JP5502735B2 - 電気駆動装置とその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、永久磁石付ブラシレスモーター用電気駆動装置および当該駆動装置の制御方法に関する。

特別な限定をしない実施例として、本明細書は、３相の永久磁石付ブラシレスモーターを備えた駆動装置を記載し、対象とするブラシレスモーターは、電動換気扇に使用される軸流ファン、ラジアルファン、および別タイプのファンを駆動するために、正弦波の逆起電力「c.e.m.f.：counter electromotive force」を発生させる。

電動換気扇の応用分野が、自動車に実装する温度調節器または冷却システムの分野であることを考慮すると、この分野で電動換気扇を改善させる主目的は、低騒音、エネルギー消費の制限、およびコスト削減であることが推測される。

上記要求は、インバーター駆動による正弦波・逆起電力「c.e.m.f.」のブラシレスモーター（交流ブラシレスモーター）の採用へと導くことになる。このインバーター駆動は、正弦波の電流を発生させることが可能であり、ＰＷＭの６ステップ駆動の台形・逆起電力「c.e.m.f.」モーター（より一般的には直流ブラシレスモーターとして既知）の使用を陳腐化させる可能性がある。

逆起電力「c.e.m.f.」および関連する位相電流の正弦波は、活発なトルク・リップルを最小化（実質的にゼロに低減）し、この結果、機械的振動および騒音を低減させる。

所定の駆動トルクを発生させるために、電流引き込みを最小化させることが可能であることが、また知られており、従って、交流ブラシレスモーターの最適な駆動を介して、電気機械変換効率を最大にすることも知られている。交流ブラシレスモーターは、電流制御の印加電圧インバーターによって通常駆動される。

このタイプの電気駆動を得るために、静止スイッチは、回転子の磁界の極軸が、固定子巻線内で循環する電流によって発生する磁界の極軸に対して９０度の電気角度を維持するような方法で、状態を変化させる必要がある。静止スイッチは、供給トルクおよび回転速度が何であれ、上記角度を維持させるような方法で状態を変化させる必要がある。

回転子の角度位置について情報を得るために、比較的高価な装置が通常使用され、その装置には、固定子と一体になって適切な角度位置に配置される、絶対位置検出器またはホール効果センサーが含まれる。この検出器またはセンサーが、回転子周辺に沿って磁気的に活性化する磁界の正弦波を検出する。

そして、センサーが発生する出力信号は、静止スイッチを駆動するために適切に復号化され、固定子磁界と回転子磁界との間の電気角度において９０度の角度シフトが維持されるように静止スイッチを駆動する。

このタイプの電気的駆動は、上述の位置センサーの使用を必要とし、位置センサーのコストも比較的高価である。

電気的駆動のコストを低減するために、上記タイプのセンサーを使用しない駆動装置の開発方針（strategy）が、進められてきた。

進められてきた駆動装置の開発方針は、電気駆動が最適なとき、「c.e.m.f.」および位相電流は、同位相となり、かつ動作磁界内の各ポイント（トルク、回転速度、ＤＣ供給電圧）において逆になるとの意見に基づいている。

結果として、上記開発方針および電気駆動装置は、「センサーレス」として知られるようになり、電気量（例えば、モーター端子での電圧またはモーター巻線内の循環電流）を読み取ることに基づいている。読み取ることは、「c.e.m.f.」および電流が、ゼロと交差するポイント（ゼロ交差点）を検出し、「c.e.m.f.」と電流との相対的位相を計算し、更に２つの電気量を同位相に保つようにするインバーターの静的スイッチを適切に駆動する方法を実行するためである。

上記方法の１つの不都合な点は、「c.e.m.f.」のゼロ交差点を検出することに存在し、換言すると、不都合な点は「c.e.m.f.」の符号を読むことであり、巻線を介して流れる電流を、読み取りができるような充分な長い時間、ゼロに維持させる必要がある。このことは、必要とされる電流の正弦波の波形に対して明暗を有する。

理想から離れ、所有する影響を無視できる程にするために、電流をゼロに維持する時間間隔を最小に低減することで、制御する位相電流の割り込みによって引き起こされる歪を低減する必要がある。しかし、短くすると、必要とされる信号を読み取ることが出来ないリスクが存在する。洗練されたアルゴリズムは、実時間で回転子の角度位置を計算するように導入され、実際、上記アルゴリズムは、現場重視の制御（当業者の専門用語でＦＯＣ：field-oriented controls）の不可欠な部分となっており、高度な処理能力を備えた、洗練されたかつ高価なコントローラ（当業者の専門用語でＤＳＰコントローラとして周知）の使用が必要とされている。

