CN1417939A - 电动机控制装置以及采用它的产品 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动机控制装置，使用部件少，不受残留磁通及磁饱和的影响，精确地检测控制电动机电流，包括：变换装置；与变换装置相连接的电动机，变流器，设置在电动机和变换装置之间，用于检测上述电动机的电流；以及连接在变流器次级侧的微型计算机。上述微型计算机，根据来自上述变换装置的决定电动机旋转位置的电流值，以及供给到该电动机内的电流波形的波形回折点的基准电流值，对上述次级侧电流进行校正，根据该校正结果来预测上述初级侧电流。

Description

电动机控制装置以及采用它的产品

技术领域

本发明涉及根据电动机的电流来进行向量控制的交流电流检测、控制系统。

背景技术

一般，进行向量控制的带有变换器的电动机，其转速控制的方法是：首先，决定与负载相对应的电动机的转速，计算出与该转速相对应的输出电压，对这样计算出的输出电压以及根据检测电流而计算出的输出电压进行比较，再根据该比较结构，进行控制，使根据检测电流而计算出的输出电压达到与转速相对应的输出电压。

而且，这时，检测出电动机的各相电流，根据该检测结果，来计算输出电压，根据该计算结果来对电动机进行向量控制。

所以，如上所述，为了准确地进行控制，必须精密地检测出电动机的相电流值。

以下说明根据该检测电流来进行向量控制的过去的交流电流检测装置以及采用它的系统。

首先，说明过去的一个例子，由利用霍尔效应的昂贵的电流检测器来检测电动机的电流值，根据该检测结果来对电动机进行向量控制。

但是，这种电流检测器虽然能适应从低频到高频的大幅度频率变化，但必须具有用霍尔效应进行检测所需的基板电路，因此，由于该基板电路的影响而产生杂波，由于杂波而产生各种故障。

并且，其他的过去的交流电流检测装置，如图16所示，有特开2001-33494号公报，该装置因采用商用电源频率变流器(ACCT)，所以，在该变流器的初级线圈上产生的磁通对次级线圈产生影响。

因此，为了消除这种影响，在结构上辅助线圈与次级线圈串联连接，而且，通过铁心与初级线圈相并联，并且，用运算放大器(ICI)对该辅助线圈的电压进行放大后加到次级线圈上，利用因加在该次级线圈上而产生的次级线圈线磁通来消除初级线圈的磁通，防止初级线圈的磁通影响。

但是，尽管采用这种结构，若频率徐徐下降，电流增大，则磁通变化比例下降，接近磁饱和状态，于是不能准确地检测出电流，所以，不能进行精密控制。例如，尽管也与电动机和变流器的规格有关，但在10Hz以下若出现超过10A的大电流，则如上所述，几乎没有磁通变化，达到磁饱和状态，由于这种磁性影响，而不能准确地检测出马达电流，所以，其结果是不能进行精密的控制。

因此，这种装置，为了在控制频率范围内，尤其在低频范围内也能精确地进行检测，如前所述，需要在变流器内设置辅助线圈，还需要昂贵的运算放大器(ICI)，以便放大变流器的输出电压。

如上所述，过去的交流电流检测、控制系统，存在的问题是结构零件多，成本高。并且，由于基板电路杂波而产生故障。

发明内容

本发明的目的在于取得结构零件少，能精密地检测出电流，进行向量控制的经济型交流电流检测、控制系统。

其目的还在于取得即使在低频范围内也能精密地检测出电流进行控制的可靠性高的交流电流检测、控制系统。

其目的还在于取得消除初始残留的磁通，进行向量控制的可靠性高的交流电流检测控制系统。

本发明装置，包括：

变换装置；

电动机，其与该变换装置相连接，根据该装置的输出电压进行旋转；

变流器，其设置在该电动机和上述变换装置之间，用于检测上述电动机的电流；以及

微型计算机，它连接在该变流器的次级侧从该次级侧，电流中预测出该初级侧电流，根据该预测结果来控制上述输出电压。

上述微型计算机，根据来自已变换装置的决定上述电动机旋转位置的电流值，以及供给到该电动机内的电流波形的波形回折点的基准电流值，对上述次级侧电流进行校正，根据该校正结果来预测上述初级侧电流。

