JP3685122B2 - 電動機の制御装置及びそれを用いた製品 - Google Patents
電動機の制御装置及びそれを用いた製品 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3685122B2 JP3685122B2 JP2001340356A JP2001340356A JP3685122B2 JP 3685122 B2 JP3685122 B2 JP 3685122B2 JP 2001340356 A JP2001340356 A JP 2001340356A JP 2001340356 A JP2001340356 A JP 2001340356A JP 3685122 B2 JP3685122 B2 JP 3685122B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- motor
- detected
- microcomputer
- transformer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、電動機の電流に基づいてベクトル制御する交流電流検出・制御システムに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
一般的に、ベクトル制御を伴うインバータ付きの電動機の回転数制御は、まず、負荷に対応した電動機の回転数を決め、この決めた回転数に対応した出力電圧を演算し、この演算結果の出力電圧と検出電流から演算した出力電圧とを比較し、この比較結果に基づいて、検出電流から演算した出力電圧が回転数に対応した出力電圧となるように制御する。
【0003】
なお、この時、電動機の各相電流を検出し、この検出結果をもとにして出力電圧を演算し、この演算結果に基いて電動機のベクトル制御を行う。
従って、以上説明したように、制御を正確に行うためには、電動機の相電流値を精度良く検出する必要がある。
【0004】
次に、このような検出電流からベクトル制御を行う従来の交流電流検出装置及びそれを用いたシステムについて説明する。
まず、従来例の1つとしては、電動機の電流値を、ホール効果を利用した高価な電流センサで検出し、この検出結果に基いて電動機のベクトル制御をするものがある。
【0005】
しかし、このものは低周波から高周波まで幅広く周波数が変化しても対応できるものの、ホール効果を利用して検出するための基板回路が必要となり、そのため、その基板回路パータの影響によるノイズが発生し、ノイズによる各種トラブルが生じる。
【0006】
また、この他の従来の交流電流検出装置としては、図16に示すように、特開2001−33494号公報のようなものもあり、このようなものでは、商用電源周波数用カレントトランス(ACCT)を用いているため、このトランスの1次巻線に生じた磁束が2次巻線に影響を与えることとなる。
【0007】
従って、この影響を除去する目的で補助巻線を2次巻線と直列に接続し、かつ、1次巻線とはコアを介して並列となるように構成し、しかも、この補助巻線の電圧を演算増幅器(ICI)で増幅してから2次巻線へ印加し、この2次巻線への印加によって生じる2次巻線の磁束で1次巻線の磁束をキヤンセルし、1次巻線の磁束影響を防止するようにする。
【0008】
しかし、このような構成にしたとしても、周波数が徐々に低下し、電流が増加すると、磁束変化の割合が低下し、磁気飽和状態へ近づいて行くため、電流を正確に検出できなくなるので、精度の良い制御ができなくなり、例えば、電動機やトランスのスペックにもよるが、10Hz以下で、10Aを超えるような大電流になると、前述したように、磁束変化がほとんど無くなり、磁気飽和状態となり、その磁気影響によってモータ電流を正確に検出できなくなるため、その結果、精度の良い制御ができなくなる。
【0009】
従って、このようなものでは、制御周波数領域、特に低周波数領域でも精度良く検出できるようにするために、前述したように、トランスに補助巻線を設けたり、トランスの出力電圧を増幅するための高価な演算増幅回路(ICI)も必要となる。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、従来の交流電流検出・制御システムでは、構成部品が多く、コストが高くなるという問題があった。
【0011】
また、基板回路ノイズによるトラブルが発生するという問題があった。
【0012】
この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、構成部品が少なく、安価で、精度良く電流を検出してベクトル制御する経済的な交流電流検出・制御システムを得ることを目的とする。