本明細書において、本発明の主要な目的は、上記で説明した不都合な点から開放される電気駆動装置を提供することである。

本発明の目的の１つは、低ノイズで、低エネルギー消費の駆動装置を提供することである。

本発明の目的のもう１つは、単純で、安価な制御アーキテクチャーに基づく駆動装置を提供することである。

上記の技術的目的および特定目標は、請求項１および１つ以上の従属項に記載する特徴を有する電気的駆動装置によって実質的に達成される。また、本発明は、電気的駆動装置を制御する方法についても関連する。

本発明の更なる特徴及び有利な事項は、以下の記述において一層明確になる。そのことは、添付図面に示すように、永久磁石付ブラシレスモーター用の電気駆動装置の好適で限定されない実施例を参照することで明確になる。
本発明によるブラシレスモーター用駆動装置の原理図である。 交流ブラシレスモーターの位相に関する等価回路図である。 図２の回路におけるベクトル図である。 図２の回路における最適動作を示すベクトル図である。 本発明による駆動装置の一部の実施例を示す図である。 図１の駆動装置の第１の詳細な回路図である。 図１の駆動装置の第２の詳細な回路図である。 最適動作条件に到達するまでに図１の駆動装置を制御するための手順を示す図である。 ブラシレスモーターに供給される電圧を示す図である。 特定動作条件における図９を示す図である。

添付図面に関連して、特に図１に関連して、参照番号１は、本発明による電気駆動装置を示している。

本発明は、取得する情報に基づいており、連続時間で取得する情報から、モーターを最適制御するための供給電圧の値を駆動する。そして、モーターは、電気駆動装置によって給電されている。

駆動装置１は、電気モーター２を含み、例えば扇風機を駆動するモーターを含むが、扇風機は表示していない。

明細書の記載に応じて一層明解になるように、駆動装置１の目的は、モーター２の回転子の位置に関する情報を取得することであり、逆起電力（短縮形は「c.e.m.f.」）のゼロ交差を検出することで簡単かつ経済的な方法で情報を取得することである。

例として、本発明の範囲を制限すること無く、本明細書は、永久磁石付ブラシレスモーター２に言及し、このモーターは、等方形の２極の回転子と、３相巻線の固定子とを有する。

固定子巻線は、３つの巻線を含み、３つの巻線は、同一形状および同一巻数であり、空間的に１２０°位相シフトした構成で、中央にアクセスできないＹ結合によって接続されている。

図２は、モーター２の回路モデルを示している。

３つの巻線の各々は、位相抵抗Ｒｓおよび同期インダクタンスＬｓによって特徴付けられる。

電圧Ｖｓが、モーター２に給電され、一方、ベクトルＥｓは、３つの固定子巻線の各巻線内で誘導された「c.e.m.f.」を表す。

誘導された「c.e.m.f.」は、正弦波を有し、回転子内の永久磁石の回転によるものである。そして、Ｉｓは、位相電流であり、同様に正弦波を有し、３つの固定子巻線の各々で流れる。

図３は、上記で述べた電気量Ｖｓ，Ｉｓ、Ｅｓのベクトル図を示す。

直軸ｄは、回転子の電流方向Φｒ内に方向付けられ、横軸ｑは、直軸ｄとは９０°の角度をなす。

誘導の法則（ｅ＝ｄΦ/ｄｔ）によれば、固定子巻線内に誘導された「c.e.m.f.」Ｅｓは、横軸ｑに沿って常に方向付けられ、すなわち、回転子の電流方向Φｒに対して９０°位相がシフトしている。

所定の動作状態のために、駆動装置１によって固定子巻線に給電される電圧Ｖｓは、既に述べたようにベクトルＶｓとして表示されている。

固定子電流ベクトルＩｓは、ベクトル差（Ｖｓ−Ｅｓ）により角度Ψを生じる。角度Ψは、モーターの特性パラメータおよび給電の周波数に依存し、下式に拠る。
Ψ＝arctan（ωＬｓ/Ｒｓ）

モーターの電磁力の発生量は、３ＥｓＩｓ cos（γ）によって与えられる。ここで、γは、ＥｓとＩｓとによって生じる角度である。

モーター２によって吸収されるパワーは、本質的に電磁力発生量の総量であり、３相抵抗内でのジュール効果によるパワー損失の総量となる。

故に、一定の電磁力の発生量が与えられたとき、吸収されるパワーは、角度γがゼロのときに最小となる。すなわち、図４に示すように、「c.e.m.f.」Ｅｓと電流Ｉｓとの位相が一致しているときに、吸収されるパワーは最小となる。

