WO2018012260A1 - 同期電動機制御装置およびその制御方法 - Google Patents

同期電動機制御装置およびその制御方法 Download PDF

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WO2018012260A1
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synchronous motor
circuit
magnetic pole
pole position
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山本　弘毅
俊文 坂井
岩路　善尚
徹郎 児島
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株式会社日立製作所
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    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings

Definitions

  • the present invention relates to a synchronous motor control device and a control method thereof, and is particularly suitable for application to a magnetic pole position sensorless synchronous motor control device.
  • a position detector is provided in addition to the current control device and the voltage control device, and the magnetic pole position is detected using the position detector.
  • a method of estimating the magnetic pole position and controlling the synchronous motor that is, a magnetic pole position sensorless control method, which is different from the method of detecting the magnetic pole position by the magnetic pole position detector, has been proposed.
  • Patent Document 1 discloses a method for estimating a magnetic pole position of a synchronous motor based on a change amount or a change direction of the synchronous motor current when the synchronous motor is in a short-circuit state. It is described that the position can be estimated.
  • the basic principle is to use the counter electromotive voltage of the synchronous motor.
  • Patent Document 1 Since the technique of Patent Document 1 is a method for estimating the magnetic pole position based on the amount of change in current or the direction of change when the synchronous motor is in a short-circuit state in the operating state during power feeding, the rotating state in which the synchronous motor stops feeding Therefore, there is a problem that the magnetic pole position cannot be estimated when starting by re-feeding power.
  • the synchronous motor since it is necessary to estimate the magnetic pole position of the synchronous motor with high accuracy in order to re-start the synchronous motor from the rotation state where the power supply is stopped, the synchronous motor is brought into a short-circuit state based on the short-circuit current. What is necessary is just to estimate a magnetic pole position.
  • the present invention has been made in consideration of the above points, and estimates the magnetic pole position and rotational speed and estimates the magnetic pole position and rotational speed when the synchronous motor is powered and re-started from the rotational state where the power supply is stopped. It is intended to propose a synchronous motor control device and a control method for optimizing a short-circuit current value for the purpose.
  • a synchronous motor control device having an inverter that drives a synchronous motor and a controller that generates a control signal, and the inverter drives the synchronous motor based on the control signal generated by the controller.
  • the current detection unit for detecting a part or all of the three-phase AC currents output from the inverter, and the magnetic pole position of the synchronous motor is estimated based on the output signal of the current detection unit
  • the controller includes a magnetic pole position estimation unit and a rotation speed estimation unit that estimates the rotation speed of the synchronous motor, and the controller generates a control signal based on the estimated magnetic pole position and rotation speed to control a three-phase short-circuit state and a short-circuit state.
  • a synchronous motor control method in a synchronous motor control apparatus having an inverter that drives a synchronous motor and a controller that generates a control signal, and the inverter drives the synchronous motor based on the control signal generated by the controller.
  • the controller In the first step, the controller generates a control signal based on the estimated magnetic pole position and rotation speed, and the controller controls the three-phase short circuit state and adjusts the length of the short circuit state.
  • a third step of shorting all phases of the synchronous motor by the inverter and the controller previously shorting all phases of the synchronous motor by the inverter
  • the controller synchronizes in the fourth step.
  • the present invention it is possible to realize a synchronous motor control device and a control method thereof for estimating the magnetic pole position and the rotational speed in order to start up by supplying power again from the rotation state in which the synchronous motor stops supplying power.
  • the value of the short-circuit current for estimating the magnetic pole position can be optimized, and the torque generated by the short-circuit current exceeds the predetermined value. Can not be.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a synchronous motor control device 1 such as a magnetic pole position sensorless synchronous motor control device according to an embodiment of the present invention.
  • the control device includes an inverter 2, a current sensor 3, a current detection unit 4, a coordinate conversion unit 5, a magnetic pole position estimation unit 6, a rotation speed estimation unit 7, and a controller 8.
  • the inverter 2 is controlled based on the gate signal of the controller 8, and a three-phase AC voltage is applied to a synchronous motor 10 such as a permanent magnet synchronous motor (Permanent Magnet Synchronous Motor).
  • a synchronous motor 10 such as a permanent magnet synchronous motor (Permanent Magnet Synchronous Motor).
  • the current detected by the current detection unit 4 is two phase currents i u and i v of U phase and V phase, but the W phase current i w can be obtained from i u and i v. so, it is omitted from the detection of the W-phase current i w.
  • all three-phase currents may be detected.
  • the d-axis indicates the direction of the magnetic pole position (magnetic flux), and the q-axis indicates the direction that is electrically orthogonal to the d-axis, and constitutes the dq-axis coordinate system.
  • the dq axis coordinate system also rotates, so the phase from the stationary coordinate system ( ⁇ - ⁇ axis coordinate system) is ⁇ .
  • the phase ⁇ of the magnetic pole (hereinafter referred to as the magnetic pole position ⁇ ) is estimated from the current.