并且，当上述微机对上述次级侧电流进行校正时，对上述电动机旋转位置进行决定的电流值，以及供给到该电动机内的电流波形的初始回折点的基准电流值，二者相连结的直线被用于进行校正。

并且，当上述微机对上述次级侧电流进行校正时，对上述电动机旋转位置进行决定的电流值，以及供给到该电动机内的电流波形的初始回折点的基准电流值，二者沿着供给到上述电动机内的电流波形进行连结，根据该连结线来进行校正。

并且，上述次级线圈的电感(mH)大于该次级线圈的绕线电阻(Ω)。

并且，本发明装置，包括，

变换装置；

电动机，其与该变换装置相连接，根据该装置的输出电压进行旋转；

变流器，其设置在该电动机和上述变换装置之间，用于检测上述电动机的电流；以及

微型计算机，它连接在该变流器的次级侧，用于控制上述输出电压。

上述微机利用上述变换装置来使消磁电流流入到上述变流器的初级线圈内，把上述变流器铁心的剩余磁通消除后进行控制。

并且，上述微机在消除了上述变流器铁心的剩余磁通后的设定时间之后对上述输出电压进行控制。

并且，上述微机对上述输出电压进行控制，使上述初级电流的频率达到20Hz以上。

并且，产品利用了上述各电动机控制装置中的某一个。

并且，上述产品是空调机等冷却装置。

附图说明

图1是涉及本发明的第1～第3实施例的概要构成图。

图2是涉及本发明的第1实施例～第3实施例的变流器的概要电路图。

图3是涉及本发明的第1实施例的检测电流波形、直线校正波形和实际电流波形的关系图。

图4是涉及本发明的第1实施例或第3实施例的正弦电流波形驱动图。

图5是涉及本发明的第1实施例检测电流波形、曲线校正波形和实际电流波形的关系图。

图6是涉及本发明的第1实施例的检测电流波形的详图。

图7是涉及本发明的第1实施例的检测电流、直线校正检测电流、检测校正电波的波形关系图。

图8是涉及本发明的第1实施例的检测电流、曲线校正电流、检测校正电波的波形关系图。

图9是涉及本发明的第2实施例的采用变换装置驱动时的程序图。

图10是涉及本发明的第2实施例的变流器的实用区域图。

图11是涉及本发明的第2实施例的消磁程序的一例图。

图12是涉及本发明的第2实施例的变流器的磁通变化图。

图13是涉及本发明的第3实施例的频率变化图。

图14是涉及本发明的第3实施例的变流器的铁心材料的导磁率、相位偏差和成本的关系图。

图15是涉及本发明的第3实施例的变流器电感L₂(mH)和线圈电阻R₂(Ω)的关系图。

图16是现有技术的频率变化图。

图17是现有技术的频率变化图。

具体实施方式

[第1实施例]

以下说明本发明的第1实施例。

而且，图1是该第1实施例的电路概要结构图。图2是该图1的商用电源变流器的详细结构。

在该图1和图2中，1是变换装置，2是商用变流器，该变流器2由以下3部分构成：由变换装置1的输出电压驱动的电动机的实际电流(被检测电流)所流过的初级线圈2a、用于产生磁场的铁心2b、以及、通过该铁心2b而与初级线圈2a进行磁性耦合的次级线圈2c，该变流器用于预测电动机的电流。

并且，3是次级线圈2c并联连接的检测电阻(Rf)，4是微机(包括DSP)，它被连接在该检测电阻3任一边的一端上，对该检测电阻的电流进行检测，从检测电流中计算出由变换装置控制的电动机的电流(实际电流)，即该被检测电流，根据该计算结果，来控制压缩机等的电动机的转速，5是电动机。

其次，在该图1中，若设被检测电流、即流过初级线圈1的电流为In，设初级线圈2a的匝数为L₁，次级线圈2C的匝数为L2，检测电阻3的阻值为Rf，从该检测电阻3中输出后又输入到微机4内的检测电流的检测电压信号为Out1，该检测电压Out1经微机4进行校正后的检测校正电压信号为Out2，则它们的相互关系如下所示。