図１に示すように、駆動装置１は、３相ブリッジ３、すなわちモーター２に給電するためのインバーターを含む。

好ましいことに、駆動装置１は、低インダクタンスのシャント３ａを含み、このシャントは、図１に示すようにインバーター３の３つの下脚に接続され、以下で詳細に説明するように、インバーター内を循環する電流が横断する。

また、駆動装置１は、３相ブリッジ３に給電するための直流電流ステージ４を含み、このステージは、平滑用コンデンサ５（Ｃ路線）とフィルタリング用インダクタ５ａ（Ｌ路線）とを順に含む。

例として、３相ブリッジ３は、実質的に既知タイプの正弦波デルタＰＷＭ変調を介して、可変周波数「freq」において互いに１２０°位相シフトした３つの異なる電圧を発生させる。

有利なことに、基本波の供給電圧の振幅は、周波数ｆの線形関数としてプログラムすることができ、また周波数ｆとは独立してプログラムすることができる。

よく知られているように、永久磁石付ブラシレスモーター２は、同期速度で回転するときだけトルクを強大にすることに注目すべきである。従って、モーターを、印加電圧の周波数ｆに直接比例する速度で正確に回転させることになり、すなわち既知の関係ＲＰＷ＝１２０×freq/ｐにより回転させることになる。ここで、ｐは、回転子内の永久磁石の極数である。

駆動装置１は、逆起電力を検出するための回路６を含み、より具体的には「c.e.m.f.」Ｅｓのゼロ交差を検出するための回路を含み、以下では、「c.e.m.f.」ゼロ交差検出回路６と称する。

検出回路６は、図５に示す第１のステージ、および図６に示す第２のステージを含む。第２のステージは、第１のステージからの出力信号を処理する。

図示する好ましい実施例において、明細書による説明が続くことにより一層明確になるように、回転子の位置情報は、モーターの３相の１つによって発生する「c.e.m.f.」のゼロ交差を検出することで取得される。

代替の実施例において、例えば、より高速な過渡応答速度が要求される、一層高機能な応用において、回転子の位置信号は、各相において上記回路を複製することにより、全相において検出されることになる。

記述を容易にするために、Ｙ結合のモーター２の位相量（デルタ結合のモーターは、Ｙ結合のモーターから機能的に区別できないことが知られている）を考慮すると、「c.e.m.f.」の値は、下記の関係式で与えられる。
ｅ_s＝ν_s−（Ｒ_sｉ_s＋Ｌ_s・ｄｉ_s/ｄｔ）

従って、ｅ_sの値を得るために、モーター２の位相に給電される電圧Ｖｓの値ｖｓおよびモーター２の巻線内の電流循環による抵抗−誘導低下（resistive-inductive drop）の両方を知ることが必要になる。

以下に述べるように、本発明の駆動装置１は、抵抗−誘導低下およびモーター２の位相に給電される電圧を見つける目標を有する。

抵抗−誘導低下（resistive-inductive drop）を見つけるために、駆動装置１は、図５に示すような、モーター２の３相の１つに直列で接続される誘導−抵抗要素（inductive-resistive element）９を含む。

上記要素９は、第１のインダクタ（Ｌ_i1）および第２のインダクタ（Ｌ_i2）を含み、両インダクタ間の磁気的相互結合の係数は１に非常に近いものである。

２つのインダクタＬ_i1およびＬ_i2は、単巻変圧器９ａを形成するように接続され、好ましくは、磁気コアの周りに巻かれる。そのコアは、図５に概略的に６０として示す。

