ITTO20070767A1 - Metodo di controllo per alimentatori positivi di filato - Google Patents

Description

DESCRIZIONE dell'Invenzione Industriale dal titolo:

“Metodo di controllo per alimentatori positivi di filato”

DESCRIZIONE

La presente invenzione riguarda un metodo per controllare il movimento in un alimentatore positivo di filato per macchine tessili e simili, particolarmente con motore controllato in tensione o in corrente.

Tali alimentatori di filato sono destinati a prelevare il filato da una rocca per alimentarlo con velocità e tensione regolata ad una macchina quale un telaio tessile, una macchina da maglieria, una roccatrice, o simile. L'alimentatore comprende un motore elettrico che conduce un rocchetto trascinatilo, su cui sono avvolte un numero variabile di spire di filo. Il motore elettrico è azionato da uno stadio elettronico di potenza costituito da un ponte di interruttori elettronici commutati da un'unità di controllo, la quale elabora segnali provenienti da sensori esterni quali, per esempio, il segnale di tensione del filo, i segnali di tensione e/o di corrente di fase dovuti al pilotaggio del motore, i segnali di feedback provenienti da eventuali sensori di velocità e/o posizione del motore, ecc. In base a tali segnali, l'unità di controllo comanda la chiusura ciclica degli interruttori dello stadio elettronico di potenza, in modo da controllare opportunamente la velocità del motore elettrico, e per conseguenza la velocità del filato, che è evidentemente proporzionale alla velocità del motore. Tali unità di controllo sono in grado di operare sostanzialmente in tempo reale mediante circuiti che implementano anelli nidificati di controllo in tensione o corrente, in velocità e in posizione.

Come noto all'esperto nel ramo, per “alimentatore positivo di filato” si intende un alimentatore di filato in cui il rocchetto o tamburo avvolgifilo ruota solidalmente con il motore e il filo viene prelevato “a déroulé”, in contrasto agli alimentatori negativi di filato”, nei quali il rocchetto o tamburo awolgifilo è fisso, mentre il filo viene prelevato “a défilé” ed è awolto da un volano che ruota solidalmente con il motore.

Gli alimentatori positivi di filato finora noti impiegano motori passopasso oppure, più vantaggiosamente, motori brushless, più idonei ad applicazioni con velocità e accelerazioni angolari elevate qual è questa. Indipendentemente dal tipo di motorizzazione adottata, al fine di controllare tensione e velocità di erogazione del filo, in un alimentatore positivo di filato è desiderabile la presenza di sensori di velocità e/o posizione. In particolare, se il motore elettrico impiegato è sincrono, eventualmente a magneti permanenti, è indispensabile conoscere la posizione istantanea del rotore per implementare le note tecniche di pilotaggio di motori sincroni.

Nel controllo di velocità o posizione dei motori elettrici è noto sia di acquisire la posizione istantanea del rotore da sensori dedicati, sia anche di stimare la posizione con tecniche cosiddette “sensorless” a partire da misure di tensioni elettriche e di correnti di fase del motore, ma la posizione istantanea può anche essere predeterminata a partire dal profilo di movimento che si desidera venga seguito dal motore. Come si spiegherà nel seguito, questa tecnica è quella adottata nella presente invenzione.

Dal brevetto US 4 814 677 è noto il controllo vettoriale sensorless di motori brushless sinusoidali. Questa sofisticata tecnica di controllo, però, è difficilmente conciliabile con la presente applicazione a causa dei transitori altamente dinamici cui è sottoposto il motore. La non conoscenza o la conoscenza imprecisa della posizione del rotore da fermo produce infatti risposte oscillanti ai transitori di coppia e di carico e, di conseguenza, determina imprecisioni nell’erogazione del filo.