也就是说，在没有漏电感和铁损等的理想变流器的情况下，Out1是对初级侧的被检测电流In，乘上初级侧和次级侧的匝数比L1/L2后的输出的电流值，再乘上检测电阻Rf后而输出的两端电压，所以由下式表示。

Out1＝In×(L₁/L₂)×Rf………(1)

所以，这时，Rf、L₁、L₂、的值取决于变流器2和检测电阻3的技术规格，是已知的，因此，若检测出对检测电阻3的电压Out1，则通过上式(1)能求出被检测电流In。

而且，这时，由于变流器2用于检测50Hz或60Hz的商用电源线路的输入电流，所以对50Hz或60Hz左右(±10％以内)的商用电源电流，没有磁性影响，实际电流值和检测电流值之间没有差别，因此，能精密地求出被检测电流。

但是，对于频率低于50Hz的电流，铁心产生磁饱和，受其影响，使电流相位和电平在输入侧(初级侧)和输出侧(次级侧)产生差异，不能精密地检测电流，所以，其结果不能求出准确的被检测电流，因此必须采取措施。

而且，以下在说明措施之前先详细说明不能精密检测出检测电流和被检测电流的动作。

首先，为了根据转速和负载来对变换装置1的输出电压的向量进行控制，如图3所示，在时刻0到t₀之间，为固定马达位置所需的直流电流通过，但是，在通过该直流电流期间，电流值是不变的，是一定的，所以，其结果检测电流为零，检测电阻3的两端电压也为零伏。

但是，实际上，如上所述，为了固定电动机的位置，流过了I₀安培的直流电流，所以，检测电流和被检测电流检测出零安培值是一种错误，因此，不能准确地检测出检测电流和被检测电流。

并且，如果在该时刻t₀以后仍会使切换后的交流电流频率变化到商用电源频率以上，那么，一般，检测电流从切换时(t₀以后)起逐渐接近实际电流(被检测电流)，如图3所示，虽然，基准电流值的零安培(t₀)通过后的下降时的最大值(时刻t₂)或者上升时的最小值，几乎与实际电流(被检测电流)相同，但在此之前的从时刻t₀到t₂之间，检测电流和实际电流(被检测电流)进行不同的动作，所以，不能准确地从检测电流中求出被检测电流。

也就是说，即使在时刻t₀从直流切换到交流电流上，从检测电流中检出实际电流(被检测电流)，也是如前所述，检测电流，并非立即与被检测电流相一致，所以不能准确地从检测电流中求出被检测电流，因此，如下所述，对检测电流进行校正，从该被校正的电流值中求出被检测电流，根据已求出的结果，来控制变换器的输出电压，控制电动机5的转速。

换言之，在该第1实施例中，首先使预先设定的直流电流按规定时间通过马达线圈，把马达强制性地固定在与该直流电流相对应的角度上，决定马达的位置，在该初始位置决定后，从该固定角度起按任意的设定频率开始控制运转。

而且，这时的运转电流波形，如图4所示，形成了3相中各个相位分别偏移120度的正弦波，即如果电动机的现在角度位置是已知的，那么电流波形即可决定的3相电流波形的理想图形。所以，很容易预测检出。

并且，若设这时的马达线圈阻值为R，马达电感成分为L，初始固定用的输出电压为V，则这时固定马达的直流电流值能从V/R中求出，因为电感成分可以忽略不计。

而且，这时，如上所述，从直流切换到交流电流时的运转频率和初始固定角度是已知的，并且，t₀时的直流电流值I₀安培(图5中I₀＜0)，换言之，初始的被检测电流(实际电流值)也是已知的，再者，到起动后的最大电流值或最小电流值为止的时刻(从图3的t₀到t₂的时间)也可以算出，所以，其结果如图5所示，对各检测电流的各个校正值也可以求出。

也就是说，例如，若初始角度为0度，运转频率为1Hz，则1秒为一个周期，在1个周期内从0度变化到360度，所以，若从图4的3相电流的U相来看，则通过电流零后的最大值或最小值(图4的U相中为最小值)为180度，达到该角度的时间，换言之，实际电流达到和检测电流大体一致的时间，计算出为0.5秒，而且，如前所述，为决定马达位置而施加的初始电流值I₀也是已知的，所以，如图5所示，能求出对各检测电流的各个校正电流值h。