例として、磁気コアは、双方のＥの形状内にあり、磁性板のための高周波フェライトまたは普通鋼から製作される。

第１のインダクタ（Ｌ_i1）は、モーター２の位相巻線の１つに直列に接続され、単巻変圧器９ａの１次側を構成する。

好ましいことに、第１のインダクタ（Ｌ_i1）は、大きな直径の巻きによる少ない数Ｎ１を有し、ジュール効果によりパワー損失を最小化している。

Ｒ_i1は、第１のインダクタ（Ｌ_i1）の巻線の抵抗を示す。

第２のインダクタ（Ｌ_i2）は、単巻変圧器の２次側を構成し、第１のインダクタ（Ｌ_i1）の巻数Ｎ１よりもはるかに多い巻数Ｎ２を有し、電流ｉｓによっては交差されていない。従って、第２のインダクタ（Ｌ_i2）は、電圧Ｖ_t2を供給し、この電圧Ｖ_t2は、１次側を流れる電流ｉｓの誘導に依存する。
図５を参照し、例えば、
Ｖ_t＝図５の端子１０、１１すなわち誘導−抵抗素子９の端子での電圧
Ｖ_R＝抵抗Ｒ_i1での電圧降下
Ｖ_t1＝第１のインダクタ（Ｌ_i1）での電圧降下
Ｖ_t2＝第２のインダクタ（Ｌ_i2）での電圧降下
Ｍ＝Ｌ_i1とＬ_i2との間の相互インダクタンス
とするとき、以下の関係となる。
Ｖ_t＝Ｖ_R+Ｖ_t1＋Ｖ_t2
Ｖ_t＝Ｒ_i1ｉ_s＋Ｌ_i1・ｄｉ_s/ｄｔ＋Ｍ・ｄｉ_s/ｄｔ
Ｖ_t＝Ｒ_i1ｉ_s＋（Ｌ_i1＋Ｍ）・ｄｉ_s/ｄｔ

Ｖ_tの表現は、電流の流れによる、モーター２の巻線内の抵抗−誘導低下の表現と、正式に一致することに注目することが重要である。

従って、下式を記述することができる。
Ｒ_i1ｉ_s＋（Ｌ_i1＋Ｍ）・ｄｉ_s/ｄｔ＝α（Ｒ_sｉ_s＋Ｌ_s・ｄｉ_s/ｄｔ）
ここで、α＝Ｒ_i1/Ｒ_sは、減衰係数である。

モーター２の同期インダクタンスＬｓ、第１のインダクタ（Ｌ_i1）の自己インダクタンス、および関連する巻数Ｎ１は、第２のインダクタ（Ｌ_i2）の巻数Ｎ２を見出すのに使用され、下式を満たす。
Ｎ２＝Ｎ１（αＬ_s/Ｌ_i1−1）

故に、上記で特定したパラメータを有する誘導−抵抗素子９を製作することで、モーター２の位相上の抵抗−誘導低下を減衰させた値は、実際モーター２の位相上の等価回路に対応する測定回路を使用することで得ることができる。

減衰係数αは、駆動装置１の総損失において、「c.e.m.f.」検出回路６での影響を示すもので、減衰係数が小さい程、損失は一層小さくなる。

モーター２に給電される電圧Ｖｓの情報は、供給電圧を測定するための回路１２を使用することで得られる。

測定回路１２は、３つのＹ結合の抵抗１３、１４、および１５を含み、これらの抵抗は、図５に特に示されている。

係数αで減衰させること、すなわちＹ結合の抵抗１３、１４、および１５のセットによって以下でより詳細に説明される測定可能なＶｓの貢献、並びにインダクタ（Ｌ_i1）および（Ｌ_i2）が相互に結合する抵抗−誘導低下の貢献によって、図５の電流は、振幅が下式によって与えられる、「c.e.m.f.」信号を減衰させた信号を供給する。
α・ｅｓ＝α・ν_s−α・Ｒ_s・ｉ_s−α・Ｌ_s・ｄｉ_s/ｄｔ

上記で規定した減衰係数αに基づいて、供給電圧Ｖｓの測定に使用されるＹ結合の抵抗１３、１４、および１５は、適切に不平衡になっている。

図９は、実際の第１の調和電圧Ｖ１、Ｖ２およびＶ３を示し、これらの電圧は、インバーター３によって発生され、モーター２に給電される。図９は、各々を個別の理想的な電圧発生器として概略的に表示している。

既に説明したように、電圧αＶ１は、抵抗１３の端子に現れ、Ｒαとして表示されることになる。

好ましいことに、抵抗１３，１４、および１５の値は、計算することができ、モーター２に給電する対称の３相の３組を参照して、所定時間のポイントにおいて計算することができる。

例えば、Ｖ１が最高電圧値Ｖｍに到達した時間のポイントにおいて、Ｖ２およびＶ３の値は、−Ｖｍ/２である。

そこで、解析すべき回路は、図１０内に示す回路である。

図１０の回路内のＲαでの電圧降下を計算するために、重層効果の原理を適用すると、以下の式で与えられる。

ここで、Ｒ_αおよびＲの関係は、既に固定した値αから導きだすことができ、下式で導きだすことができる。
Ｒ_α＝Ｒ α/（３−２α）
ここで、Ｒは、抵抗１４および１５の一般的な抵抗値を意味します。