Dal brevetto EP1052766 è noto l’impiego in alimentatori negativi di filato di un motore sincrono a magneti permanenti con forza controelettromotrice trapezoidale e controllo anch’esso trapezoidale (BLDC), basato sulla rivelazione dell’attraversamento di zero di una forza controelettromotrice di fase. Come noto al tecnico del ramo, i continui transitori di corrente d’armatura che affliggono i BLDC determinano un ripple di corrente, che si traduce in un ripple di coppia, crescente al crescere della velocità angolare del motore. Questo aspetto è tollerabile negli alimentatori negativi di filato, ma è in contrasto con l’elevata precisione nell’eroga zione del filo che gli alimentatori positivi di filato devono garantire anche a velocità angolari molto elevate. Questa tecnica di controllo sensorless, basata sulla rivelazione dell’attraversamento di zero di una forza controelettromotrice, è inoltre penalizzata dal fatto che a basse velocità la stima della posizione angolare diventa poco accurata e a motore fermo non è applicabile. Ciò è in contrasto con la necessità degli alimentatori positivi di filato di portare rapidamente in rotazione il motore, partendo anche da fermo e con accelerazioni angolari elevate ma regolari, tali da evitare imprecisioni nell’erogazione del filo.

Dalla domanda di brevetto WO2005/080654 è noto l’impiego in alimentatori positivi di filato di sensori di posizione caratterizzati da un rapporto tra risoluzione angolare del sensore, s [step/giro], e diametro del rocchetto, d [mm], che è maggiore di s/d = 3 mnr<1>. Questa soluzione semplifica il controllo dell’alimentatore, ma risulta costosa poiché ricorre ad un sensore di precisione; tale sensore, inoltre, integra elementi meccanici che ruotano solidalmente col rotore e col rocchetto trascinafilo, comportando un apprezzabile aumento percentuale del momento d’inerzia complessivo, a svantaggio della dinamicità di movimento richiesta.

Sono noti alimentatori positivi di filato che impiegano motori brushless trifase sinusoidali (con distribuzione sinusoidale delle forze controelettromotrici) controllati con la semplice metodologia trapezoidale. La posizione elettrica del rotore è ottenuta da ben noti tre sensori di Hall digitali alloggiati all’interno del motore. Tali sensori di Hall hanno certamente un costo inferiore a quello del sensore di precisione rivendicato nella domanda di brevetto WO2005/080654, ma d'altronde offrono una risoluzione di sole 6 posizioni angolari per giro elettrico, ovvero di 6n posizioni angolari relative per giro meccanico, dove n è il numero di coppie polari del motore. La bassa risoluzione dell’informazione angolare fornita dai sensori di Hall impedisce il controllo sinusoidale di questo motore brushless che, in quanto già di per sé sinusoidale, si presterebbe particolarmente bene ad essere così controllato. Il controllo sinusoidale fornirebbe una serie di vantaggi prestazionali derivanti dall’assenza di ripple di coppia del motore e conseguente erogazione puntuale e precisa del filo; migliorerebbe inoltre il rapporto coppia erogata/corrente rms assorbita, con conseguente bassa dissipazione di potenza, tale da prevenire surriscaldamenti del motore.

Come è noto, i sensori di Hall digitali forniscono una posizione angolare elettrica assoluta, ma, a meno che il motore non abbia una sola coppia polare, forniscono solo una posizione meccanica relativa.

Ciò può essere limitante negli alimentatori negativi di filato, poiché ad esempio si può sfruttare un’informazione di posizione meccanica assoluta per implementare l’infilaggio automatico o semiautomatico del filo di trama (es: WO03029121, che a tal fine ricorre anche al controllo vettoriale sensorless). Questa caratteristica risulta però inutile negli alimentatori positivi di filato, i quali, avendo un rocchetto trascinatilo privo di occhielli di infilaggio, ben si prestano ad essere controllati in velocità o al più in posizione meccanica relativa, di cui la posizione elettrica assoluta è un esempio.

Dal documento EP1837724 è noto l’impiego in alimentatori positivi di filato di un controllo sinusoidale di motori brushless sinusoidali equipaggiati con sensori di Hall digitali. Questa soluzione implementa a basso costo un sofisticato controllo che produce movimenti fluidi ed elevata silenziosità del motore, poiché è caratterizzato dall’assenza del ripple di coppia.