  • the controller 8 calculates the d-axis current deviation between the d-axis current command value i dref and the d-axis current i d and the q-axis current deviation between the q-axis current command value i qref and the q-axis current i q, and calculates the currents of the respective currents.
  • a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value are obtained by current control calculation with respect to the deviation. From these d-axis voltage command value and q-axis voltage command value, the magnetic pole position ⁇ is used to calculate the three-phase voltage command value of the stationary coordinate system, and the gate signal is output to the inverter 2 based on the calculation result To do.
  • Patent Document 1 Magnetic pole position and rotation speed estimation function
  • the control device estimates the magnetic pole position ⁇ when the synchronous motor 10 is in a rotating state where power feeding is stopped. That is, in the present embodiment, all phases of the synchronous motor 10 are short-circuited by the inverter 2 to detect a short-circuit current generated in the synchronous motor 10 and estimate the magnetic pole position ⁇ and the rotational speed ⁇ based on the short-circuit current. To do.
  • the control device when the magnetic pole position ⁇ and the rotational speed ⁇ are estimated, is an inverter for short-circuiting all phases of the synchronous motor 10 by the inverter 2 when the synchronous motor 10 is in a rotating state where power feeding is stopped.
  • the gate signal to 2 is controlled by the controller 8.
  • the gate signal from the controller 8 turns on all the switching elements on the + side or ⁇ side of the main circuit of the inverter 2 for the short circuit time T s and shorts all the phases of the synchronous motor 10.
  • the magnetic pole position estimation unit 6 can detect the short-circuit current generated in the synchronous motor 10, and can estimate the magnetic pole position ⁇ and the rotation speed ⁇ based on the short-circuit current.
  • the gate signal to the inverter 2 is controlled in advance before estimating the magnetic pole position ⁇ and the rotational speed ⁇ , and the synchronous motor 10 is in a three-phase short circuit state during the short circuit time T s .
  • can be obtained from the short-circuit time T s .
  • the short-circuit time T s is such that the short-circuit current generated in the synchronous motor 10 becomes the short-circuit current amplitude
  • the magnetic pole position estimator 6 estimates the magnetic pole position ⁇ based on the rotational speed ⁇ that is the angular speed estimated value calculated by the rotational speed estimator 7.
  • the short-circuiting time is about several ms, and may be adjusted, for example, from about 0.5 ms to about 1 ms.
  • the values of i d and i q is determined by a short time T s, short time T s is longer as the value increases.
  • a straight line 21 in FIG. 2 shows the relationship between the rotational speed ⁇ and the short-circuit current amplitude
  • the straight line 22 shows the relationship between the rotational speed ⁇ and the short-circuit current amplitude
  • the straight line 23 shows the relationship between the rotational speed ⁇ and the short-circuit current amplitude
  • the relationship of the short circuit time shown in FIG. 2 is T s1 ⁇ T s2 ⁇ T s3 .
  • the optimum adjustment of the short-circuit time T s increases the short-circuit current amplitude
  • This predetermined value is, for example, a value that does not cause a torque shock in the railway vehicle at this torque value.
  • FIG. 3 is an example of a gate signal output from the controller 8 to the inverter 2 in order to make all phases of the synchronous motor 10 short-circuited by the inverter 2 when the synchronous motor 10 is in a rotating state where power supply is stopped.
  • Short circuit in the first time t short circuit time T 1 to 1, in the second time t 2 to the short circuit time T s, at the third time t 3 to the short circuit time T s, 4 th is short-circuited to the time t 4 Performed at time T s .
  • the first short circuit is performed in advance for the short circuit time T 1 to obtain a provisional rotational speed ⁇ 0 used for determining the optimum short circuit time T s .
  • provisional rotation speed omega 0 is a low accuracy
  • optimal shorting has a degree of accuracy that can be used to determine the time T s, short-circuit from the relationship shown in basis view 2 on the temporary rotational speed omega 0 The time T s can be determined.
  • this short-circuit time T s is applied to the second and subsequent short-circuits for estimating the magnetic pole position ⁇ and the rotational speed ⁇ , the short-circuit current becomes appropriate, so that the magnetic pole position ⁇ and the rotational speed ⁇ are estimated with high accuracy.
  • the generated torque can be reduced to a predetermined value or less.
  • the intervals T w1 , T w2 ,... Of each short circuit do not need to wait until the short circuit current decays to zero, and can be set at arbitrary time intervals, so that the magnetic pole position ⁇ and the rotation speed can be set in a short time. It is possible to estimate ⁇ .
  • I may be obtained short time from T s
  • the magnetic pole position ⁇ is estimated by detecting a short-circuit current in a three-phase short-circuit state when the synchronous motor 10 is in a rotating state where power supply is stopped, and estimating the magnetic pole position ⁇ based on the change amount or change direction of the motor current. .
