ）にＴ型等価回路を示す。ｒ１、ｒ２は１次及
び２次抵抗、ｘ１、ｘ２、ｘｍは１次及び２次の漏れリ
アクタンスと励磁リアクタンスである。また、ｓはすべ
りである。トルクブースト制御が必要な低周波数領域に
おいては、ｘ１≦ｒ１、ｘ２≦ｒ２／ｓとなる。そこ
で、低周波数領域では図３（ｂ）の等価回路で近似する
ことができる。近似等価回路を用いた無負荷時と重負荷
時のモータ電圧、電流ベクトル図を図４（ａ）、（ｂ）
に示す。無負荷時は、すべりｓ＝０となり、２次電流Ｉ
２＝０となるため、等価回路はｒ１とｘｍの直列回路と
なり、１次電流Ｉ１＝励磁電流Ｉｍとなる。そこで、１
次電圧ベクトルＶ１は（数３）で与えられる。なお、ｊ
は虚数である。
【数３】Ｖ１＝Ｉｍ（ｒ１＋ｊｘｍ）
また、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*をＩｄ*・ｒ１で与え、ｑ軸電
圧指令Ｖｑ*をｊＩｍ・ｘｍで与えると、励磁電流Ｉｍ
（無負荷電流）は（数１）に示すＩｄとほぼ一致し、Ｉ
ｄによりＩｍを検出できる。ここで、Ｉｄ*は定格励磁
電流（無負荷電流）指令である。次に、図４（ａ）の破
線は、励磁電流制限制御なしの場合で、１次電圧Ｖ１’
が大きい場合である。この時Ｖ１’大のため、Ｉｄ（Ｉ
ｄ≒Ｉｍ’）が制限レベルＩｄｍａｘ*より大きくな
り、過励磁となる。図４（ａ）の実線は、本実施形態の
励磁電流制限制御ありの場合で、Ｉｄ≦Ｉｄｍａｘ*に
なるように電圧Ｖ１を下げるので、無負荷電流Ｉｄ（Ｉ
ｄ＝Ｉｍ）がほぼＩｄｍａｘ*となり、過励磁が防止さ
れる。次に、重負荷時について説明する。この場合、等
価回路は図３（ｂ）であり、２次電流Ｉ２が大きくなる
と共に、力率角ψ（Ｖ１ベクトルとＩ１ベクトルとの角
度）が小さくなる。この時、１次抵抗ｒ１の電圧降下に
よりＶ１に対して誘起電圧Ｅｍが大幅に減少し、Ｉｍ＝
Ｉｄ＜Ｉｄｍａｘ*となる。この時、Ｉｄ＜Ｉｄｍａｘ*
になるので、トルクブースト電圧補償量ΔＶｃ＝０とな
る。この結果、トルクブースト電圧指令ΔＶｚ*そのま
まが加わるので、インバータ出力電圧Ｖ１が上昇し、Ｅ
ｍの低下が補償され、高始動トルクが得られる。
圧指令Ｖｑ*をｊＩｍ・ｘｍで与えると、励磁電流Ｉｍ
（無負荷電流）は（数１）に示すＩｄとほぼ一致し、Ｉ
ｄによりＩｍを検出できる。ここで、Ｉｄ*は定格励磁
電流（無負荷電流）指令である。次に、図４（ａ）の破
線は、励磁電流制限制御なしの場合で、１次電圧Ｖ１’
が大きい場合である。この時Ｖ１’大のため、Ｉｄ（Ｉ
ｄ≒Ｉｍ’）が制限レベルＩｄｍａｘ*より大きくな
り、過励磁となる。図４（ａ）の実線は、本実施形態の
励磁電流制限制御ありの場合で、Ｉｄ≦Ｉｄｍａｘ*に
なるように電圧Ｖ１を下げるので、無負荷電流Ｉｄ（Ｉ
ｄ＝Ｉｍ）がほぼＩｄｍａｘ*となり、過励磁が防止さ
れる。次に、重負荷時について説明する。この場合、等
価回路は図３（ｂ）であり、２次電流Ｉ２が大きくなる
と共に、力率角ψ（Ｖ１ベクトルとＩ１ベクトルとの角
度）が小さくなる。この時、１次抵抗ｒ１の電圧降下に
よりＶ１に対して誘起電圧Ｅｍが大幅に減少し、Ｉｍ＝
Ｉｄ＜Ｉｄｍａｘ*となる。この時、Ｉｄ＜Ｉｄｍａｘ*
になるので、トルクブースト電圧補償量ΔＶｃ＝０とな
る。この結果、トルクブースト電圧指令ΔＶｚ*そのま
まが加わるので、インバータ出力電圧Ｖ１が上昇し、Ｅ
ｍの低下が補償され、高始動トルクが得られる。
【００１０】本実施形態の制御において、インバータの
出力周波数指令を低周波数に固定し、無負荷運転してい
る状態でトルクブースト電圧設定値ΔＶｚ０を徐々に増
加したときのインバータ出力電流Ｉ１及びインバータ出
力電圧Ｖ１特性を図５（ａ）、（ｂ）に示す。励磁電流
制限制御なしの場合は、破線に示すように、ΔＶｚ０の
増加に従い、出力電流Ｉ１及び出力電圧Ｖ１が上昇す
る。一方、本実施形態適用の場合（励磁電流制限制御あ
りの場合）は、実線に示すように、Ｉ１≒Ｉｄｍａｘ*