而且，以上的说明在其他相内也是一样，所以同样，可分别求出各相的校正值h。

所以，当把该图的任意坐标设定为(t，I)时，从直流向交流的切换定时点为(t₀，I₀)，通过电流零后的最大值或最小值点为(t₂，0)，所以，把连结这些点的直线的电流值(校正值)加到检测电流上，进行校正，使其大致接近实际电流(被检测电流)，大体上能准确地求出实际电流(被检测电流)，对电动机的转速进行控制。

也就是说，如图7所示，若把校正电流h加在检测电流Ik(相当于图2的Out1)上后所得的电流值作为校正检测电流Ih，则Ih＝IK+h，把已知的检测电流IK和校正电流h代入该式内，求出校正检测电流Ih，根据该求出的结果，利用下式(2)，求出大致接近于实际电流Ir的被检测电流In，进行控制。

也就是说，在上述式(1)中，代入校正检测电流Ih，以取代检测电流IK(图2的Out1)，作为式(2)，从该式(2)中求出被检测电流In，根据该结果进行控制。

Ih＝In×(L₁/L₂)×Rf……(2)

而且，图7的IK是检测电流，Ir是实际电流(被检测电流)，h是校正电流，Ih是校正检测电流。

如上所述，从对电动机位置进行固定的直流向交流电流切换时的各相的切换电流，预先进行设定，是已知的，而且，检测电流与被检测电流大体相一致的时刻(各相的最大或最小电流值)，换言之，不需要校正的时刻是可以预测的，不需要该校正的基准电流(零电流值)是已知的，所以，根据这些设定电流值以及检测电流大体上与被检测电流相一致，不需要校正的基准电流(零电流值)，求出校正电流值，把这样求出的校正电流值加到检测电流上，即可基本上准确地求出被检测电流，所以，能获得一种成本低，可靠性高的电动机控制装置，它用较少的结构零件就能很精密地从检测电流中检出实际电流(被检测电流)并对其进行控制。

再者，在以上的说明中，对次级电流进行校正的方法是利用对以下两种电流值进行连结的直线；一种是来自变换装置的决定电动机旋转位置的电流值；另一种是供给到该电动机内的电流波形的波形回折点的基准电压值，也就是说是连结点1(t₀、I₀)和点2(t₂、0)的直线。下面进一步说明精密地预测和检出电流所用的方法。

首先，如图5所示，在时刻0到t₀为了把电动机转子固定到规定的角度上而施加了电流I₀。

而且，若这时的电流I₀是图4的V相0度的电流，则与其相对应的U相的电流为最大值，这时的角度为0度。

然后，若一边对比图4和图5，一边观察V相的动作，则时刻t₀时的转子的角度为0度，在电流零的零交叉点时刻t₁时，移动到30度，在电流峰值点的时刻t₂时，移动到120度。

而且，该详细波形示于图6。

以下用该图6来说明详细动作。

首先，若设波形的峰值为1，则如前所述，校正线端点上的电动机转子的角度是已知的，所以，可以计算出图6的I₀(图中I₀＜0)，根据该计算结果I₀求出ΔI(ΔI＝1-I₀)。

以下，电动机的转速按指令规定进行旋转，该转速f是已知的，所以，任意时刻t的转子角度θ，可以根据θ＝∫fdt进行预测。

所以，根据该预测的角度，可以求出图6的任意时刻t的电流大小I(t)、即电流波形。

以下利用该已求出的电流波形，从下式(3)中求出校正电流h。(而且，这时-1＜I＜1)

h＝I(I₀|/ΔI)+I₀……(3)

下面把这样求出的式(3)的h代入到Ih＝Ik+h的式中，求出校正后的电流Ih，把这样求出的电流Ih代入到上述式2中，求出被检测电流Ir(实际电流)，根据这样求出的结果来进行控制。

而且，其结果，如图8所示，校正后的电流Ih大体上和实际电流Ir值相同，所以能使控制达到很高的可靠性。

而且，在以上的说明中、把电流零交叉后的电流峰值点时刻t₂(参见图3)的电流值零(电流标准值)作为校正函数的终点(t₂、0)。但是，如图5所示，在电流零交叉通过前出现峰值电流的情况下，也可以把第1电流峰值点时刻t₂作为校正函数的终点(t₂、0)。