  • the magnetic pole position ⁇ to be estimated is a phase ⁇ between the stationary coordinate ⁇ -axis and the rotational coordinate d-axis, and can be expressed by Expression (2).
  • theta alpha is the phase for the alpha axis of the three-phase short-circuit state motor current differential vector pi s
  • the theta d is the phase with respect to the d-axis motor current differential vector pi s.
  • a signal for controlling the timing in the three-phase short-circuit state is generated.
  • the current value or the derivative of the current value is obtained in synchronization with this signal. That is, the controller 8 generates a gate signal, which is a signal representing the three-phase short-circuit state of the synchronous motor 10, and detects the amount of change in the motor current using this signal as a trigger.
  • the current detector 4 takes in the motor current i u0 and i v0 previous short-circuit condition of the synchronous motor 10, then the motor current synchronized with short circuit operation signal of the short-circuit state of the synchronous motor 10 i u and i v Capture.
  • the ⁇ -axis current differential value pi ⁇ and the ⁇ -axis current differential value pi ⁇ can be obtained from the current differential values pi u and pi v in the three-phase short-circuit state.
  • the ⁇ - ⁇ -axis current according to the equations (5) and (6) is used using the differential values pi u and pi v of the motor current in the short-circuit state.
  • the differential values pi ⁇ and pi ⁇ are calculated.
  • the neutral point is ungrounded, and the sum of three-phase currents is zero.
  • phase theta alpha calculates the phase theta alpha based on equation (7).
  • the two phases of pi u and pi v are used to obtain pi ⁇ and pi ⁇ , but the calculation can be performed using the differential values of the three-phase currents of pi u , pi v and pi w. It is. Furthermore, in order to calculate the current differential value at the time of three-phase short-circuit, the current change rate is calculated by calculating the current change amount in the three-phase short-circuit period and dividing the current change amount by the short-circuit time, If the configuration of the differentiating circuit is possible, it can also be realized by using the current differential value of the differentiating circuit instead of the current change rate.
  • phase theta alpha for alpha axis current differential vector pi s synchronous motor 10 of the three-phase short-circuit state is determined.
  • the phase ⁇ d of the motor differential vector pi s with respect to the d-axis is obtained as follows.
  • the basic expression of the voltage of the synchronous motor 10 on the rotation coordinate dq axis can be expressed by Expression (8) and Expression (9).
  • V d and V q are dq axis voltages
  • L d and L q are dq axis inductances
  • R winding resistance
  • rotational speed ⁇ is motor angular velocity
  • ⁇ is field main magnetic flux
  • p is d / dt.
  • the current differential vector on the stationary coordinate ⁇ - ⁇ axis is rotated at the rotational differential speed d, which is the rotational coordinate dq axis expressed by the equations (12) and (13), and the dq axis is the motor angular velocity. It is represented by the sum of current differential vectors generated by Therefore, the current differential value of the dq axis viewed from the ⁇ - ⁇ axis is as follows.
  • the magnetic pole position ⁇ can be obtained from the above equations (2), (7), and (14).
  • the rotational speed ⁇ included in the equation (14) uses an estimated value of the angular velocity obtained from the amount of change in the estimated phase value. Further, if the angular velocity is sufficiently large and the R component can be ignored, the influence of the rotational speed ⁇ is eliminated.
  • the determination of convergence may be made not with the comparison result of the magnetic pole position ⁇ , but with the number of short-circuits, for example, with two short-circuits.
  • the above is a method for estimating the magnetic pole position ⁇ of the synchronous motor 10 based on the change amount or the change direction of the motor current when the synchronous motor 10 is in the three-phase short-circuit state.
  • the rotational speed ⁇ can be obtained in reverse from the equations (10) and (11). That means The rotational speed estimator 7 estimates the rotational speed ⁇ of the synchronous motor 10 using one or both of the equations.
  • FIG. 15 is an embodiment in which the magnetic pole position ⁇ and the rotational speed ⁇ of the synchronous motor 10 are estimated using only the current sensor.
  • is obtained from the short-circuit time T s, and the change amount or change direction of the motor current at the time of the short-circuit.
  • Is used to estimate the magnetic pole position ⁇ and the rotational speed ⁇ .
  • and the rotational speed ⁇ becomes 1: 1 by determining the short-circuit time T s .
  • the synchronous motor control device 1 the synchronous motor control device and its control method for estimating the magnetic pole position ⁇ and the rotational speed ⁇ in order to re-start the synchronous motor from the rotation state where the power supply is stopped are provided. realizable.
  • the influence of the rotor of the synchronous motor 10 rotating during the sampling period is omitted.
  • the present invention is not limited to this, and the rotor is The present embodiment can be applied even when the magnetic pole position ⁇ is calculated in consideration of the effect of rotation during the sampling period.