信号αｅ_sを図６に示す信号調整回路に印加することは、マイクロコントローラ２６によって処理できる逆起電力のゼロ交差のための信号を与えることになる。

上記で得る方法は、実質的にホールセンサのデジタル出力を得る方法と同一であることに注目するべきである。

特に図６に示すように、信号調整回路は、直列に接続される２つの比較器を含み、すなわち個別の比較器１６を有する第１段階７は、ヒステリシス特性は示さず、誤ったスイッチングが、回路出力で検出することができる。

低い回転速度のとき、「c.e.m.f.」のゼロ交差を検出するための図５の回路は、２００〜３００ｍＶの電圧値を与え、低い減衰係数αによって、信号対雑音比は低くなり、図６の第１段階７の出力において、上記の誤ったスイッチングを起こすことになる。

第２段階８は、第２のヒステリシス特性を含む比較器１７を有し、この比較器１７は、ＲＣフィルター１８を有することで、比較器１７を誤ってトリガーさせる信号発信器を制限させる。

ＲＣフィルター１８は、コンデンサ１９と抵抗２０とからなり、実質的に既知のタイプのものである。

また、第２段階８は、抵抗ネットワークを含み、スイッチングの閾値と付随するヒステリシス特性を固定化している。

図示する実施例において、上記抵抗ネットワークは、互いに適切に接続する４つの抵抗２１、２２、２３および２４から構成される。

故に、ヒステリシス特性付き比較器の出力では、誤ったスイッチングを起こすことはなく、マイクロコントローラ２６の処理効率に関して明らかな優位性を有している。

モーター２の効率を最大化するために、固定子巻線内の電流は、関連する「c.e.m.f.」に同期化させる必要がある。

図４のベクトル図を参照して、「c.e.m.f.」Ｅｓに関して供給電圧Ｖｓのための最適な進み角δ_optの近似的表現を得ることは可能である。

位相内の抵抗による低下が無視できるとき（モーター２の効率が高ければ高い程、低下は一層無視可能）で、Ｋ_EをＶ/ｒｐｍのときに測定した「c.e.m.f.」定数とし、ｐを極数と仮定したとき、下式である。

更に、角度δ_optの最適値が２０電気角よりも小さいとき、角度δ_optの正接は、角度自体と近似させることができ、例えば下記となる。

ここで、Ｌｓは、好ましいことにヘンリーで表現される。

換言すると、抵抗による低下ＲｓＩｓが、Ｅｓに対して無視できるとき、進み角δ_optの正接は、角度自体で近似することが可能であり、そして実際進み角δ_optは、位相電流だけに線形的に依存することができる。

本発明の装置駆動１は、非常に単純で経済的なマイクロコントローラ２６を有し、例えば８ビットのマイクロコントローラを有しているので、上記で述べた進み角δ_optおよび電流Ｉｓの関係を、例えば図表形式でコントローラ内に格納することができる。格納した関係により、マイクロコントローラ２６は、電流Ｉｓに比例する信号を利用できるようになり、そして、マイクロコントローラ２６は、対応するδ_optに従ってブリッジ３を制御することが可能となる。

駆動装置１が、位相電流振幅を間接的に測定するための回路２５を含むのは、上記の目的のためである。

より具体的には、回路２５は、包絡線検出器すなわち検出ステージ２７を含み、このステージが、シャント３ａの端子で発生する電圧信号、すなわちシャント３ａ自体に流れる電流に比例する電圧を直接的に処理する。

技術文献からも知られているように、シャント３ａのピーク電圧の最大値は、モーター２の位相電流のピーク値に比例している。

位相電流は正弦波なので、包絡線検出器２７の読み取り値は、√２倍することで、位相電流Ｉｓの実効値と等価になる。

包絡線検出器２７が、位相電流の情報追跡を継続し、マイクロコントローラ２６が、ＰＷＭの搬送周波数よりも低い周波数で、上記情報をサンプリングする。この情報の有効性は、包絡線検出器２７の出力の速度変化が、機械的負荷の速度変化に直接的にリンクしているので非常に遅いことで保証される。

包絡線検出器２７の放電定数は、シャント３ａでのピーク電流の包絡線を正確に追従するように適切な数値にすることに注意すべきである。

基本的に、マイクロコントローラ２６は、コントローラ内のアナログ/デジタル変換器を介して包絡線検出器のステージ２７の出力信号をサンプリングすることで、間接的に位相電流の電流値を測定する。この結果、コントローラ２６は、「c.e.m.f.」と同期性を保つことに適用できる最適な対応する角度を決定できる。