になった時点からＩ１は増加しない。これにより、励磁
電流（無負荷電流）が制限されるので、過励磁にならな
い。また、図５（ｂ）の実線に示すように、インバータ
出力電圧Ｖ１も増加しないので、過励磁にならない。
出力周波数指令を低周波数に固定し、無負荷運転してい
る状態でトルクブースト電圧設定値ΔＶｚ０を徐々に増
加したときのインバータ出力電流Ｉ１及びインバータ出
力電圧Ｖ１特性を図５（ａ）、（ｂ）に示す。励磁電流
制限制御なしの場合は、破線に示すように、ΔＶｚ０の
増加に従い、出力電流Ｉ１及び出力電圧Ｖ１が上昇す
る。一方、本実施形態適用の場合（励磁電流制限制御あ
りの場合）は、実線に示すように、Ｉ１≒Ｉｄｍａｘ*
になった時点からＩ１は増加しない。これにより、励磁
電流（無負荷電流）が制限されるので、過励磁にならな
い。また、図５（ｂ）の実線に示すように、インバータ
出力電圧Ｖ１も増加しないので、過励磁にならない。
【００１１】図６は、本発明の他の実施形態を示す。図
１の実施形態と異なる点は、励磁電流Ｉｄの検出をイン
バータ入力電流ｉｄｃから検出する点である。インバー
タ入力電流検出器１７の出力信号ｉｄｃとインバータの
ゲート信号と基準位相指令θｄ*から励磁電流検出器１
８により励磁電流Ｉｄを検出する。
１の実施形態と異なる点は、励磁電流Ｉｄの検出をイン
バータ入力電流ｉｄｃから検出する点である。インバー
タ入力電流検出器１７の出力信号ｉｄｃとインバータの
ゲート信号と基準位相指令θｄ*から励磁電流検出器１
８により励磁電流Ｉｄを検出する。
【００１２】励磁電流検出器１８の詳細構成を図７に示
す。励磁電流検出器１８は、サンプルホールド信号作成
回路１９とサンプルホールド回路２０ａ，２０ｂとＩｄ
演算器２１から構成する。また、サンプルホールド信号
作成回路１９は、図７に示すように、ＰＷＭゲート信号
を基に論理積回路２２と論理和回路２３を介してサンプ
ルホールド信号ＳＨａ，ＳＨｂを出力する。図７の回路
では、三相のゲート信号の内一相のみオンするスイッチ
ングモードでｉｄｃをサンプルホールドし、ｉａ信号と
して出力する。また、二相のみオンするスイッチングモ
ードでｉｄｃをサンプルホールドし、ｉｂ信号として出
力する。次に、Ｉｄ演算器２１では（数４）の演算を行
い、Ｉｄを演算する。ここで、図８に、三相電圧指令Ｖ
ｕ*，Ｖｗ*，Ｖｖ*の波形と（区間Ｉ）〜（区間ＶＩ）
の関係を示す。
す。励磁電流検出器１８は、サンプルホールド信号作成
回路１９とサンプルホールド回路２０ａ，２０ｂとＩｄ
演算器２１から構成する。また、サンプルホールド信号
作成回路１９は、図７に示すように、ＰＷＭゲート信号
を基に論理積回路２２と論理和回路２３を介してサンプ
ルホールド信号ＳＨａ，ＳＨｂを出力する。図７の回路
では、三相のゲート信号の内一相のみオンするスイッチ
ングモードでｉｄｃをサンプルホールドし、ｉａ信号と
して出力する。また、二相のみオンするスイッチングモ
ードでｉｄｃをサンプルホールドし、ｉｂ信号として出
力する。次に、Ｉｄ演算器２１では（数４）の演算を行
い、Ｉｄを演算する。ここで、図８に、三相電圧指令Ｖ
ｕ*，Ｖｗ*，Ｖｖ*の波形と（区間Ｉ）〜（区間ＶＩ）
の関係を示す。
【数４】（区間Ｉ）Ｖｕ*≧Ｖｗ*＞Ｖｖ*
ｉα＝−ｉａ ｉβ＝（ｉａ−２ｉｂ）／√３
Ｉｄ＝ｉα・ｃｏｓ（θｄ*−２π／３）＋ｉβ・ｓｉ
ｎ（θｄ*−２π／３） （区間II）Ｖｕ*≧Ｖｖ*＞Ｖｗ* ｉα＝ｉｂ ｉβ＝（２ｉａ−ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・ｃｏｓθｄ*＋ｉβ・ｓｉｎθｄ* （区間III）Ｖｖ*≧Ｖｕ*＞Ｖｗ* ｉα＝−ｉａ ｉβ＝（ｉａ−２ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・ｃｏｓ（θｄ*−４π／３）＋ｉβ・ｓｉ