并且，这在用直线进行校正的情况下也是一样。

如以上说明那样，使校正函数从直线向曲线，即沿着向电动机供应的电流波形来连结决定电动机旋转位置的检测电流值和向该电动机供应的电流波形的波形回折点的基准电流值，若根据该连结线如图8所示进行校正，则能更精密地检出实际电流(初级电流)进行控制，所以，能获得可靠性高的电动机控制装置。

[第2实施例]

现用图9来说明第2实施例。

而且，图7是第2实施例的时间图，如该图所示，在第2实施例中，增加了消磁程序，用于消除第1实施例的图1的变流器的剩磁。

并且，图中的通常程序是指在消磁程序以后，即起动运转以后通过交流电流的初始运转状态。

以下利用图10～图12，详细说明该消磁程序，即在通常运转前使变流器的剩磁通消掉的动作。

首先，一般，若使电流通过变流器2的线圈，则产生磁化力H，该磁化力H使铁心的磁通密度B发生变化，

而且，该磁通密度B的变化如图10的实线所示，不与磁化力H成比例，而是根据铁心特性(导磁率)，沿磁滞曲线变化，如果该变化在变流器的额定范围内，那么，在图中的实际使用区域内，一边保持一定磁滞，一边进行变化。

所以，如图1或图16所示，在变换系统内的变换器输出和马达输出之间布置了变流器的装置内，使变换装置1停止，使变流器内流过的电流为零，与停止时的电流相对应的磁通仍然作为磁滞残留下来，在此残留状态下若进入通常程序中，则造成各种问题。

换言之，如图10甲所示，由于变换器的误动作而产生超过额定范围的过电流I-over，若在此状态下，即残留磁通量超过实际使用范围，残留磁通量跳升到甲点的状态下进入通常程序，则受到该大的残留磁通的磁饱和影响，检测电流大幅度偏离被检测电流值。其结果，不能从检测电流中精密地检测出被检测电流。

因此，为了即使在发生过电流时，仍能精密地检测电流，在运转起动前设置消磁程序，进行以下残留磁通处理。

首先，如图11所示，使从变换装置1流入到各变流器2内的电流在正/负之间变化，慢慢减小，一边描绘图12所示的磁滞，一边使磁通变化，最终衰减到电流为零，使磁滞减小，使残留磁通量接近零。

也就是说，要消除残留磁通，也与初级侧和次级侧的匝数比和消磁周期数有关，当消磁周期数为5时，一般使电流能级A/频率Hz＝0.25以上进行消磁。

所以，现假定，当电流为10A时，为了达到0.25以上在40Hz下的例如20Hz下，进行消磁周期约为5的消磁动作，一边减少无用的消磁时间，一边进行控制。

并且，这样能使各变流器的残留磁通衰减到零，其原因是，如图4所示，当3相中的某一相的交流电流为零时，其他2相不能变成零，因为能同时消磁。

而且，这时的消磁程序的波形，如图11所示，也可以采用程序1和程序2相结合的消磁程序，也可以采用仅有程序2的消磁程序。

如上所述，可以获得这样一种成本低的电动机控制装置，即在具有变换装置1的系统中，为了用微机4很容易在变换装置1中形成为进行消磁所需的电流波形，即慢慢衰减的电流波形，不必设置编制消磁程序的特别装置，能防止铁心的残留磁通和磁饱和的影响。

再者，在压缩机等的电动机中，当执行消磁程序时，即使压缩机停止工作，也不能使喷出压力(高压)和吸入压力(低压)的压力差马上平衡，而是产生压力差，在起动时需要有与该压力差相对应的负荷(力矩)力，起动性能下降。

因此，在这种电动机中，若在消磁程序和通常程序之间设定非工作时间t(例如3分钟非工作时间)使压力差大致消失，则起动性改善，效果良好。

并且，在这种电动机以外，例如在转子惯性大的电动机中，在残留磁通消磁结束，消磁程序结束后，仍有可能由于转子的旋转而产生磁性影响。若在消磁程序和通常程序之间设定非工作时间t，防止转子旋转造成磁性影响，则能改善控制性。

[第3实施例]