図７は、シャント電流の包絡線検出器２７の一実施例の図を示す。

包絡線検出器２７は、シャント電流の包絡線用にフィルタリングするＲＣフィルター２８を含む。

また、包絡線検出器２７は、コンデンサを充電するための回路２９を含み、コンデンサは、非インバーター信号がインバーター信号よりも低いときに、抵抗３０および３１を介して放電することができるようにしてある。

抵抗３０および３１は、検出器がシャント電流のピーク値を追従できるように、適切に接続されている。

図８は、ブラシレスモーター２を制御する手順を説明しており、以下のステップが含まれている。
Ａ）所定位置に停止、または位置合わせするステップ、
Ｂ）所定のランプ定数Ｖ／ｆに従って、加速するステップ、
Ｃ）逆起電力「c.e.m.f.」のゼロ交差に「従う」ステップであって、「従う」とは、最適動作状態に到達させることを意味する、ステップ、
Ｄ）最適化駆動のステップ。

ステップＡおよびＢにおいて、インバーター３は、完全な「オープンループ」モードでモーター２に給電する。すなわち、「オープンループ」モードとは、２つの有効なフィードバック信号、具体的には逆起電力「c.e.m.f.」のゼロ交差信号およびシャント電流の包絡線信号を使用すること無く、モーター２に給電することを意味する。

ステップＣにおいて、逆起電力「c.e.m.f.」のゼロ交差信号が使用される。

最後に、ステップＤにおいて、「c.e.m.f.」のゼロ交差信号およびシャント電流の包絡線信号の両方を使用して、インバーター３は、モーター２を最適な動作状態で駆動し、すなわち「c.e.m.f.」および位相電流を互いに同期化させてモーター２を駆動している。

ステップＡの間、３つの一定電圧が、モーターに印加され、固定子磁界と回転子磁界とが整列する所定位置までモーターが回転するように、電流を流れるように適切に規定されている。

上記ステップは、「オープンループ」の制御状態のもとで、可能な最大駆動トルクが次のステップＢで発生できることを保証する。

ステップＢにおいて、モーター２は、互いに１２０°シフトした位相の３つの正弦波によって給電され、増加していく周波数で固定子磁界および回転子磁界を生成するようにし、振幅は、周波数自体と比例している。

上記ステップの間、モーター２に給電される平均電圧の振幅は、図８に示すように、周波数「freq」と共に比例して変化していく。

周波数「freq」は、ゼロから開始し、図８に示す値「fset」に到達するまで増加する。これらは、マイクロコントローラ２６のソフトウェア内に設定されている。

値「fset」は、「c.e.m.f.」のゼロ交差信号が確実に検出される最小の電気周波数よりも大きく、このため逆起電力Ｅｓおよび供給電圧Ｖｓの位相関係は、次のステップＣおよびＤにおいて測定することができる。

上記位相関係は、図３および図４に示すＥｓおよびＶｓの数量によって決まる角度δである。

加速するランプ波形の傾きは、駆動装置のパラメータであり、モーター２にシステム負荷を加えたときの慣性によって修正される。

駆動装置によって発生した回転子磁界および固定子磁界に従うブラシレスモーター２は、「fset」に対応する同期速度に正確に到達するまで加速する。

ステップＢにおいて、ブラシレスモーター２は、非同期モーターと同様な方法で正確に制御され、しかし非同期モーターとは異なって、ランプ速度の目標までに到達する。何故なら、ランプ速度の間、回転子磁界および固定子磁界の間の角度は９０度を超えることはない。このことは、永久磁石付ブラシレスモーターのために駆動トルクを発生させるために必要十分条件であり、ご存知のように、「同期」モーターの特性である。

ランプの傾斜値Ｖ/ｆは、モーターが、充分な電流すなわち充分なトルクを受けて要求時間内に周波数「fset」に相当する速度に加速されることを保証するように選択される。この周波数は、例えば、インバーター３の供給電圧および周囲温度のような環境パラメータの機能として決まる。

周波数「fset」に到達することが、ステップＣをトリガーすることになる。ステップＣの間、周波数は、値「fset」において一定値に留まり、供給電圧Ｖｓは、所定の比率で減少する。