【0013】
また、低周波数領域でも精度良く電流を検出して制御する信頼性の高い交流電流検出・制御システムを得ることを目的とする。
【0014】
また、初期残留磁束を除去してベクトル制御する信頼性の高い交流電流検出・制御システムを得ることを目的とする。
【0015】
【課題を解決するための手段】
この発明は、インバータ装置と、このインバータ装置に接続され、該装置の出力電圧に応じて回転する電動機と、この電動機と前記インバータ装置との間に設けられ、前記電動機の電流を検出するためのカレントトランスと、このカレントトランスの2次側に接続され、該2次側電流から該1次側電流を予測し、この予測結果に基づいて前記出力電圧を制御するマイコンと、を備え、前記マイコンが前記インバータ装置からの前記電動機の回転位置を決める電流値と該電動機へ供給する電流波形の波形変極点の基準電流値とから前記2次側電流を補正し、この補正結果に基づいて前記1次側電流を予測すると共に、前記マイコン前記インバータ装置により前記カレントトランスの1次巻線に消磁電流を流し、前記トランスコアの残留磁束を除去してから制御するものである。
【0016】
また、前記マイコンが、前記トランスコアの残留磁束を除去した後の設定時間後に前記出力電圧を制御するものである。
【0017】
また、前記マイコンが、前記2次側電流を補正する時、前記電動機の回転位置を決める電流値と該電動機へ供給する電流波形の初期変極点の基準電流値とを結ぶ直線で補正するものである。
【0018】
また、前記マイコンが、前記2次側電流を補正する時、前記電動機の回転位置を決める電流値と該電動機へ供給する電流波形の初期変極点の基準電流値とを前記電動機へ供給する電流波形結に沿って結び、この結んだ線に基づいて補正するものである。
【0019】
また、前記2次巻線のインダクタンス(mH)が、該2次巻線の巻線抵抗(Ω)よりも大きいものである。
【0020】
また、前記マイコンが、前記1次側電流の周波数が20Hz以上となるように前記出力電圧を制御するものである。
【0021】
また、前記製品が、請求項1、請求項3、請求項4、請求項5および請求項6のいずれかを利用したものである。
【0022】
また、前記製品が、空調装置等の冷却装置である。
【0024】
【発明の実施の形態】
実施の形態1.
以下に、この発明の実施の形態1について説明する。
なお、図1は、この実施の形態1の概略回路構成図であり、図2はこの図1の商用電源カレンストランスの詳細構成である。
【0025】
これらの図2において、1はインバータ装置、2は商用電源カレントトランスで、このトランス2は、インバータ装置1の出力電圧で駆動する電動機の実電流(被検出電流)が流れる1次巻線2aと、磁界を発生させるためのコア2bと、このコア2bを介して1次巻線2aと磁気的に結合されている2次巻線2cとで構成され、電動機の電流を予測するためのものである。
【0026】
また、3は2次巻線2cと並列に接続された検出抵抗(Rf)、4はこの検出抵抗3のいずれか一方の一端に接続され、該検出抵抗の電流を読み込んで、インバータ装置が制御する電動機の電流、即ち、この被検出電流(実電流)を検出電流から演算し、この演算結果に基づいて圧縮機等の電動機の回転速度を制御するマイコン(DSP含む)、5は電動機である。
【0027】
次に、この図1において、被検出電流すなわち1次巻線1に流れる電流をInとし、1次巻線2aの巻数をL1、2次巻線2cの巻数をL2、検出抵抗3の抵抗値をRf、この検出抵抗3から出力されてマイコン4へ入力される検出電流の検出電圧信号をOut1、この検出電圧Out1をマイコン4により補正した検出補正電圧信号をOut2とすると、これらの互いの関係は下記の通りとなる。
【0028】
即ち、漏れインダクタンスや鉄損等が無い理想的なトランスの場合、Out1は、1次側の被検出電流Inに対する1次側と2次側の巻数比L1/L2で出力された電流値に検出抵抗Rfを加味した両端電圧として出力されるから、下記の通りとなる。
Out1=In×(L1/L2)×Rf ・・・・(1)
【0029】
従って、この時、Rf、L1、L2の値は、トランス2や検出抵抗3の仕様が決まれば決まり、既知となっているので、検出抵抗3に対する電圧Out1を検出すれば、上記(1)式より、被検出電流Inを求めることができる。
【0030】
しかも、この時、50Hzあるいは60Hzの商用電源ラインの入力電流を検出するカレントトランス2により、50Hz又は60Hz付近(プラス・マイナス10%以内)の商用電源電流に関しては、磁気の影響が無く、実電流値と検出電流値との差が無くなるので、精度良く被検出電流を求めることができる。