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  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
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Abstract

【課題】同期電動機が給電停止した回転状態から、再給電して起動するときに、磁極位置と回転速度を推定し、磁極位置と回転速度を推定するための短絡電流値を最適にする同期電動機制御装置およびその制御方法を提供することである。 【解決手段】同期電動機を駆動するインバータと、制御信号を発生するコントローラとを有し、コントローラの発生した制御信号に基づいてインバータが同期電動機を駆動する同期電動機制御装置において、インバータから出力される三相の各交流電流のうちの一部または全部の電流値をそれぞれ検出する電流検出部と、電流検出部の出力信号に基づいて、同期電動機の磁極位置を推定する磁極位置推定部と、同期電動機の回転速度を推定する回転速度推定部とを備え、コントローラは、推定した磁極位置と回転速度に基づき制御信号を発生させ、三相の短絡状態を制御し短絡状態の時間の長さを調整し、同期電動機が給電停止した回転状態のとき、同期電動機のすべての相をインバータによって短絡状態にして、予め同期電動機のすべての相をインバータによって短絡状態にし、短絡状態時における同期電動機に発生する短絡電流に基づいて、短絡電流が磁極位置推定に最適になるような短絡状態の時間の長さになるように調整し、同期電動機のすべての相をインバータによって短絡状態にし、短絡状態時における同期電動機に発生する短絡電流の変化量または変化方向に基づいて、磁極位置と回転速度を推定するようにした。

Description

同期電動機制御装置およびその制御方法
　本発明は、同期電動機制御装置およびその制御方法に関し、特に磁極位置センサレス同期電動機制御装置に適用して好適なものである。
　同期電動機の速度やトルクを制御するためには、磁極位置を検出または推定することが必要である。検出した磁極位置に基づいて電流制御または電圧制御を行うことで、同期電動機のトルクや速度を制御できる。
　従来は位置検出器を電流制御装置や電圧制御装置の他に設け、位置検出器を用いて上記磁極位置を検出していた。しかし、近年は磁極位置検出器で磁極位置を検出する方式とは異なる、磁極位置を推定して同期電動機を制御する方式、すなわち、磁極位置センサレス制御方式が提案されている。
　特許文献１には、同期電動機が短絡状態のときの同期電動機電流の変化量または変化方向に基づいて同期電動機の磁極位置を推定する方法で、特別な推定信号を印加することなく高速領域まで磁極位置の推定が可能であることが記載されている。その基本原理は同期電動機の逆起電圧を利用するものである。
特開平１１－２７８１５５号公報
　特許文献１の技術は、給電時の運転状態において同期電動機が短絡状態のときに、電流変化量、または変化方向に基づいて磁極位置を推定する方法であるため、同期電動機が給電停止した回転状態から、再給電して起動するときには、磁極位置を推定することができないという問題がある。
　また、同期電動機の巻線をインバータによって短絡状態にすると、そのとき発生する短絡電流により同期電動機にトルクが発生する。そのため、短絡電流に基づいて磁極位置を推定する方法では、磁極位置の推定時にトルクが発生することになり、これにより制御対象が振動するという問題が発生することもある。
　したがって、同期電動機が給電停止した回転状態から、再給電して起動するには、同期電動機の磁極位置を高精度に推定する必要があるため、同期電動機を短絡状態にして、短絡電流に基づいて磁極位置を推定すればよい。
　本発明は以上の点を考慮してなされたもので、同期電動機が給電停止した回転状態から、再給電して起動するときに、磁極位置と回転速度を推定し、磁極位置と回転速度を推定するための短絡電流値を最適にする同期電動機制御装置およびその制御方法を提案しようとするものである。
　かかる課題を解決するため本発明においては、同期電動機を駆動するインバータと、制御信号を発生するコントローラとを有し、コントローラの発生した制御信号に基づいてインバータが同期電動機を駆動する同期電動機制御装置において、インバータから出力される三相の各交流電流のうちの一部または全部の電流値をそれぞれ検出する電流検出部と、電流検出部の出力信号に基づいて、同期電動機の磁極位置を推定する磁極位置推定部と、同期電動機の回転速度を推定する回転速度推定部とを備え、コントローラは、推定した磁極位置と回転速度に基づき制御信号を発生させ、三相の短絡状態を制御し短絡状態の時間の長さを調整し、同期電動機が給電停止した回転状態のとき、同期電動機のすべての相をインバータによって短絡状態にして、予め同期電動機のすべての相をインバータによって短絡状態にし、短絡状態時における同期電動機に発生する短絡電流に基づいて、短絡電流が磁極位置推定に最適になるような短絡状態の時間の長さになるように調整し、同期電動機のすべての相をインバータによって短絡状態にし、短絡状態時における同期電動機に発生する短絡電流の変化量または変化方向に基づいて、磁極位置と回転速度を推定するようにした。