In tale metodologia di controllo la frequenza con cui viene misurata la velocità angolare risulta proporzionale alla velocità istantanea del motore. Ciò, per questioni ben note al tecnico del ramo, legate alla stabilità dei sistemi di controllo in anello chiuso, pone un limite intrinseco alle prestazioni ottenibili a basse velocità: al di sotto di una velocità critica infatti, che dipende dal carico meccanico e dal guadagno dell’anello in velocità, al decrescere della velocità stessa il movimento del rotore diventa sempre più incerto e irregolare.

Nella soluzione secondo l'invenzione si esegue ancora il controllo sinusoidale di un motore brushless sinusoidale applicato ad un alimentatore positivo di filato, impiegando come sensori di posizione esclusivamente i tre sensori di Hall digitali tipici del controllo trapezoidale. Rispetto al suddetto EP1837724, però, il nuovo controllo sinusoidale non si basa su una posizione angolare misurata a partire dai segnali dei sensori di Hall digitali, bensì su una posizione calcolata a priori, a partire dal riferimento in velocità che si intende seguire. Questo approccio permette di superare i limiti intrinseci a basse velocità del metodo di controllo descritto in EP1837724 e, comunque, evita il ricorso a sensori di posizione accurati ma costosi (WO2005/080654), grazie all’impiego di un economico ma accurato algoritmo di predizione della posizione angolare.

Per comprendere il funzionamento del presente metodo di controllo ed evidenziarne le differenze rispetto al metodo descritto in EP1837724, è possibile ricorrere al modello vettoriale di macchina elettrica rotante sincrona. Questa scelta non è evidentemente obbligata, infatti il metodo di controllo in oggetto può essere agevolmente applicato al di fuori del controllo vettoriale di motori brushless, ma risulta funzionale ad una spiegazione che risulta precisa e sintetica al contempo.

Il semplice controllo trapezoidale di motori brushless sinusoidali, ma anche il controllo descritto in EP1837724, tendono a massimizzare la coppia erogata dal motore a parità di corrente assorbita.

Ciò nel modello vettoriale di motore brushless si traduce nell’avere una corrente secondo l’asse diretto, Isd, pari a zero e una corrente secondo l’asse in quadratura, Isq, diversa da zero (generalmente pari o molto prossima a un valore di riferimento imposto da anelli di controllo in velocità e/o in posizione in cui l’anello di controllo in tensione o corrente risulta nidificato).

Ora, se si ipotizza di alimentare un motore sincrono trifase con una tema di tensioni costanti di valori pari a quelli assunti da tre sinusoidi sfasate tra loro di 120°, il motore tende ad assorbire a regime tre correnti di fase anch’esse costanti e costituenti una terna trifase. Evidentemente il campo magnetico di statore prodotto dalle tre correnti di fase interagisce col campo magnetico di rotore, prodotto dai magneti permanenti nel caso di motore brushless, generando una coppia motrice. Tale coppia motrice mette in rotazione il rotore che, se eventualmente non già inizialmente allineato al campo magnetico di statore, tende ad allinearsi ad esso e poi a rimanere in equilibrio in tale posizione.

Questo fenomeno di allineamento del rotore al campo magnetico di statore è descritto dalle seguenti condizioni di regime delle correnti, rispettivamente secondo gli assi D e Q: Isd diversa da zero e Isq pari a zero. Ciò equivale a dire che la corrente erogata al motore a regime non produce alcuna coppia motrice, cosa che evidentemente va a discapito del rendimento e della dissipazione di potenza, ma genera una coppia di richiamo qualora il rotore tenda a disallinearsi dal campo magnetico di statore.

Se a questo punto si impongono tre nuovi valori delle tensioni trifase applicate al motore, si sposta di un certo angolo la posizione del campo magnetico di statore. Ciò produce temporaneamente la condizione Isq diversa da zero, che determina la nascita di una nuova coppia motrice che a sua volta tende a riallineare il rotore nella nuova posizione del campo magnetico di statore.