【0031】
しかし、50Hzより低い周波数の電流に関しては、コアが磁気飽和し、その影響により、電流の位相やレベルが入力側(1次側)と出力側(2次側)で異なるようになり、電流を精度良く検出できなくなるため、その結果、正確な被検出電流を求めることができなくなるので、対策が必要となる。
【0032】
なお次に、この対策を説明する前に、検出電流及び被検出電流を正確に検出できなくなる動作について詳細に説明する。
まず、インバータ装置1の出力電圧のベクトル量を回転数と負荷に応じてベクトル制御を行うために、図3に示すように、時刻0からt0までの間、モータ位置を固定するための直流電流を流す。しかし、この直流電流を流している間は、電流値が変化せずに一定であるから、その結果、検出電流はゼロとなり、検出抵抗3の両端電圧もゼロボルトとなる。
【0033】
しかし、実際には、前述したように、電動機の位置を固定するために、I0アンペアの直流電流を流しているのであるから、検出電流及び被検出電流がゼロアンペアの値を検出するのは誤りであるから、検出電流及び被検出電流を正確に検出できないことになる。
【0034】
また、この時刻t0以降においても、切替後の交流電流周波数が商用電源周波数以上まで変化するものであれば、一般的に、検出電流は切替え時(t0以降)から徐々に実電流(被検出電流)に近づき、図3に示すように、基準電流値のゼロアンペア(t0)通過後の立下り時の最大値(時刻t2)あるいは立上がり時の最小値では実電流(被検出電流)とほぼ同じとなるものの、それまでの時刻t0からt2までの間は、検出電流と実電流(被検出電流)とは異なった動作をするから、検出電流から被検出電流を正確に求めることができない。
【0035】
即ち、時刻t0で直流から交流電流に切替えて検出電流から実電流(被検出電流)を検出するようにしたとしても、前述したように、検出電流は直ちに被検出電流に一致するわけではないから、検出電流から被検出電流を正確に求めることができないので、後述するように、検出電流を補正し、この補正した電流値から被検出電流を求め、この求めた結果でインバ−タの出力電圧を制御し、電動機5の回転数を制御するようにする。
【0036】
言い換えれば、この実施の形態1においては、まず、予め設定された直流電流を所定時間モータ巻線に通電し、その直流電流と対応した角度にモータを強制的に固定してモータの位置を決め、この初期位置が決められた後、その固定角度から任意の設定周波数で運転を始めて制御するものである。
なお、この時の運転電流波形は、図4に示すように、3相の各位相を各々120度づつズラした正弦波、即ち、電動機の現在角度位置がわかれば電流波形が決まる3相電流波形の理想的パターンとしているので、容易に予測検出することができる。
【0037】
また、この時のモータ巻線抵抗値をR、モータインダクタンス成分をL、初期固定のための出力電圧をVすると、この時のモータを固定させる直流電流はインダクタンス成分を無視することができるので、その時の直流電流値はV/Rから求めることができる。
【0038】
しかも、この時、前述したように、直流から交流電流へ切替えた時の運転周波数と初期固定角度は既知であり、また、t0時の直流電流値I0アンペア(図5ではI0<0)、言い換えれば、初期の被検出電流(実電流値)も既知であり、更に、起動後の最大電流値あるいは最小電流値に至るまでの時刻(図3のt0からt2までの時間)も算出できるので、その結果、図5に示すように、各検出電流に対する各補正値も求めることができる。
【0039】
即ち、例えば、初期角度が0度で、運転周波数が1Hzであれば、1秒で1周期となり、1周期で0度から360度まで変化するので、図4の3相電流のU相について考えて見ると、電流ゼロ通過後の最大値あるいは最小値は(図4のU相においては最小値)180度となり、その角度になるまでの時間、言い換えれば、実電流が検出電流とほぼ一致するまでの時間は0.5秒と算出され、しかも、前述したように、モータ位置を決めるために与えられた初期電流値I0も既知であるから、図5に示すように、各検出電流に対する各補正電流値hを求めることができる。
【0040】
なお、以上説明したことは、その他の各相においても同じであるから、同じように各相の補正値hをそれぞれ求めることができる。
【0041】
従って、この図の任意の座標を(t,I)とした時、直流から交流への切替えタイミング点は(t0,I0)となり、電流ゼロ通過後の最大値あるいは最小値点は(t2,0)となるので、これらの点を結んだ直線の電流値(補正値)を検出電流に加算して補正し、ほぼ実電流(被検出電流)へ近づけて、ほぼ正確に実電流(被検出電流)を求めて電動機の回転数を制御するようにする。