　また本発明においては、同期電動機を駆動するインバータと、制御信号を発生するコントローラとを有し、コントローラの発生した制御信号に基づいてインバータが同期電動機を駆動する同期電動機制御装置における同期電動機制御方法において、コントローラが、推定した磁極位置と回転速度に基づき制御信号を発生させる第１のステップと、コントローラが、三相の短絡状態を制御し短絡状態の時間の長さを調整する第２のステップと、コントローラが、同期電動機が給電停止した回転状態のとき、同期電動機のすべての相をインバータによって短絡状態にする第３のステップと、コントローラが、予め同期電動機のすべての相をインバータによって短絡状態にする第４のステップと、コントローラが、第４のステップにおいて、同期電動機に発生する短絡電流に基づいて、短絡電流が磁極位置推定に最適になるような短絡状態の時間の長さになるように調整する第５のステップと、コントローラが、同期電動機のすべての相をインバータによって短絡状態にする第６のステップと、コントローラが、第６のステップにおいて、同期電動機に発生する短絡電流の変化量または変化方向に基づいて、磁極位置と回転速度を推定する第７のステップとを備えるようにした。
　本発明によれば、同期電動機が給電停止した回転状態から、再給電して起動するために、磁極位置と回転速度を推定する同期電動機制御装置およびその制御方法を実現できる。
　さらに、磁極位置と回転速度を推定するための短絡時間を最適に調整することにより、磁極位置を推定するための短絡電流の値を最適にでき、かつ短絡電流により発生するトルクが所定値を超えないようにすることができる。
本実施の形態による同期電動機制御システムの全体構成図を示すブロック図である。 本実施の形態による同期電動機制御システムの短絡時間に対する回転速度と短絡電流振幅の相関の例を示すグラフである。 本実施の形態による同期電動機制御システムの短絡のタイミングを制御するゲート信号の例である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明において、各図で共通する構成要素には同一の符号をそれぞれ付しており、それらの重複する構成要素についての説明を省略する。
（１）本実施の形態による同期電動機制御装置の構成
　図１は本発明の実施の形態の磁極位置センサレス同期電動機制御装置などの同期電動機制御装置１の構成図である。制御装置はインバータ２、電流センサ３、電流検出部４、座標変換部５、磁極位置推定部６、回転速度推定部７およびコントローラ８で構成される。
　インバータ２は、コントローラ８のゲート信号に基づき制御され、三相の交流電圧が永久磁石同期電動機（Permanent Magnet Synchronous Motor）等の同期電動機１０に印加される。
　電流センサ３からＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖの値を示す信号が電流検出部４に送られ、この電流検出部４において検出される。検出された電流値はそれぞれ座標変換部５でｄ－ｑ軸座標系のｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑに変換される。
　この実施の形態では、電流検出部４で検出する電流はＵ相とＶ相の二つの相電流ｉｕ、ｉｖであるが、Ｗ相電流ｉｗはｉｕ、ｉｖから求めることができるので、Ｗ相電流ｉｗの検出を省略している。当然、三相電流をすべて検出するものでもよい。
　ｄ軸は磁極位置（磁束）の方向、ｑ軸は電気的にｄ軸に直交する方向を示しており、ｄ－ｑ軸座標系を構成する。磁石を有する回転子が回転すると、ｄ－ｑ軸座標系も回転するので、静止座標系（α－β軸座標系）からの位相をθとする。本実施の形態では磁極の位相θ（以下、磁極位置θと呼ぶ）を電流から推定する。
　コントローラ８では、ｄ軸電流指令値ｉｄｒｅｆとｄ軸電流ｉｄとのｄ軸電流偏差およびｑ軸電流指令値ｉｑｒｅｆとｑ軸電流ｉｑとのｑ軸電流偏差を演算し、それぞれの電流偏差に対して電流制御演算によってｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とを得る。これらのｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値とから、磁極位置θを使用して、静止座標系の三相電圧指令値を演算し、この演算結果を基にゲート信号をインバータ２に出力する。
（２）磁極位置および回転速度推定機能
　特許文献１の方法は、同期電動機１０が給電運転中の短絡状態において電流を検出し磁極位置θを推定するためのものである。これに対し、本実施の形態では、制御装置は同期電動機１０が給電停止した回転状態のときに、磁極位置θを推定する。つまり、本実施の形態では、同期電動機１０のすべての相をインバータ２によって短絡状態にして、同期電動機１０に発生する短絡電流を検出し、短絡電流に基づいて磁極位置θおよび回転速度ωを推定する。