ｎ（θｄ*−４π／３） （区間IV）Ｖｖ*≧Ｖｗ*＞Ｖｕ* ｉα＝ｉｂ ｉβ＝（２ｉｂ−ｉａ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・ｃｏｓ（θｄ*−２π／３）＋ｉβ・ｓｉ
ｎ（θｄ*−２π／３） （区間V）Ｖｗ*≧Ｖｖ*＞Ｖｕ* ｉα＝−ｉａ ｉβ＝（ｉａ−２ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・ｃｏｓθｄ*＋ｉβ・ｓｉｎθｄ* （区間VI）Ｖｗ*≧Ｖｕ*＞Ｖｖ* ｉα＝ｉｂ ｉβ＝（２ｉｂ−ｉａ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・ｃｏｓ（θｄ*−４π／３）＋ｉβ・ｓｉ
ｎ（θｄ*−４π／３） なお、６０゜区間Ｉ〜ＶＩの判別は、ｄｑ／ｕｖｗ変換
器１５の出力である三相相電圧指令の大きさで判別す
る。また、６０゜区間Ｉ〜ＶＩの判別は、電圧指令位相
θｄ*を用いても同様に判別できる。（なお、直流電流
ｉｄｃから励磁電流Ｉｄを検出する方式の詳細は特願平
１２−１３２８４３号に記載されている。）図６の実施
形態においては、励磁電流Ｉｄを検出するに当ってイン
バータ入力電流検出器１７の１個のみを用いればよく、
図１の実施形態のように電動機電流検出器（２相分）が
不要となり、低価格な装置で構成できる。
ｎ（θｄ*−２π／３） （区間II）Ｖｕ*≧Ｖｖ*＞Ｖｗ* ｉα＝ｉｂ ｉβ＝（２ｉａ−ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・ｃｏｓθｄ*＋ｉβ・ｓｉｎθｄ* （区間III）Ｖｖ*≧Ｖｕ*＞Ｖｗ* ｉα＝−ｉａ ｉβ＝（ｉａ−２ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・ｃｏｓ（θｄ*−４π／３）＋ｉβ・ｓｉ
ｎ（θｄ*−４π／３） （区間IV）Ｖｖ*≧Ｖｗ*＞Ｖｕ* ｉα＝ｉｂ ｉβ＝（２ｉｂ−ｉａ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・ｃｏｓ（θｄ*−２π／３）＋ｉβ・ｓｉ
ｎ（θｄ*−２π／３） （区間V）Ｖｗ*≧Ｖｖ*＞Ｖｕ* ｉα＝−ｉａ ｉβ＝（ｉａ−２ｉｂ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・ｃｏｓθｄ*＋ｉβ・ｓｉｎθｄ* （区間VI）Ｖｗ*≧Ｖｕ*＞Ｖｖ* ｉα＝ｉｂ ｉβ＝（２ｉｂ−ｉａ）／√３ Ｉｄ＝ｉα・ｃｏｓ（θｄ*−４π／３）＋ｉβ・ｓｉ
ｎ（θｄ*−４π／３） なお、６０゜区間Ｉ〜ＶＩの判別は、ｄｑ／ｕｖｗ変換
器１５の出力である三相相電圧指令の大きさで判別す
る。また、６０゜区間Ｉ〜ＶＩの判別は、電圧指令位相
θｄ*を用いても同様に判別できる。（なお、直流電流
ｉｄｃから励磁電流Ｉｄを検出する方式の詳細は特願平
１２−１３２８４３号に記載されている。）図６の実施
形態においては、励磁電流Ｉｄを検出するに当ってイン
バータ入力電流検出器１７の１個のみを用いればよく、
図１の実施形態のように電動機電流検出器（２相分）が
不要となり、低価格な装置で構成できる。
【００１３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
インバータのトルクブースト制御において、トルクブー
スト電圧を大きく設定しても、励磁電流が制限レベル以
下になるようにトルクブースト電圧を自動調整できるの
で、軽負荷時において過励磁にならないという効果があ
る。しかも、トルクブースト電圧を大きく設定すること
ができるので、重負荷時でも大きな始動トルクが得られ
るという効果がある。また、トルクブースト電圧を大き
めに設定しても、過励磁にならないので、負荷の大小に
応じてトルクブースト電圧を調整する必要がなく、この
ため、調整不要で使い勝手が良いという効果もある。