既に説明したように、ステップＣにおいて、「c.e.m.f.」のゼロ交差信号は有効であり、従って、ＶｓとＥｓとの間の位相は、マイクロコントローラ２６を介して測定される。

Ｖｓの漸次的減少は、モーターの回転を維持するのに必要な最小値に達するまで、電流Ｉｓを低減させる。上記状態に達したとき、ＶｓとＥｓとは、実質的に同位相になり、マイクロコントローラ２６は、ＶｓとＥｓとの間の同位相状態を検出し、ステップＣの終了を認める。

ステップＣの後に、ステップＤが追従する。

ステップＤにおいて、振幅Ｖｓが設定され、周波数「freq」は設定されない。

マイクロコントローラ２６は、継続して電気的周波数を検出し、連続する２つの信号の端部間の時間間隔を得る。「c.e.m.f.」のゼロ交差信号検出回路６からの出力信号が、対応するインバーター３の出力信号の基本周波数と一致するかまたは不一致かに拘らずに、継続して検出する。

モーター２の最適動作を得るために、以下に説明するステップを含む反復手順が、実行される。

位相電流のピーク値は、シャント電流の包絡線検出器２７を介してマイクロコントローラ２６によって測定される。

マイクロコントローラ２６は、個別の検出回路６を介して「c.e.m.f.」のゼロ交差信号を検出する。

マイクロコントローラ２６は、ＶｓとＥｓとの間の進み角δ_optを応用することができ、何故なら、マイクロコントローラ２６内にインストールされたソフトウェアは、ＶｓとＥｓとの間の進み角および最適動作に対応する位相電流のピーク値の関係を包含しているからである。

この点において、手順は、位相電流のピーク値の測定から再スタートすることになる。

上記の最適化の手順は、「c.e.m.f.」を個別の位相電流と同期して動作するように、ブラシレスモーター２を導く。

既に述べたように、この状況において、最適化手順の時間間隔を適切に設定することにより、吸収されるパワーは、最小化される。このことは、突然の負荷変動に対してもシステムを合理的に反応させることが可能となる。突然の負荷変動は、例えば、空気・液体回路用の配給ダクト及び/又は吸引ダクトの一時的な閉塞、およびその後の閉塞自体の除去が原因となる。

また、記載した制御方法は、各々の「c.e.m.f.」と各固定子巻線内の電流を同位相にすることで、モーター駆動の最大効率化を可能にすることができる。

故に、モーターは、可能な最大トルクを発生させることになる。換言すれば、ブラシレスモーターは、効率良く駆動され、何故なら、固定子電流はｄ軸には電流成分が無く、ｑ軸のみに存在することになるからである。

駆動装置は、スタート時の過渡期間が一旦終了すると、モーターの電力消費が、全負荷状態および可能な限り速い回転の状態において最小化するように動作させる。ベクトル図との関連では、駆動装置は、位相電流が個別の「c.e.m.f.」と同位相になるようにする。

Claims (5)