【0042】
即ち、図7に示したように、検出電流Ik(図2のOut1に相当)に補正電流hをプラスした電流値を補正検出電流Ihとすると、Ih = Ik + h となり、この式へ既知である検出電流IKと補正電流hを代入して補正検出電流Ihを求め、この求めた結果から下記(2)式によりほぼ実電流Irに近い被検出電流Inを求めて制御する。
【0043】
即ち、前述の(1)式において、検出電流IK(図2のOut1)の換わりに、補正検出電流Ihを代入して(2)式とし、この(2)式から被検出電流Inを求め、この結果に基いて制御する。
Ih=In×(L1/L2)×Rf ・・・・(2)
なお、図7のIkは検出電流、Irは実電流(被検出電流)、hは補正電流、Ihは補正検出電流を示す。
【0044】
以上説明したように、電動機の位置を固定する直流から交流電流へ切替える時の各相の切替電流が予め設定され、既知であり、しかも、検出電流が被検出電流とほぼ一致する時刻(各相の最大又は最小電流値)、言い換えれば、補正を必要としない時刻が予測され、その補正を必要としない基準電流(ゼロ電流値)が既知となるから、これらの設定電流値、及び検出電流が被検出電流とほぼ一致し、補正を必要としない基準電流(ゼロ電流値)とから補正電流値を求め、この求めた補正電流値を検出電流に加算することにより、被検出電流をほぼ正確に求めることができるので、少ない構成部品で精度良く検出電流から実電流(被検出電流)を検出して制御する経済的で、信頼性の高い電動機の制御装置が得られる。
【0045】
また、以上の説明では、インバータ装置からの電動機の回転位置を決める電流値と、該電動機へ供給する電流波形の波形変極点の基準電流値とを結ぶ直線、即ち点1(t0 、I0)と点2(t2 、0)を結ぶ直線により2次電流を補正するようにしたが、さらに、電流を精度良く予測・検出するためのやり方について説明する。
【0046】
まず、図5に示すように、時刻0からt0までは電動機回転子を所定の角度に固定するための電流I0を流す。
なお、この時の電流I0が図4のV相0度の電流とすると、それと対応したU相の電流は最大となり、その時の角度は0度となる。
【0047】
次に、このV相を図4と図5とを対比しながら動作を追うと、時刻t0における回転子は角度0度であり、電流ゼロのゼロクロスポイント時刻t1においは30度に移動し、電流ピークポイントの時刻t2においては120度へ移動する。
なお、この詳細波形を図6に示す
【0048】
次に、この図6を用いて詳細動作を説明する。
まず、波形のピーク値を1とすると、前述したように、補正線の端点における電動機回転子の角度が既知であるから、図6のI0(図においてI0 < 0)を算出でき、この算出結果I0からΔI(ΔI = 1− I0 )を求めておく。
【0049】
次に、電動機の回転数は指令通りに回転し、この回転数fは既知となるから、ある任意の時刻tにおける回転子の角度θは、θ=∫f dt から予測することができる。
従って、この予測された角度から、図6の任意の時刻tにおける電流レベルI(t)、言い換えれば、電流波形を求めることができる。
【0050】
次に、この求めた電流波形を利用して補正電流hを下記(3)式から求める。(なお、この時、‐1< I< 1である)
h=I(|I0|/ΔI)+I0 …(3)
次に、この求めた式(3)のhをIh = Ik + hの式へ代入し、補正後の電流Ihを求め、この求めた電流Ihを前述の式(2)へ代入して、被検出電流Ir(実電流)を求め、この求めた結果に基いて制御する。
なお、その結果、図8の如く、補正後の電流Ihはほぼ実電流Irと同じ値となるので、信頼性の高い制御ができるようになる。
【0051】
なお、以上の説明では、電流ゼロクロス後の電流ピークポイント時刻t2(図3参照)の電流値ゼロ(電流基準値)を補正関数の終点(t2 、0)としたが、図5のように、電流ゼロクロス通過前にピーク電流が出現する場合は、第一の電流ピークポイント時刻t2を補正関数の終点を(t2 、0)としても良い。
また、このことは直線で補正する場合も同じである。
【0052】
以上説明したように、補正関数を直線から曲線ヘ、即ち、電動機の回転位置を決める電流値と該電動機へ供給する電流波形の波形変極点の基準電流値とを電動機へ供給する電流波形に沿って結び、この結んだ線に基づいて図8のように補正すると、実電流(1次電流)を更に精度良く検出して制御するようになるので、更に信頼性の高い電動機の制御装置が得られる。
【0053】
実施の形態2.