现用图13来说明第3实施例。

而且，图12是表示电动机的起动步的起动步图，如该图所示，在该第3实施例中，增加了从第1、第2实施例的规定频率(例如20H2)起进行步进起动的起动步装置，利用该起动步装置来控制直流电流后(时刻t。以后)的速度(频率)。

以下说明该动作。

首先，过去的时刻t₀以后的运转速度，如图17所示，为了从零开始慢慢提高旋转速度，进行加速，在这种电动机中，通过变流器2来检测控制运转速度用的电达电流，根据该检测结果来控制转速，所以，如现有技术中也已说明的那样，尤其在低频区内检测电流和实际电流不同，精密变坏，所以出现不能控制，或者系统运转不稳定的问题。

因此，在第3实施例中，如图13所示，在控制运转开始速度时，利用步进装置来进行步进控制，使马达从规定转速f₀(例如20Hz)开始旋转，换言之，不在太低的频率上开始，使得不受磁饱和的影响，使精度高，运转稳定。

而且，该f₀从下式(4)中也可以看出，变流器的规格性能，尤其随次级侧线圈的电感L₂(mH)和线圈电阻R₂(Ω)的比的不同而异，或者也随铁心导磁率的不同而异。若从能精密检测电流的速度，例如20Hz以上开始，则如图14所示，不太多地提高铁心导磁率等级，就能以低成本获得大致良好的结果。 $\mathrm{\θ}=\frac{\mathrm{\π}}{2}-{\tan }^{-1}\left(\frac{2\mathrm{\πf}{L}_2}{R_2+R_f}\right)$ …(式4)

并且，一般，初级电流和次级电流的相位差随铁心材料和匝数比等而变化，而且，该相位偏差越大，变流器越容易磁饱和，所以，如图15所示，为了在低频(f₀以下)下使相位偏差减小，对匝数比也必须考虑。

并且，如该图所示，若次级侧变流器的电感L₂(mH)和线圈电阻R₂(Ω)之比增大，换言之，若电感L₂(mH)大于线圈电阻R₂(Ω)，则不易受磁饱和的影响，能精密地检测出低频区的电流并进行控制，所以能获得可靠性高的控制装置。

而且，大体上若选择L₂/R₂＞1，则能获得性能价格比良好的电动机控制装置。

并且，从该20Hz开始的步进控制，在考虑向压缩机的油返回时，相当于保持油返回的冷媒速度的大体下限值，再者，压缩机的实际转速，除起动时外也不会在20Hz以下运转，所以，尤其若用于冷冻机方面，则能获得成本低可靠性高的交流电流检测系统。

如果按照本发明的优良实施例，那么能获得这样一种电动机控制装置，即其中具有：变换装置、与该变换装置相连接，根据该装置的输出电压进行旋转的电动机、设置在该电动机和上述变换装置之间，用于检测上述电动机的电流的变流器、以及连接在该变流器的次级侧，从该次级侧电流中预测该初级侧电流，根据该预测结果来控制上述输出电压的微机，上述微机根据来自上述变换装置的决定上述电动机的旋转位置的电流值、以及向该电动机内供给的电流波形的波形回折点的基准电流值来校正上述次级侧电流，根据该校正结果来预测上述初级侧电流，所以该电动机控制装置可靠性高，能以较少的结构零件，较高的精度根据检测电流来预测和检测实际电流(被检测电流)并对其进行控制。

并且，上述微机在校正上述次级侧电流时，校正的方法是利用连结以下2种电流值的直线；一种是决定上述电动机的旋转位置的电流值；另一种是向该电动机内供给的电流波形的初始回折点的基准电流值，所以，很容易从检测电流中预测和检测出实际电流(被检测电流)，因此，能获得高速预测、检测并控制的电动机控制装置。

并且，上述微机在校正上述次级侧电流时，沿着向上述电动机供给的电流波形来连结决定上述电动机的旋转位置的电流值、以及向该电动机内供给的电流波形的初始回折点的基准电流值，根据该连结线进行校正，所发，能更精密地检测并控制实际电流(初级电流)，因此，能进一步获得可靠性高的电动机控制装置。