　この磁極位置θおよび回転速度ωの推定に際して、本実施の形態では制御装置は同期電動機１０が給電停止した回転状態のとき、同期電動機１０のすべての相をインバータ２によって短絡状態にするためのインバータ２へのゲート信号をコントローラ８により制御する。コントローラ８からのゲート信号は、インバータ２の主回路の＋側または－側全てのスイッチング素子を短絡時間Ｔｓの間ＯＮさせて、同期電動機１０のすべての相を短絡させる。
　これらの制御により、同期電動機１０が給電停止した回転状態のとき、同期電動機１０のすべての相をインバータ２によって短絡状態にする。磁極位置推定部６は、このことで、同期電動機１０に発生する短絡電流を検出し、短絡電流に基づいて磁極位置θおよび回転速度ωを推定することができる。
　本実施の形態では、磁極位置θおよび回転速度ωを推定する前に予めインバータ２へのゲート信号を制御し、短絡時間Ｔｓの間は同期電動機１０を三相短絡状態とする。式(１)に示すように短絡時間Ｔｓから短絡電流振幅｜Ｉ｜を求めることができる。ここで、同期電動機１０に発生する短絡電流が、磁極位置推定部６が磁極位置θを推定するのに最適な、式（１）の短絡電流振幅｜Ｉ｜になるように、短絡時間Ｔｓを調整する。なお磁極位置推定部６は、回転速度推定部７で演算される角速度推定値である回転速度ωに基づいて、磁極位置θを推定する。ここで、短絡時間は数ｍｓ程度であり、例えば０．５ｍｓ前後から１ｍｓ前後の幅で調整すればよい。なお、ｉｄ及びｉｑの値は短絡時間Ｔｓによって決まり、短絡時間Ｔｓが長いほど値が大きくなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　次に、短絡時間Ｔｓの調整について図２を参照して詳細に説明する。
　図２の直線２１は短絡時間をＴｓ１とした場合の、回転速度ωと短絡電流振幅｜Ｉ｜との関係を示す。同様に直線２２は短絡時間をＴｓ２とした場合の、回転速度ωと短絡電流振幅｜Ｉ｜との関係を示す。同様に直線２３は短絡時間をＴｓ３とした場合の、回転速度ωと短絡電流振幅｜Ｉ｜との関係を示す。図２に示す短絡時間の関係はＴｓ１＜Ｔｓ２＜Ｔｓ３である。
　同期電動機１０の回転速度ωおよび短絡時間に対する短絡電流振幅｜Ｉ｜の関係は、図２の例に示すように、回転速度ωが等しければ、短絡電流振幅｜Ｉ｜は短絡時間Ｔｓが長ければ大きく、短ければ小さくなる。予め測定または計算機シミュレーションにより図２のような関係を求めておけば、磁極位置θおよび回転速度ωの推定に最適な短絡時間Ｔｓを得ることができる。
　短絡時間Ｔｓの最適な調整は、図２の関係から、回転速度ωが低い範囲では、短絡時間を長くすることによって、短絡電流振幅｜Ｉ｜が大きくできるので電流の検出精度が向上する。また電流検出精度が十分得られる回転速度ωが高い範囲では、短絡時間を短くすることにより、短絡電流振幅｜Ｉ｜を小さく設定できるので発生するトルクを所定の値よりも小さくすることができる。この所定の値とは、例えばこのトルクの値で鉄道車両にトルクショックが生じない程度の値である。
　次に、磁極位置θおよび回転速度ωを推定する前に予め行う１回目の短絡と、磁極位置θおよび回転速度ωを推定するための２回目以降の短絡との関係について説明する。
　図３は、同期電動機１０が給電停止した回転状態のとき、同期電動機１０のすべての相をインバータ２によって短絡状態にするために、コントローラ８から出力されるインバータ２へのゲート信号の例である。短絡は、１回目は時刻ｔ１に短絡時間Ｔ１で、２回目は時刻ｔ２に短絡時間Ｔｓで、３回目は時刻ｔ３に短絡時間Ｔｓで、４回目は時刻ｔ４に短絡時間Ｔｓで行う。
　磁極位置θおよび回転速度ωを推定する前に、予め１回目の短絡を短絡時間Ｔ１で行い、最適な短絡時間Ｔｓの決定に用いる暫定回転速度ω0を得る。暫定回転速度ω0は低精度であるが、最適な短絡時間Ｔｓを決定に用いることが可能な程度の精度を有しており、暫定回転速度ω0に基づき図２に示した関係から短絡時間Ｔｓを求めることができる。この短絡時間Ｔｓを磁極位置θおよび回転速度ωを推定するための、２回目以降の短絡に対して適用すれば短絡電流が適正になるため、磁極位置θおよび回転速度ωが高精度に推定することができ、かつ発生するトルクは所定の値以下にすることができる。
　なお、各回の短絡の間隔Ｔｗ１、Ｔｗ２、・・・は、短絡電流が零に減衰するまで待つ必要がなく、それぞれ任意の時間間隔に設定できるので、短時間で磁極位置θおよび回転速度ωを推定することが可能である。
　この実施の形態では、短絡時間Ｔｓから短絡電流振幅｜Ｉ｜を求めているが、短絡電流振幅｜Ｉ｜から短絡時間Ｔｓを求めてもよい。つまり、図２のように回転速度ωと短絡電流振幅｜Ｉ｜とは一対一の関係があることを利用して、短絡電流振幅｜Ｉ｜に基づいて、短絡時間Ｔｓを調整してもよい。
　次に、磁極位置推定部６の磁極位置θの推定方法について説明する。この基本原理については、特許文献１に詳細が記載されている。
　磁極位置θの推定方法は、同期電動機１０が給電停止した回転状態のとき、三相短絡状態での短絡電流を検出し、電動機電流の変化量または変化方向に基づいて、磁極位置θを推定する。