この実施の形態2について図9を用いて説明する。
なお、図7はこの実施の形態2のタイムチャート図であり、この図に示す通り、
この実施の形態2においては、実施の形態1の図1のカレントトランスの残留磁気を消磁するための、消磁シーケンスを追加したものである。
また、図中の通常シーケンスとは、消磁シーケンス以降、即ち、起動運転以降で、交流電流が流された初期運転状態を指す。
【0054】
次に、この消磁シーケンス、即ち、通常運転前にカレントトランスの残留磁束を消磁させる動作について、図10から図12を用いて説明する。
まず、一般的に、カレントトランス2の巻線に電流を流すと、磁化力Hが生じ、この磁化力Hによりコアの磁束密度Bは変化する。
なお、この磁束密度Bの変化は、図10の実線で示すように、磁化力Hと比例せずに、コア特性(透磁率)に応じて、ヒステリシスループに沿って変化し、この変化がカレントトランスの定格範囲内であれば、図中の実使用領域内で、あるヒステリシスを持ちながら変化することとなる。
【0055】
従って、図1又は図16に示したように、インバータシステム内のインバータ出力とモータ入力との間にカレントトランスが配置されている装置においては、インバータ装置1を停止し、カレントトランスに流れる電流をゼロにしても、停止時点の電流に対応した磁束がヒステリシスとして残留し、この残留している状態で通常シーケンスに入ると、種々の問題を起すこととなる。
【0056】
言い換えれば、図10のイに示したように、インバータの誤動作により定格範囲を超えた過電流I−overが発生し、その発生した状態、即ち、残留磁束レベルが実使用領域を越え、残留磁束レベルがイの点まで跳ね上がった状態で通常シーケンスに入ると、この大きな残留磁束の磁気飽和の影響を受けて、検出電流は被検出電流値を大きく離れる。その結果、検出電流から被検出電流を精度良く検出することができないこととなる。
【0057】
そこで、過電流が発生した場合でも、精度良く電流を検出できるように、運転起動前に消磁シーケンスを設け、次ぎのように残留磁束の処理をする。
【0058】
まず、図11に示すように、インバータ装置1から各カレントトランス2に流す電流をプラス/マイナスとなるように変化させながら徐々に小さくし、図12のようなヒステリシスを描かせながら磁束を変化させて、最終的に電流がゼロとなるように減衰させ、ヒステリシスが小さくなるようにして、残留磁束量をゼロへ近づけるようにする。
【0059】
即ち、残留磁束を消磁させるためには、1次側と2次側の巻数比や消磁サイクル数にもよるが、消磁サイクル数を5サイクルとした時、一般的に、電流レベルA/周波数Hz=0.25以上となるようにして消磁する。
従って、今仮に、電流が10Aの時は、0.25以上となるように40Hz以下の例えば、20Hzで、消磁サイクルとしては5サイクルの程度の消磁動作を行うようにして、無駄な消磁時間を抑えながら制御するようにする。
【0060】
また、このように各カレントトランスの残留磁束をゼロにまで減衰できるのは、図4に示したように、3相のある1相の交流電流がゼロの時、他の2相はゼロとならないから、同時に消磁させることができるからである。
【0061】
なお、この時の消磁シーケンスの波形としては、図11に示したように、シーケンス1とシーケンス2を合わせた消磁シーケンスで行うようにしても良い。
【0062】
以上説明したように、インバータ装置1を有するシステムにおいて、消磁を行うために必要な電流波形、即ち、徐々に減衰してゆく電流波形を、マイコン4によりインバータ装置1で容易に作り出して流すため、消磁シーケンスを作り出す特別な手段を設けることなく、コアの残留磁束や磁気飽和の影響を防止する経済的な電動機の制御装置が得られる。
【0063】
また、圧縮機等の電動機において、消磁シーケンスを実施する時、圧縮機の動作を停止しても、吐出圧力(高圧)と吸入圧力(低圧)との圧力差が直ぐにバランスせず、圧力差が生じ、この圧力差に応じた負荷(トルク)が起動時に必要となり、起動性が低下する。
そのため、このような電動機においては、消磁シーケンスと通常シーケンスの間に、圧力差がほぼ無くなるまで、休止時間t(例えば3分間の休止時間)を設けると、起動性が良くなるので好ましい。
【0064】
また、このような電動機以外で、例えば、電動機回転子のイナーシャが大きいものにおいても、残留磁束の消磁が終了し、消磁シーケンスが終了しても、回転子の回転による磁気の影響が生じる恐れがあるものは、消磁シーケンスと通常シーケンスの間に休止時間tを設け、回転子の回転による磁気影響を防止するようにすると、制御性が良くなる。
【0065】
実施の形態3.