Se, infine, si alimenta il motore con un sistema di tensioni trifase che descrive una posizione angolare crescente nel tempo, è possibile produrre una rotazione continua del rotore che risulta regolare, fluida e silenziosa anche a basse velocità. Evidentemente, a seconda dell’ampiezza della tema di tensioni impressa al motore e delle caratteristiche del carico meccanico, anche a velocità costante la corrente assorbita dal motore stesso potrà subire delle variazioni (a causa delle variazioni dell’angolo di carico del motore), ma in ogni caso la condizione di corrente che, a differenza del metodo di EP1837724, contraddistingue il presente è Isd media diversa da zero. Questa tecnica, come noto, è impiegata nel controllo di motori elettrici cosiddetti stepper.

Il metodo sopra descritto, che si propone di superare i limiti a basse velocità della tecnica di controllo descritta in EP1837724, può essere usato ad essa alternativa al di sotto di una velocità di soglia. I vantaggi offerti da questa soluzione sono i seguenti:

_miglioramento del sistema di controllo di movimento a basse velocità con controllo sinusoidale in tensione, sinusoidale in corrente o perfino in corrente vettoriale del motore.

_miglioramento della dinamica del sistema di controllo del movimento durante i transitori fermo/marcia e marcia/fermo.

_massimizzazione della coppia erogabile a basse velocità e persino da fermo.

_miglioramento del sistema di controllo della tensione del filo a basse velocità, quindi senza strappi e conseguenti picchi di tensione del filo, a vantaggio della qualità del tessuto e della maglieria prodotti.

In sintesi, la soluzione proposta offre la possibilità di implementare a livello software le suddette funzioni destinate al controllo in tensione, in corrente, in velocità e in posizione di un motore brushless destinato ad alimentatori di filato, ad un costo minimo e con un rapporto prestazioni/costo che attualmente sembra difficile ottenere in altro modo.

Scopo principale dell’invenzione è quello di provvedere un alimentatore positivo di filato per macchine tessili e simili avente una precisione e uniformità di controllo del filo maggiore degli alimentatori noti, specialmente a basse velocità.

Un altro scopo è di realizzare un alimentatore positivo di filato in cui sia assente o ridotto il ripple di coppia del motore che conduce il rocchetto trascinafilo anche a basse velocità.

Ancora un altro scopo è di realizzare tale alimentatore di filato equipaggiato con accurati ma economici sensori e predittori software di velocità e posizione angolare.

I suddetti scopi sono raggiunti dall'invenzione, insieme ad altri scopi e vantaggi quali risulteranno dal seguito della descrizione, con un metodo di controllo del movimento in un alimentatore positivo di filato avente le caratteristiche recitate nella rivendicazione 1, mentre altre caratteristiche vantaggiose sono enunciate nelle rivendicazioni subordinate.

Si descriverà ora una realizzazione preferita dell'invenzione, con riferimento ai disegni allegati, in cui:

la Figura 1 è uno schema generale di alimentatore positivo di filato del tipo a cui si riferisce l'invenzione.

la Figura 2 è una rappresentazione dell’angolo di campo impiegato nel pilotaggio del motore a velocità costante.

la Figura 3 è una rappresentazione della terna trifase, in tensione o in corrente, impiegata nel pilotaggio del motore a velocità costante.

la Figura 4 è una rappresentazione dell’angolo di campo e della terna trifase, in tensione o in corrente, impiegati nel pilotaggio del motore in corrispondenza di un cambio di velocità.

la Figura 5 è un diagramma a blocchi del controllo vettoriale in corrente di un motore brushless come insegnato da EP1837724.

la Figura 6 è il diagramma a blocchi del controllo vettoriale in corrente di motore brushless implementato secondo l'invenzione, basato su un calcolo preventivo dell’angolo di campo a partire dalla velocità angolare di riferimento del motore.

la Figura 7 è un diagramma temporale che esemplifica il funzionamento di un algoritmo di decisione secondo l'invenzione, che evita la perdita di passo del motore e, quindi, ne permette un pilotaggio più dinamico ed efficiente.