インバータのトルクブースト制御において、トルクブー
スト電圧を大きく設定しても、励磁電流が制限レベル以
下になるようにトルクブースト電圧を自動調整できるの
で、軽負荷時において過励磁にならないという効果があ
る。しかも、トルクブースト電圧を大きく設定すること
ができるので、重負荷時でも大きな始動トルクが得られ
るという効果がある。また、トルクブースト電圧を大き
めに設定しても、過励磁にならないので、負荷の大小に
応じてトルクブースト電圧を調整する必要がなく、この
ため、調整不要で使い勝手が良いという効果もある。
【図１】本発明のインバータ装置の一実施形態
【図２】図１に示すｑ軸電圧指令Ｖｑ*の特性図
【図３】誘導電動機のＴ型等価回路及び低周波時の等価
回路図
回路図
【図４】本発明におけるインバータ出力電圧、出力電流
ベクトル図
ベクトル図
【図５】本発明の制御において無負荷状態でトルクブー
スト電圧を可変した時のインバータ出力電圧、出力電流
特性図
スト電圧を可変した時のインバータ出力電圧、出力電流
特性図
【図６】本発明の他の実施形態
【図７】図６に示すＩｄ（励磁電流）検出器の詳細ブロ
ック図
ック図
【図８】三相電圧指令Ｖｕ*，Ｖｗ*，Ｖｖ*の波形と
（区間Ｉ）〜（区間ＶＩ）の関係を示す図
（区間Ｉ）〜（区間ＶＩ）の関係を示す図
【符号の説明】
１…交流電源、２…整流器、３…平滑コンデンサ、４…
インバータ、５…誘導電動機、６…ゲート回路、７…Ｖ
／ｆ一定ゲイン、８…トルクブースト指令器、９…積分
器、１０，１７…電流検出器、１１…ｕｖｗ／ｄｑ変換
器、１２…ＰＩ（比例＋積分）制御器、１３…リミッタ
処理部、１４…１次抵抗定数、１５…ｄｑ／ｕｖｗ変換
器、１６…ゲート信号発生器、１８…励磁電流検出器、
１９…サンプルホールド信号作成回路、２０ａ，２０ｂ
…サンプルホールド回路、２１…Ｉｄ演算器、２２…論
理積回路、２３…論理和回路
インバータ、５…誘導電動機、６…ゲート回路、７…Ｖ
／ｆ一定ゲイン、８…トルクブースト指令器、９…積分
器、１０，１７…電流検出器、１１…ｕｖｗ／ｄｑ変換
器、１２…ＰＩ（比例＋積分）制御器、１３…リミッタ
処理部、１４…１次抵抗定数、１５…ｄｑ／ｕｖｗ変換
器、１６…ゲート信号発生器、１８…励磁電流検出器、
１９…サンプルホールド信号作成回路、２０ａ，２０ｂ
…サンプルホールド回路、２１…Ｉｄ演算器、２２…論
理積回路、２３…論理和回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 中津 欣也
茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株
式会社日立製作所日立研究所内
(72)発明者 富田 浩之
千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号
株式会社日立ドライブシステムズ内
(72)発明者 加藤 淳司
千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号
株式会社日立ドライブシステムズ内
(72)発明者 古川 禎一
千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号
株式会社日立ドライブシステムズ内
Ｆターム(参考） 5H575 BB02 BB06 BB10 DD03 DD05
FF07 GG04 HA10 HB20 JJ05
JJ22 JJ24 LL22
5H576 BB02 BB06 BB10 CC05 DD02
DD04 EE01 EE07 EE11 FF07
GG04 HA04 HB02 JJ08 JJ22
JJ24 JJ28 LL22
Claims (6)
- 【請求項１】 誘導電動機を可変速駆動するインバータ
装置において、前記誘導電動機の励磁電流検出手段と、
励磁電流制限レベル設定手段と、インバータの周波数指