　磁極位置推定部６において、推定すべき磁極位置θは静止座標α軸と回転座標ｄ軸との間の位相θであり、式（２）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、θαは三相短絡状態のモータ電流微分ベクトルｐｉｓのα軸に対する位相であり、θｄは電動機電流微分ベクトルｐｉｓのｄ軸に対する位相である。
　上記三相短絡状態での電動機電流の変化量または変化方向を検出するために、この三相短絡状態でタイミングを制御する信号を発生する。この信号に同期して電流値または電流値の微分を求める。すなわちコントローラ８でゲート信号を発生し、その信号は同期電動機１０の三相短絡状態を表す信号とし、この信号をトリガとして電動機電流の変化量を検出する。
　まず、電流検出部４において、同期電動機１０の短絡状態前の電動機電流ｉｕ０とｉｖ０を取り込み、次に同期電動機１０の短絡状態の信号に同期して短絡状態の電動機電流ｉｕとｉｖを取り込む。短絡前と短絡状態との差分すなわち電流変化量を短絡時間Ｔｓで割ることによって電動機電流ｉｕとｉｖの微分値ｐｉｕ、ｐｉｖは、式（３）および式（４）で演算することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　三相短絡状態の電流微分値ｐｉｕ、ｐｉｖから、α軸電流微分値ｐｉα、β軸電流微分値ｐｉβを求めることができる。
　さらに、Ｕ相軸がα軸と一致している場合には、短絡状態の電動機電流の微分値ｐｉｕ、ｐｉｖを用いて、式（５）および式（６）に従いα－β軸の電流微分値ｐｉαとｐｉβを演算する。ここでは、中性点が非接地とし、三相の電流の和が０とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　上記位相θαについては、式（７）に基づき位相θαを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　なお、ここではｐｉα、ｐｉβを求めるのに、ｐｉｕ、ｐｉｖの二相分を用いているが、ｐｉｕ、ｐｉｖ、ｐｉｗの三相電流の微分値を用いても演算可能である。さらに、三相短絡時の電流微分値を演算するために、三相短絡期間での電流変化量を演算し、電流変化量を短絡時間で割ることにより求められる電流変化率を用いているが、微分回路の構成が可能な場合には電流変化率の代わりに微分回路の電流微分値を用いても実現可能である。
　以上のようにして、三相短絡状態の同期電動機１０の電流微分ベクトルｐｉｓのα軸に対する位相θαは求められる。次に電動機微分ベクトルｐｉｓのｄ軸に対する位相θｄは以下のようにして求める。まず、回転座標ｄ－ｑ軸での同期電動機１０の電圧の基本式は式（８）および式（９）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ここで、Ｖｄ、Ｖｑはｄ－ｑ軸電圧、Ｌｄ、Ｌｑはｄ－ｑ軸のインダクタンス、Ｒは巻線抵抗、回転速度ωは電動機角速度、Φは界磁主磁束、ｐはｄ／ｄｔである。上記基本式において、三相短絡時はｄ－ｑ軸での印加電圧は０となるので、三相短絡状態での基本式は以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　静止座標α－β軸における電流微分ベクトルは、式（１２）および式（１３）で表される回転座標ｄ－ｑ軸の電流微分ベクトルとｄ－ｑ軸が電動機角速度である回転速度ωで回転することにより発生する電流微分ベクトルの和で表される。よって、α－β軸で見たｄ－ｑ軸の電流微分値は以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　従って、電動機電流微分ベクトルｐｉｓのｄ軸に対する位相θｄは式（１４）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　よって、上記式（２）、式（７）および式（１４）により磁極位置θを求めることができる。ここで、式（１４）に含まれる回転速度ωは位相推定値の変化量により求められる角速度の推定値を用いることになる。また、角速度が十分大きく、Ｒ成分を無視できる領域であれば回転速度ωの影響はなくなる。
　この磁極位置θの推定方法は、短絡電流が最適であるから１回の短絡により磁極位置θを推定できることが見込まれるが、２、３回の短絡により磁極位置θの推定値が一致していることで推定が収束したと判定して、推定のための短絡を終了する。
　また、この推定は２、３回で収束することが見込まれるため、収束の判定を磁極位置θの比較結果ではなく、短絡回数で例えば２回の短絡で推定を終了するようにしてもよい。以上が、同期電動機１０が三相短絡状態の電動機電流の変化量、または、変化方向に基づいて同期電動機１０の磁極位置θを推定する方法である。
　次に、回転速度推定部７での同期電動機１０の回転速度ωの推定方法について説明する。回転速度ωは、式（１０）および式（１１）から逆に求めることができる。つまり、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
 の一方または両方の式を用いて、回転速度推定部７において同期電動機１０の回転速度ωを推定する。
　なお、式（１５）および式（１６）において、抵抗Ｒを無視する簡易式を用いてもよい。以上が、電流センサだけを用いて同期電動機１０の磁極位置θおよび回転速度ωを推定する実施の形態である。