この実施の形態3について図13で説明する。
なお、この図12は電動機の起動ステップを表した起動ステップ図であり、この図に示すように、この実施の形態3においては、実施の形態1、2に所定の周波数(例えば、20Hz)からステップ起動させる起動ステップ手段を追加し、この起動ステップ手段によって直流電流後(時刻t0以降)の速度(周波数)を制御するようにしたものである。
【0066】
以下に、この動作について説明する。
まず、従来の時刻t0以降の運転速度は、図17に示すように、ゼロから徐々に回転速度を上げ、加速して行くために、このようなものでは、運転速度を制御するためのモータ電流を、カレントトランス2を介して検出し、この検出結果に基いて回転速度を制御しているため、従来技術でも説示したように、特に低周波数領域で、検出電流と実電流が相違し、精度が悪くなるため、制御できなくなったり、システムの運転が不安定になるという問題が発生する。
【0067】
従って、この実施の形態3においては、図13に示すように、運転開始速度を制御する時、ステップ手段により所定の回転速度f0(例えば20Hz)から回転し始めるように、言い換えれば、余り低い周波数で開始しなようにステップ制御し、磁気飽和の影響を受けないようにして、精度良く、安定した運転をするようにする。
【0068】
なお、このf0は下記式(4)からも解るように、カレントトランスの仕様、特に、2次側巻線のインダクタンスL2(mH)と巻線抵抗R2(Ω)の比によって異なったり、或いはコアの透磁率によっても異なったりするが、電流を精度良く検出できる速度、例えば20Hz程度以上から開始するようにすると、図14に示すように、コアの透磁率のグレードを余り上げずに、低コストでほぼ良好な結果が得られる。
【0069】
【0070】
また、一般的に、1次電流と2次電流の位相ズレはコア材と巻数比等で変化し、しかも、この位相ズレが大きいほどトランスは磁気飽和しやすいので、図15にに示すように、低周波領域(f0以下)において位相ズレが小さくなるように巻数比にも配慮する必要がある。
【0071】
また、この図に示すように、2次側トランスのインダクタンスL2(mH)と巻線抵抗R2(Ω)の比が大きくなると、言い換えれば、インダクタンスL2(mH)が巻線抵抗R2(Ω)より大きくなると、磁気飽和の影響を受け難く、精度良く低周波領域の電流を検出し、制御するようになるため、信頼性の高い制御装置が得られることとなる。
なお、目安としてL2/R2 >1のものを選定すると、コストパーフォーンスの関係から経済的な制御装置が得られる。
【0072】
また、この20Hzからスタートするステップ制御は、圧縮機ヘの油返りを考えた時、油返りを維持する冷媒速度のほぼ下限値に相当し、さらに、圧縮機の実回転数としても起動時を除いて20Hz以下で運転することはないから、特に、冷凍機分野に用いると経済的で、信頼性の高い交流電流検出システムが得られる。
【0073】
【発明の効果】
この発明は、インバータ装置と、このインバータ装置に接続され、該装置の出力電圧に応じて回転する電動機と、この電動機と前記インバータ装置との間に設けられ、前記電動機の電流を検出するためのカレントトランスと、このカレントトランスの2次側に接続され、該2次側電流から該1次側電流を予測し、この予測結果に基づいて前記出力電圧を制御するマイコンと、を備え、前記マイコンが前記インバータ装置からの前記電動機の回転位置を決める電流値と該電動機へ供給する電流波形の波形変極点の基準電流値とから前記2次側電流を補正し、この補正結果に基づいて前記1次側電流を予測すると共に、前記マイコン前記インバータ装置により前記カレントトランスの1次巻線に消磁電流を流し、前記トランスコアの残留磁束を除去してから制御するので、少ない構成部品で精度良く検出電流から実電流(被検出電流)を予測・検出するとともに、コアの残留磁束や磁気飽和の影響を防止して制御する経済的で、信頼性の高い電動機の制御装置が得られる。
【0074】
また、前記マイコンが、前記トランスコアの残留磁束を除去した後の設定時間後に前記出力電圧を制御するので、少ない構成部品で精度良く検出電流から実電流(被検出電流)を予測・検出するとともに、コアの残留磁束や磁気飽和の影響を防止するようになるので、更に、信頼性の高い電動機の制御装置が得られる。
【0075】
また、前記マイコンが、前記2次側電流を補正する時、前記電動機の回転位置を決める電流値と該電動機へ供給する電流波形の初期変極点の基準電流値とを結ぶ直線で補正するので、簡単に、検出電流から実電流(被検出電流)を予測・検出できるようになるため、スピーディに予測・検出して制御する電動機の制御装置が得られる。
【0076】
また、前記マイコンが、前記2次側電流を補正する時、前記電動機の回転位置を決める電流値と該電動機へ供給する電流波形の初期変極点の基準電流値とを前記電動機へ供給する電流波形に沿って結び、この結んだ線に基づいて補正するので、実電流(1次電流)を更に精度良く検出してするようになるため、更に信頼性の高い電動機の制御装置が得られる。
【0077】
また、 前記2次巻線のインダクタンス(mH)が、該2次巻線の巻線抵抗(Ω)よりも大きいので、磁気飽和の影響を余り受けずに、低周波領域でも制度良く検出電流から実電流を検出するようになるため、利用範囲の広い電動機の制御装置が得られる。
【0078】
また、 前記マイコンが、前記1次側電流の周波数が20Hz以上となるように前記出力電圧を制御するので、低周波領域でも磁気飽和の影響を受けず、精度良く検出電流から実電流を検出するようになるため、利用範囲も広く、特に、空調装置等の冷却装置に利用すると、圧縮機への油返りの下限値冷媒速度も確保でき、また更に、コアの透磁率のグレードを余り上げずに、低コストでほぼ良好な制御をする経済的な電動機の制御装置が得られる。
【0079】
また、製品が前記請求項1、請求項3、請求項4、請求項5および請求項6のいずれかを利用したので、少ない構成部品で精度良く検出電流から実電流(被検出電流)を予測・検出して制御する経済的で信頼性の高い製品が得られる。
【0080】
また、前記製品が空調装置等の冷却装置であるので、圧縮機への油返りの下限冷媒速度も確保しながら精度良く制御する冷却装置がえられる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 この発明に係わる実施の形態1から3までの概略構成図である。