1. ブラシレスモーター（２）と、前記モーター（２）に給電するための給電用ブリッジ（３）と、を備える電気駆動装置であって、
   前記モーターの各相の巻線は、位相抵抗（Ｒｓ）と同期インダクタンス（Ｌｓ）とを有し、前記電気駆動装置は、更に
   前記モーターの回転によって固定子巻線内に誘導される逆起電力（Ｅｓ）のゼロ交差を検出するための第１の回路（６）と、
   前記モーターの各相の巻線内を流れる位相電流のピークを検出するための包絡線検出用の第２の回路（２７）と、
   前記給電用ブリッジ（３）を制御するための第３の回路と、を備え、
   前記第１の回路（６）は、前記各相の巻線の電気的インピーダンスのアナログ特性を表す誘導−抵抗要素（９）を含み、前記誘導−抵抗要素（９）は、前記モーター（２）の各相の巻線と直列に接続され、前記給電用ブリッジ（３）に他端において接続され、前記モーター（２）の相巻線の抵抗及び誘導インピーダンスの減衰係数“α”に対応してスケールダウンする値を有し、
   該αは、０より大きく、１より小さい係数であり、
   また、前記第１の回路（６）は、Ｙ結合する第１、第２および第３の３つの抵抗（１３、１４、１５）からなる回路（１２）を含み、第１、第２および第３の抵抗は、個々に“Ｒ_α＝Ｒ・α／（３−２α）”、“Ｒ”、“Ｒ”の値を有し、この値は、前記位相巻線に印加される電圧を測定するための前記減衰係数“α”となるものであり、そして、前記第１の回路（６）の出力は、下式で示す減衰された逆起電力（ｃ．ｅ．ｍ．ｆ．：ｃｏｕｎｔｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｍｏｔｉｖｅ ｆｏｒｃｅ）信号となり、
   α・Ｅｓ＝α・Ｖｓ−α・Ｒｓ・Ｉｓ−α・Ｌｓ・ｄＩｓ／ｄｔ
   該逆起電力は、前記誘導−抵抗要素（９）に接続する端子１０と、前記３つのＹ接続した抵抗器１３、１４、１５の星形結線中性点との間で確立され、
   前記第３の回路は、前記逆起電力のゼロ交差を提供する前記第１の回路（６）および前記モーターの各相の巻線内を流れる位相電流のピークを提供する前記第２の回路（２７）に連通するコントローラ（２６）を含み、また、前記第３の回路は、前記モーターの供給電圧（Ｖｓ）と前記誘導逆起電力（Ｅｓ）との間の進み角（δ）を利用しており、前記進み角（δ）は、下式に示す位相電流（Ｉｓ）のピーク値の所定の線形関数であり、
   δ＝π・Ｌｓ・ｐ・Ｉｓ／６０・Ｋｅ
   ここで、“Ｌｓ”は、前記モーター（２）の同期インダクタンス（Ｈ）であり、“ｐ”は、前記モーターの極数であり、“Ｋｅ”は、モーター・タイプに依存する逆起電力定数（Ｖ／ｒｐｍ）であり、
   前記３つのＹ接続した第１、第２、第３の抵抗器は、前記モーター（２）に印加される電圧Ｖｓに関する情報を得るために、モーター巻き線に接続していることを特徴とする、電気駆動装置。
2. 前記誘導−抵抗要素（９）は、第１及び第２のインダクタ（Ｌ_ｉ１、Ｌ_ｉ２）を含み、
   第１及び第２のインダクタ（Ｌ _ｉ１ 、Ｌ _ｉ２ ）は、それぞれの一端において前記誘導−抵抗要素（９）がモーターの各相の巻線との接続点において相互に結合し、該第２のインダクタ（Ｌｉ２）の他端は、前記端子１０に接続し、該第１のインダクタ（Ｌｉ１）の他端は、給電用ブリッジ（３）と前記誘導−抵抗要素（９）との接続点に接続し、
   前記第１及び第２のインダクタ（Ｌ _ｉ１ 、Ｌ _ｉ２ ）は、相互インダクタンス“Ｍ”を有し、
   前記減衰係数“α”は、前記第１のインダクタ（Ｌ_ｉ１）の抵抗値“Ｒ_ｉ１”の前記モーター（２）の位相抵抗“Ｒ_ｓ” に対する比として規定され、また、インダクタ要素の合計値“Ｌ_ｉ１＋Ｍ”の前記モーター（２）の同期インダクタンス“Ｌｓ”に対する比として規定され、すなわち、
   α＝Ｒ_ｉ１／Ｒ_ｓ＝（Ｌ_ｉ１＋Ｍ）／Ｌ_ｓ
   の関係になることを特徴とする、請求項１に記載の電気駆動装置。
3. 前記第１及び第２のインダクタ（Ｌ_ｉ１、Ｌ_ｉ２）は、単巻変圧器（９ａ）を形成するように相互に結合され、そして、前記第１及び第２のインダクタ（Ｌ_ｉ１、Ｌ_ｉ２）は、磁気コア（６０）の周りに巻かれることを特徴とする、請求項２に記載の電気駆動装置。
4. 前記第２のインダクタ（Ｌ_ｉ２）は、前記第１のインダクタ（Ｌ_ｉ１）の巻数の数（Ｎ１）よりも多い巻数の数（Ｎ２）を有することを特徴とする、請求項２または３に記載の電気駆動装置。
5. 前記第２のインダクタ（Ｌ_ｉ２）の巻数の数（Ｎ２）は、前記モーター（２）の同期インダクタンス（Ｌｓ）に前記減衰係数（α）を掛けた値を前記第１のインダクタ（Ｌ_ｉ１）のインダクタンス値（Ｌ_ｉ１）で割った値から１を引いた値に、前記第１のインダクタ（Ｌ_ｉ１）の巻数の数（Ｎ１）を乗算したものになる、すなわち、
   Ｎ２＝Ｎ１・（α・Ｌｓ／Ｌ_ｉ１−１）
   の関係になることを特徴とする、請求項２〜４のいずれか１項に記載の電気駆動装置。

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