并且，上述次级线圈的电感(mH)大于该次级线圈的电阻(Ω)，所以，不太受磁饱和的影响，即使在低频范围内也能从检测电流中精密地检测出实际电流，因此，能获得应用范围广的电动机控制装置。

并且，因为具有：变换装置、与该变换装置相连接，根据该装置的输出电压进行旋转的电动机、设置在该电动机和上述变换装置之间，用于检测上述电动机的电流的变流器、以及连接在该变流器的次级侧上，对上述输出电压进行控制的微机，上述微机通过上述变换装置使消磁电流流入到上述变流器的初级线圈内，消除上述变流器铁心的残留磁通后进行控制，所以，不必设置编制消磁程序的特别装置，即可获得能防止铁心残留磁通和磁性饱和的影响，进行控制的、成本低、可靠性高的电动机控制装置。

再者，上述微机在消除上述变流器铁心的残留磁通之后的设定时间以后，对上述输出电压进行控制，所以是在切实消除铁心残留磁通和磁性饱和的影响之后进行控制的，尤其是能防止转子旋转所造成的磁性饱和的影响，因此，能进一步获得可靠性高的电动机控制装置。

并且，上述微机对上述输出电压进行控制，使上述初级电流的频率达到20H₂以上，所以，即使在低频范围内也能不太受磁性饱和的影响，能精密地从检测电流中检测出实际电流，所以，利用范围也广，尤其若用于空调机等冷装置内时，也能确保向压缩机内的油返回的下限值冷媒速度，并且，不必太多地提高铁心导磁率等级，即可获得成本低、控制性能良好的经济型电动机控制装置。

再者，因为产品利用上述权利要求1～7中的任一项，所以，制成的产品，利用较少的结构零件，即可精密地从检测电流中预测和检测出实际电流(被检测电流)并进行控制，或者，能防止铁心的残留磁通和磁性饱和的影响，进行控制，成本低，可靠性高。

再者，因为上述产品是空调机等冷却装置，所以能制成既能确保向压缩机内的油返回的下限冷媒速度，又能精密控制的冷却装置。

Claims (9)

1、一种电动机控制装置，其特征在于包括：

变换装置；

电动机，其与该变换装置相连接，根据该装置的输出电压进行旋转；

变流器，其设置在该电动机和上述变换装置之间，用于检测上述电动机的电流；以及

微型计算机，它连接在该变流器的次级侧，从该次级侧电流中预测出该初级侧电流，根据该预测结果来控制上述输出电压。

上述微型计算机，根据来自上述变换装置的决定上述电动机旋转位置的电流值，以及供给到该电动机内的电流波形的波形回折点的基准电流值，对上述次级侧电流进行校正，根据该校正结果来预测上述初级侧电流。

2、如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于：

当上述微机对上述次级侧电流进行校正时，对上述电动机旋转位置进行决定的电流值，以及供给到该电动机内的电流波形的初始回折点的基准电流值，二者相连结的直线被用于进行校正。

3、如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于：

当上述微机对上述次级侧电流进行校正时，对上述电动机旋转位置进行决定的电流值，以及供给到该电动机内的电流波形的初始回折点的基准电流值，二者沿着供给到上述电动机内的电流波形进行连结，根据该连结线来进行校正。

4、如权利要求1～3中的任一项所述的电动机控制装置，其特征在于：

上述次级线圈的电感(mH)大于该次级线圈的绕线电阻(Ω)。

5、一种电动机控制装置，其特征在于包括：

变换装置；

电动机，其与该变换装置相连接，根据该装置的输出电压进行旋转；

变流器，其设置在该电动机和上述变换装置之间，用于检测上述电动机的电流；以及

微型计算机，它连接在该变流器的次级侧，用于控制上述输出电压。

上述微机使消磁电流通过上述变换装置而流入到上述变流器的初级线圈内，把上述变流器铁心的残余磁通消除后对输出电压进行控制。

6、如权利要求5所述的电动机控制装置，其特征在于：上述微机在消除上述变流器铁心的残留磁通后的设定时间之后对上述输出电压进行控制。

7、如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于微机对上述输出电压进行控制，使上述初级电流的频率为20Hz以上。

8、一种产品，其特征在于：该产品采用上述权利要求1。

9、如权利要求8所述的产品，其特征在于：上述产品是空调机等冷却装置。

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