【図2】 この発明に係わる実施の形態1から3までのカレントトランスの概略回路図である。
【図3】 この発明に係わる実施の形態1の検出電流波形、直線補正波形、及び実電流波形との関係図である。
【図4】 この発明に係わる実施の形態1又は3における正弦電流波形駆動図である。
【図5】 この発明に係わる実施の形態1の検出電流波形、曲線補正波形、及び実電流波形との関係図である。
【図6】 この発明に係わる実施の形態1の検出電流波形の詳細図である。
【図7】 この発明に係わる実施の形態1の検出電流、直線補正電流値、検出補正電流の波形関係図である。
【図8】 この発明に係わる実施の形態1の検出電流、曲線補正電流値、検出補正電流の波形関係図である。
【図9】 この発明に係わる実施の形態2のインバータ装置による駆動時のシーケンス図である。
【図10】 この発明に係わる実施の形態2のカレントトランスの実用領域図である。
【図11】 この発明に係わる実施の形態2の消磁シーケンスの1例図である
【図12】 この発明に係わる実施の形態2のカレントトランスの磁束変化図である。
【図13】 この発明に係わる実施の形態3の周波数の変化図である。
【図14】 この発明に係わる実施の形態3のカレントトランスのコア材における透磁率、位相ズレ、及びコストの関係を示す図である。
【図15】 この発明に係わる実施の形態3のトランスインダクタンスL2(mH)と巻線抵抗R2(Ω)の関係を示した図である。
【図16】 従来の技術における周波数の変化図である。
【図17】 従来の技術の周波数変化図である。
【符号の説明】
1 インバータ装置、 2 カレントトランス、 2a 1次巻線、 2b コア、 2c 2次巻線、 3 検出抵抗、 4 マイコン、 5 電動機。
Claims (8)
- インバータ装置と、このインバータ装置に接続され、該装置の出力電圧に応じて回転する電動機と、この電動機と前記インバータ装置との間に設けられ、前記電動機の電流を検出するためのカレントトランスと、このカレントトランスの2次側に接続され、該2次側電流から該1次側電流を予測し、この予測結果に基づいて前記出力電圧を制御するマイコンと、を備え、前記マイコンが前記インバータ装置からの前記電動機の回転位置を決める電流値と該電動機へ供給する電流波形の波形変極点の基準電流値とから前記2次側電流を補正し、この補正結果に基づいて前記1次側電流を予測すると共に、前記マイコン前記インバータ装置により前記カレントトランスの1次巻線に消磁電流を流し、前記トランスコアの残留磁束を除去してから制御することを特徴とする電動機の制御装置。
- 前記マイコンが、前記トランスコアの残留磁束を除去した後の設定時間後に前記出力電圧を制御することを特徴とする請求項1記載の電動機の制御装置。
- 前記マイコンが、前記2次側電流を補正する時、前記電動機の回転位置を決める電流値と該電動機へ供給する電流波形の初期変極点の基準電流値とを結ぶ直線で補正することを特徴とする請求項1に記載の電動機の制御装置。
- 前記マイコンが、前記2次側電流を補正する時、前記電動機の回転位置を決める電流値と該電動機へ供給する電流波形の初期変極点の基準電流値とを前記電動機へ供給する電流波形に沿って結び、この結んだ線に基づいて補正することを特徴とする請求項1に記載の電動機の制御装置。
- 前記2次巻線のインダクタンス(mH)が、該2次巻線の巻線抵抗(Ω)よりも大きいことを特徴とする請求項1、請求項3および4のいずれかに記載の電動機の制御装置。
- 前記マイコンが、前記1次側電流の周波数が20Hz以上となるように前記出力電圧を制御することを特徴とする請求項1、請求項3および4のいずれかに記載の電動機の制御装置。
- 製品が前記請求項1、請求項3、請求項4、請求項5および請求項6のいずれかを利用したことを特徴とする製品。
- 前記製品が空調装置等の冷却装置であることを特徴とする請求項7に記載の製品。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001340356A JP3685122B2 (ja) | 2001-11-06 | 2001-11-06 | 電動機の制御装置及びそれを用いた製品 |
CN02150220A CN1417939A (zh) | 2001-11-06 | 2002-11-05 | 电动机控制装置以及采用它的产品 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001340356A JP3685122B2 (ja) | 2001-11-06 | 2001-11-06 | 電動機の制御装置及びそれを用いた製品 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003143900A JP2003143900A (ja) | 2003-05-16 |
JP3685122B2 true JP3685122B2 (ja) | 2005-08-17 |
Family
ID=19154566
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001340356A Expired - Lifetime JP3685122B2 (ja) | 2001-11-06 | 2001-11-06 | 電動機の制御装置及びそれを用いた製品 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3685122B2 (ja) |
CN (1) | CN1417939A (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7629761B2 (en) * | 2007-07-13 | 2009-12-08 | Xerox Corporation | System for measuring current in multiple motor coils using a single sensing element |
JP5328399B2 (ja) * | 2009-02-06 | 2013-10-30 | 三菱電機株式会社 | インバーター制御装置 |
JP5753035B2 (ja) * | 2011-09-07 | 2015-07-22 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | インバータ装置及び当該装置用入力変圧器の突入電流低減方法 |