Nella Figura 1, un alimentatore positivo di filato AP preleva un filo F da una rocca di filo RO per alimentarlo con tensione e velocità regolata a una macchina utilizzatrice MF, quale un telaio tessile, una macchina per maglieria, una roccatrice, o altro. Il filo F proveniente dalla rocca RO è avvolto in più spire intorno a un rocchetto R calettato sull’albero di un motore elettrico M, e attraversa un sensore elettronico di tensione ST prima di pervenire alla macchina MF.

Il motore elettrico M è un motore brushless (sincrono a magneti permanenti) alimentato da una sorgente di potenza PS attraverso un ponte a commutazione trifase SP di interruttori elettronici. Un'unità di controllo CU riceve un segnale T di tensione del filo F dal sensore ST, segnali V di tensione e segnali I di corrente di fase dovuti al pilotaggio del motore, eventuali segnali FB provenienti da ulteriori sensori di cui il motore sia eventualmente equipaggiato (quali per es. sensori di velocità o di posizione), eventuali segnali S provenienti dall'esterno; e fornisce una sequenza di comandi che pilotano il ponte SP in modo da ottenere gli andamenti desiderati di velocità e tensione del filo.

Nella Figura 2 è riportato l’andamento periodico dell’angolo di riferimento Brif in funzione del tempo, adottato per il controllo in tensione, in corrente o vettoriale in corrente del motore. In particolare risulta evidente la linearità a tratti di Brif, che durante ciascun periodo di durata T subisce un incremento da o a 360°. A puro scopo di ulteriore esemplificazione, in un punto è evidenziata la velocità angolare, corif, che in queste condizioni non può che risultare costante.

Nella Figura 3 è rappresentato un possibile andamento della tema trifase di pilotaggio del motore, corrispondente ad un funzionamento a velocità costante. La terna di pilotaggio risulta essere in tensione, V^t), V2(t) e V3(t), o in corrente, i1Ct), i2(t) e i3(t), a seconda che la metodologia di controllo adottata sia rispettivamente in tensione o in corrente, eventualmente vettoriale. Infine, si è voluto evidenziare il fatto che le ampiezze delle terne trifase, VMAX e IMAX, possano assumere valori diversi, ad esempio in funzione della velocità angolare del motore e della coppia motrice ad esso richiesta.

Nella Figura 4, a puro scopo di ulteriore esemplificazione, è rappresentato l’andamento sia dell’angolo di riferimento sia della tema trifase di pilotaggio in tensione o in corrente, in corrispondenza di un cambio di velocità. In particolare si è voluta rappresentare la risposta ad un gradino positivo di velocità angolare.

Nella Figura 5 un microcontrollore o Digital Signal Processor, DSP, provvede una tema di segnali digitali sinusoidali modulati PWM, PWMi, 2 e 3, destinata a comandare il ponte trifase di interruttori elettronici, SP. Tale ponte trifase (inverter) fornisce le necessarie tensioni e correnti elettriche al motore brushless M, recante tre sensori di Hall digitali, HSi, 2 e 3. I segnali prodotti da tale terna di sensori pilotano un algoritmo, TID, che opera da Tachimetro e Interpolatore Digitale ed è implementato nel DSP secondo quanto insegnato da EP1837724; esso restituisce i segnali digitali di velocità misurata, comis, e di posizione misurata, 0mis. Una terna di sensori elettronici misura le correnti di fase assorbite dal motore, II, I2 e I3. Un circuito di FrontEnd, FE, riceve tali segnali e li manipola secondo i criteri di trattamento dei segnali analogici, ad esempio filtrandoli, amplificandoli, attenuandoli, traslandoli di livello, ecc. Il blocco S&H posto a valle di FE esegue il campionamento e mantenimento dei segnali così ottenuti, necessario all’operazione di conversione da analogico a digitale implementata dal successivo convertitore ADC. L’insieme dei blocchi FE, S&H e ADC costituisce il digitalizzatore, DIG, all’uscita del quale sono disponibili i segnali di corrente digitalizzati IiDig, l2Dig e l3Dig.