令に応じてトルクブースト電圧指令を出力するトルクブ
ースト電圧指令手段と、前記励磁電流検出値が前記制限
レベル以下となるように前記トルクブースト電圧指令を
変更するトルクブースト電圧補償手段を備えることを特
徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 請求項１において、前記トルクブースト
電圧補償手段は、リミッタ処理部を有し、前記トルクブ
ースト電圧指令を反転し、該反転したトルクブースト電
圧指令を前記リミッタ処理部の下限リミッタの値として
リミッタ処理し、前記トルクブースト電圧指令の補償量
を出力することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項３】 請求項１において、前記励磁電流検出手
段は、前記インバータの出力電圧位相を用い、前記電動
機電流検出値に基づいて励磁電流相当を演算検出するこ
とを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項４】 請求項１において、前記励磁電流検出手
段は、前記インバータの出力電圧位相を用い、前記イン
バータの直流入力電流に基づいて励磁電流相当を演算検
出することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項５】 請求項１から請求項４のいずれかにおい
て、前記誘導電動機を無負荷運転している状態で前記ト
ルクブースト電圧指令を徐々に大きく可変した場合、電
動機電流（無負荷電流）をほぼ励磁電流制限レベルで制
限することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項６】 請求項１から請求項４のいずれかにおい
て、前記誘導電動機を無負荷運転している状態で前記ト
ルクブースト電圧指令を徐々に大きく可変した場合、電
動機電流（無負荷電流）がほぼ励磁電流制限レベルにな
った時点からインバータ出力電圧をほぼ一定とすること
を特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001223066A JP3918148B2 (ja) | 2001-07-24 | 2001-07-24 | インバータ装置 |
| US10/099,973 US6741063B2 (en) | 2001-07-24 | 2002-03-19 | Inverter apparatus |
| US10/614,179 US6844700B2 (en) | 2001-07-24 | 2003-07-08 | Inverter apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001223066A JP3918148B2 (ja) | 2001-07-24 | 2001-07-24 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003037999A true JP2003037999A (ja) | 2003-02-07 |
| JP3918148B2 JP3918148B2 (ja) | 2007-05-23 |
Family
ID=19056459
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001223066A Expired - Lifetime JP3918148B2 (ja) | 2001-07-24 | 2001-07-24 | インバータ装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6741063B2 (ja) |
| JP (1) | JP3918148B2 (ja) |
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