JP6449129B2 (ja) * | 2015-10-14 | 2019-01-09 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
-
2001
- 2001-11-06 JP JP2001340356A patent/JP3685122B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
2002
- 2002-11-05 CN CN02150220A patent/CN1417939A/zh active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2003143900A (ja) | 2003-05-16 |
CN1417939A (zh) | 2003-05-14 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5502735B2 (ja) | 電気駆動装置とその制御方法 | |
JP2008092784A (ja) | ブラシレスモータの駆動装置及びブラシレスモータの始動方法並びにブラシレスモータのロータ停止位置検出方法 | |
CA2774843C (en) | Motor control device | |
US7501787B2 (en) | Method for controlling AC motor | |
US8164296B2 (en) | Method and apparatus for determining a field current in brushless electrical machines | |
US8310183B2 (en) | Motor control device | |
JP2014033616A (ja) | ブラシレスモータの駆動装置及びブラシレスモータの始動方法 | |
US20120187878A1 (en) | Method for detecting deterioration of permanent magnet in electric motor and system for the method | |
EP2448110A2 (en) | Refrigerating apparatus and controller for permanent magnet synchronous motor | |
JP3685122B2 (ja) | 電動機の制御装置及びそれを用いた製品 | |
JP3753074B2 (ja) | Dcブラシレスモーター装置 | |
JP2006304462A (ja) | モータ駆動システム及び永久磁石モータ制御方法 | |
JP3719426B2 (ja) | 交流電動機の制御方法及び制御装置 | |
EP3654520B1 (en) | Motor driving apparatus | |
US11626825B2 (en) | Rotary machine control device, refrigerant compression device, refrigeration cycle apparatus, and air conditioner | |
JP2011050170A (ja) | インバータ装置 | |
JP4428939B2 (ja) | 単相交流同期モータの駆動装置 | |
JP2000060132A (ja) | 電力変換装置 | |
KR101597244B1 (ko) | 모터의 제어방법 | |
JP2008263759A (ja) | 偏磁抑制制御装置 | |
JP3463164B2 (ja) | 偏磁抑制制御装置を備えた電力変換装置 | |
WO2023175893A1 (ja) | 駆動装置及び空気調和装置 | |
JP5640842B2 (ja) | 電力変換装置及びその制御方法 | |
JP2005185071A (ja) | 単相誘導電動機の回転速度制御装置 | |
JP3769590B2 (ja) | 保護機能付きインバータ制御装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20040706 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040721 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040727 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040924 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050510 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050523 |
|
R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 3685122 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080610 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090610 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100610 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100610 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110610 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120610 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130610 Year of fee payment: 8 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term |