Un algoritmo, indicato con PC, esegue secondo modalità note le trasformazioni di Clarke e Park delle correnti statoriche. Esso, a partire dai segnali IiDig, UDig e I3Dig e 0mis, ne restituisce le componenti secondo gli assi diretto e in quadratura, Isdmis e Isqmis. Ciascuno dei due segnali così ottenuti viene confrontato in un nodo sottrattore col relativo segnale di riferimento, Isdnf e Isqrif, che risultano rispettivamente pari a zero e pari ad un valore in generale diverso da zero, determinato ad esempio da un anello di controllo in velocità più esterno. Tale anello di controllo è rappresentato dal riferimento di velocità, corif, dalla velocità misurata, comis, e dal regolatore di velocità, Regeo .

I due errori di regolazione in corrente, ovvero le differenze tra riferimento e misura secondo gli assi D e Q, alimentano ciascuno un regolatore, Reglsd e Reglsq, che implementa la compensazione del relativo anello di controllo in corrente. Le uscite dei due regolatori e l’angolo misurato 0mis alimentano poi un blocco, indicato con PCI, che implementa le trasformazioni di Park e Clarke inverse e che, di conseguenza, provvede i tre segnali digitali sinusoidali destinati a pilotare il successivo modulatore PWM che, infine, provvede i segnali PWMi, 2 e 3 con cui è iniziata la descrizione della Figura 5.

La Figura 6 è un diagramma a blocchi dell’innovativo metodo di controllo che costituisce il presente trovato. In particolare sono evidenziate le differenze rispetto al metodo di controllo noto da EP1837724: in questo caso la corrente di riferimento secondo l’asse D è in generale diversa da zero, mentre in EP1837724 risultava sempre pari a zero, e l’angolo di pilotaggio non è l’angolo misurato dal blocco TID come in EP1837724, ma è ricavato da un algoritmo, INT, che esegue l’integrale numerico della velocità angolare di riferimento, corif. Infatti, il significato fisico dell’integrale della velocità angolare di riferimento non può che essere l’angolo di pilotaggio di riferimento del motore.

E’ bene sottolineare che, a parità di velocità di rotazione, al variare di Isdnf variano l’angolo di carico e la coppia di trascinamento del rotore: maggiore è Isd e maggiore è la coppia di trascinamento del rotore, maggiore è Isd e minore è l’angolo di carico.

Nella Figura 7 è riportato un diagramma temporale che illustra il funzionamento di un algoritmo di controllo di movimento migliorato da noi introdotto.

Un problema che affligge i motori stepper, che notoriamente sono pilotati senza ricorrere ad alcun sensore di posizione, è la perdita di passo. Capita infatti che, a fronte di brusche accelerazioni o decelerazioni richieste, il rotore non riesca a seguire l’angolo di pilotaggio desiderato. Ciò comporta incertezze di movimento e oscillazioni del carico, che nel caso di alimentatori positivi di filato potrebbero comportare dei picchi di tensione sul filo o, cosa ancora peggiore, la rottura del filo stesso.

L’algoritmo dell'invenzione evita la perdita di passo confrontando in tempo reale l’angolo di pilotaggio calcolato per integrazione della velocità angolare di riferimento, Brif, con un angolo grezzo ricavato dalla combinazione istantanea dei tre sensori di Hall, BmisHS. In particolare, la Figura 7 si riferisce ad un funzionamento a velocità costante, dove l’andamento della posizione angolare del rotore, Breale, è una rampa, l’andamento della posizione angolare grezza ricavata dai sensori di Hall digitali, BmisHS, è una gradinata quantizzata ogni 6o°, e dove l’angolo di riferimento è una rampa saturata a tratti di pendenza media pari a quella di Breale. L’algoritmo in oggetto evita la perdita di passo qualora, ad esempio per via di una coppia di carico eccessiva, l’angolo di riferimento Brif tenda a disallinearsi dall’angolo grezzo BmisHS di più di 90°; in questo caso Brif viene saturato a BmisHS 90° in modo da evitare la perdita del passo, garantendo inoltre il massimo trasferimento di coppia. Evidentemente, in fase di frenatura la soglia di saturazione di Brif è BmisHS - 90°.