（３）本実施の形態の効果
　以上のように本実施の形態の同期電動機制御装置１では、短絡時間Ｔｓから短絡電流振幅｜Ｉ｜を求め、短絡時の電動機電流の変化量または変化方向に基づいて、磁極位置θおよび回転速度ωを推定する。この際に、短絡電流振幅｜Ｉ｜と回転速度ωの関係が短絡時間Ｔｓを決めることで１対１になることを利用する。
　従って、本同期電動機制御装置１によれば、同期電動機が給電停止した回転状態から、再給電して起動するために、磁極位置θと回転速度ωを推定する同期電動機制御装置およびその制御方法を実現できる。
（４）他の実施の形態
　なお上述の実施の形態においては、同期電動機１０を制御する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えばリラクタンス電動機を制御する場合でも突極性を利用して本発明を適用することができる。
　また上述の本実施の形態においては、説明を簡単にするために同期電動機１０の回転子がサンプリング期間中に回転することによる影響を省略したが、本発明はこれに限らず、当該回転子がサンプリング期間中に回転することによる影響を考慮して磁極位置θを演算するようにしても、本実施の形態を適用できる。
　１……同期電動機制御装置、２……インバータ、３……電流センサ、４……電流検出部、５……座標変換部、６……磁極位置推定部、７……回転速度推定部、８……コントローラ、１０……同期電動機。

Claims (5)

  1. 　同期電動機を駆動するインバータと、制御信号を発生するコントローラとを有し、前記コントローラの発生した制御信号に基づいて前記インバータが同期電動機を駆動する同期電動機制御装置において、
    　前記インバータから出力される三相の各交流電流のうちの一部または全部の電流値をそれぞれ検出する電流検出部と、
    　前記電流検出部の出力信号に基づいて、前記同期電動機の磁極位置を推定する磁極位置推定部と、
    　前記同期電動機の回転速度を推定する回転速度推定部と
    　を備え、
    　前記コントローラは、推定した磁極位置と回転速度に基づき前記制御信号を発生させ、三相の短絡状態を制御し短絡状態の時間の長さを調整し、前記同期電動機が給電停止した回転状態のとき、前記同期電動機のすべての相を前記インバータによって短絡状態にして、予め前記同期電動機のすべての相を前記インバータによって短絡状態にし、短絡状態時における前記同期電動機に発生する短絡電流に基づいて、前記短絡電流が磁極位置推定に最適になるような前記短絡状態の時間の長さになるように調整し、前記同期電動機のすべての相を前記インバータによって前記短絡状態にし、前記短絡状態時における前記同期電動機に発生する前記短絡電流の変化量または変化方向に基づいて、磁極位置と回転速度を推定する
    　ことを特徴とする同期電動機制御装置。
  2. 　三相の前記短絡状態を前記調整した短絡の時間の長さで任意の時間間隔で１回以上発生させて、検出される前記短絡電流の電流変化量、または変化方向に基づいて前記同期電動機の磁極位置と回転速度を推定する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の同期電動機制御装置。
  3. 　前記短絡電流の振幅が所定値を超えないように前記短絡状態の時間を前記調整する
    　ことを特徴とする請求項２に記載の同期電動機制御装置。
  4. 　前記所定値は、鉄道車両にトルクショックが生じない大きさに設定された
    　ことを特徴とする請求項３に記載の同期電動機制御装置。
  5. 　同期電動機を駆動するインバータと、制御信号を発生するコントローラとを有し、前記コントローラの発生した制御信号に基づいて前記インバータが同期電動機を駆動する同期電動機制御装置における同期電動機制御方法において、
    　前記コントローラが、推定した磁極位置と回転速度に基づき前記制御信号を発生させる第１のステップと、
    　前記コントローラが、三相の短絡状態を制御し短絡状態の時間の長さを調整する第２のステップと、
    　前記コントローラが、前記同期電動機が給電停止した回転状態のとき、前記同期電動機のすべての相を前記インバータによって短絡状態にする第３のステップと、
    　前記コントローラが、予め前記同期電動機のすべての相を前記インバータによって短絡状態にする第４のステップと、
    　前記コントローラが、前記第４のステップにおいて、前記同期電動機に発生する短絡電流に基づいて、前記短絡電流が磁極位置推定に最適になるような前記短絡状態の時間の長さになるように調整する第５のステップと、
    　前記コントローラが、前記同期電動機のすべての相を前記インバータによって前記短絡状態にする第６のステップと、
    　前記コントローラが、第６のステップにおいて、前記同期電動機に発生する前記短絡電流の変化量または変化方向に基づいて、磁極位置と回転速度を推定する第７のステップとを備える
    　ことを特徴とする同期電動機制御方法。
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