Si è descritta una realizzazione preferita dell'invenzione, ma naturalmente sono possibili numerose varianti, nell'ambito del concetto inventivo. Così, benché nella realizzazione preferita il controllo del motore sia in corrente e di tipo vettoriale, è possibile l'impiego di più semplici, anche se meno efficienti, controlli sinusoidali in tensione o in corrente, non vettoriali. Inoltre, il metodo descritto sopra potrebbe essere impiegato soltanto al di sotto di una soglia prestabilita di velocità angolare, mentre al di sopra della soglia potrebbero essere impiegati metodi di controllo noti, quali ad esempio il pilotaggio trapezoidale o quello noto da EP1837724.

E' poi da notare che il metodo di controllo dell'invenzione si presta in modo particolare per controllare un motore elettrico sincrono di tipo brushless a magneti permanenti con statore costituito da un corpo cilindrico cavo con più espansioni polari allungate su cui sono avvolte rispettive bobine di eccitazione e con rotore comprendente un elemento magnetico a profilo circolare con poli alternati. Un tale motore è stato descritto nel brevetto anteriore EP1710334, e ad esso si fa riferimento per maggiori dettagli.

Le suddette e altre varianti, quali potranno essere realizzate dall'esperto nel ramo sulla base di tecniche note, sono da considerarsi comprese nell’ambito dell'invenzione.

Claims (9)

1. RIVENDICAZIONI 1. Metodo di controllo del movimento in un alimentatore positivo di filato per macchine tessili e simili, in cui il rotore di un motore elettrico trifase sincrono di tipo sinusoidale (M) conduce un rocchetto awolgi-filo (R) a velocità controllata per alimentare un filo (F) da una rocca (RO) a una macchina utilizzatrice (MF) con tensione desiderata, in cui il motore viene controllato istante per istante in funzione della posizione di riferimento del rotore, caratterizzato dal fatto che detta posizione di riferimento del rotore (Brif) viene calcolata integrando (INT) un valore di velocità di riferimento (corif) e ricavando da questo un parametro angolare di eccitazione elettrica trifase del motore.
2. 2. Metodo di controllo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto parametro angolare d'eccitazione è l'angolo di fase della tensione elettrica trifase d'eccitazione.
3. 3. Metodo di controllo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto parametro angolare d'eccitazione è l'angolo di fase della corrente elettrica trifase d'eccitazione.
4. 4. Metodo di controllo secondo la rivendicazione 3, caratterizzato dal fatto che per ricavare detto parametro angolare d'eccitazione si ricava da detta posizione istantanea del rotore si ricavano la componente diretta e la componente in quadratura di una corrente trifase stimata (Isdmis, Isqmis) da cui vengono ricavate rispettive componenti di regolazione per differenza da rispettive componenti diretta e in quadratura di corrente di riferimento (Isdrif, Isqrif).
5. 5. Metodo di controllo secondo una delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che inoltre l’angolo della corrente di regolazione calcolato per integrazione della velocità angolare di riferimento (Brif) viene confrontato con un angolo grezzo (BmisHS) ricavato dalla combinazione istantanea di tre sensori digitali di posizione del rotore del motore (M) e saturando la velocità angolare di riferimento in caso che l'angolo di riferimento (Brif) tenda a disallinearsi dall’angolo grezzo (BmisHS) di più di 90°.
6. 6. Metodo di controllo secondo la rivendicazione 5, caratterizzato dal fatto che detti sensori digitali sono sensori di Hall.
7. 7- Metodo di controllo secondo una delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che detto motore elettrico sincrono è un motore brushless.
8. 8. Metodo di controllo secondo una delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che detto motore brushless è un motore a magneti permanenti con statore costituito da un corpo cilindrico cavo con più espansioni polari allungate su cui sono avvolte rispettive bobine di eccitazione e con rotore comprendente un elemento magnetico a profilo circolare con poli alternati.
9. 9. Metodo di controllo secondo una delle rivendicazioni precedenti, caratterizzato dal fatto che il metodo viene impiegato al di sotto di una soglia prestabilita di velocità angolare di detto rotore, mentre al di sopra della soglia viene impiegato un altro metodo di controllo noto desiderato.