JP4437151B2 - 電子整流可能なセンサレス直流モーターの始動方法 - Google Patents

Description

本発明は、請求項１の上位概念による電子整流可能なセンサレス直流モーターの始動方法に関している。

背景技術
この種の方法は、例えばドイツ連邦共和国アーヘン市にある出版社"Ｓｈａｋｅｒ"から２００１年に出版された公知文献であるシュットガルト大学学位論文集Ｄ９３（"Volker Bosch"著)から公知である。ローター位置がセンサ系を介して検出されないこの種の電子整流式の直流モーターでは、静止状態におけるローターの絶対位置は未知である。それ故にモーターの初期位置の位置付けに対しては、まずローターが始動過程の開始時点において２つまたは３つの素線の通電によって予め定められた初期位置にもたらされ、それによってローターが相応に位置調整されている。所定の待機時間の経過の後ではさらなるモーター素線（Motorstrang）の漸進的な通電によって制御されたモーターの始動過程が行われる。しかしながらこの場合前記のような公知のセンサレス方式のローター位置検出のための方法において基本的に前提とされることは、ローターが所定の最小回転数を上回った後でないと信頼性の高い位置信号が供給されないということである。そのためこの方法はモーターの始動のために直接利用することができない。従ってこの手法は閉ループ制御ではなく開ループ制御で行われる。つまりローターブロッキングの速やかな識別と補償調整は不可能である。それゆえにこの公知の方法は、可変の負荷を伴うモーターに対してしか適していない。

発明が解決しようとする課題
本発明の課題が基礎とすることは、前記公知の方法において次のような改善を施すことである。すなわちできるだけ僅かな技術的及び経済的コストのみで、センサレス方式のローター位置検出を伴うこの種のモーターの始動も制御でき、始動時の通電期間と通電量もそのつどのモーター負荷へ適合化できるように改善を施すことである。またこれによってモーターブロッキングの迅速な識別の他にも強い負荷のもとでの信頼性の高い始動や弱い負荷のもとでのモーターの始動ができるだけ短い時間で達成されるようにすることである。

課題を解決するための手段
この課題は請求項１の特徴によって解決される。
特にこれによれば、センサレスでのローター位置検出によって既に静止状態において信頼性の高い、負荷依存性のモーター始動過程の制御が達成でき、さらにローター回転数が所定の最小値を上回った後では、素線電圧の第３高調波及び／又はさらなる奇数次の高調波の評価によって別種の有利なモーター回転数制御が利用できるようになる。静止状態におけるローターの位置の検出に対しては、独国特許出願公開第１０１６２３８０号公報から公知の方法が適用可能であり、これによれば所定の初期位置へモーターを回転させるための事前通電が不要となる。しかしながらこの公知方法では、機器が始動した後で特に回転数が高くなった場合には非常に計算が複雑となり、制御のために要するそのつどの瞬時のローター位置の検出に対して非常に高性能で高速な計算機が必要となってしまう。

機器モーターの所定の最小回転数からは有利には欧州特許第７３５６６３号明細書や先のシュトゥットガルト大学の学位論文書簡Ｄ９３に基本的に記載されているように第３高調波の検出に基づいてセンサレスのローター位置検出が利用できる。非常に異なった知識と技法に基づくそれ自体公知の２つの方法と新たな始動制御の適切な組合わせによって、設定された目的に応じて制御される静止状態からの始動と通常動作中のモーターの機能的な制御を達成する、電子整流可能なセンサレス方式の直流モーターの低コストで信頼性の高い制御の実現が可能となる。

当該方法の回路技術的な実現に対しては次のことが特に有利であることが判明した。すなわちローターの静止位置の検出の後で、素線電圧（Strangspannung）の第３高調波及び／又はさらなる奇数次の高調波から一方ではステーターコイルの中性点を介し他方では３つの位相抵抗で形成される補助中性点を介して取出され統合された機器のゼロ電圧信号が、一方では静止状態とモーターの始動過程の開始時点においてＡ／Ｄ変換器を介して、他方ではローター回転数の所定の最小値の上側領域においてヒステリシスを伴ったコンパレータを介して、モーター切換え装置のための制御装置に供給されることである。それにより安価な計算機を用いるだけで、一方では、モーターの負荷に依存した制動性と始動電流の制御性を伴いつつ静止状態における簡単なローターの位置検出が達成され、他方では、高い回転数のもとでのローター位置のそのつどの検出に要していた高い計算機コストを発生させることなく通常動作モードにおける機器の制御性も得られる。

制御装置の中心はマイクロコントローラである。このコントローラには、一方では静止状態におけるローターの位置検出のためのコンパレータの初期信号が供給され、他方では通常動作モードにおける始動の際の回転数制御のための積分器の初期信号が供給される。制御装置のマイクロコントローラの出力側を介して基本的に知られている方式において位相電流の整流と制御が有利にはＭＯＳＦＥＴトランジスタを用いて構成されたフルブリッジ式のインバーター回路を用いて行われる。このインバーター回路は対応するトランジスタドライバ段を介してパルス幅変調方式で作動されている。

本発明による方法のさらなる詳細と有利な構成は以下の実施例の説明と従属請求項から明らかにされる。

図面
図１には、永久磁石によって励磁されたローターを有しているセンサレス方式の電子整流可能な三相直流モーターが示されており、
図２には、始動期間中の積分されたアナログローター位置信号の基本的な時間経過特性が示されている。

実施例
図１には、符号１０で直流電圧源の正極がそして符号１２でアースに接続された直流電圧源の負極が表されており、この直流電圧源はＭＯＳＦＥＴトランジスタと共に６パルス式整流ブリッジとして構成されている切換装置、特にインバーター１４に給電している。このインバーターの出力側は、線路１６，１８，２０を介して電子整流可能なセンサレス直流モーターのステーター２２の位相コイルＵ，Ｖ，Ｗに接続されており、前記直流モーターの永久磁石によって励起されるローターは符号２４で表されている。このローター２４における双方向⇒は、このローターが逆の回転方向にも駆動可能であることを示している。

インバーター１４のさらに別の出力側を介して直流電圧回路内の電流は、位相コイルＵ，Ｖ，Ｗの機器の静止状態におけるローター位置検出のための電流パルスの印加のもとで、アース電位に置かれた測定分路２７に供給される。この測定分路２７における電圧降下は、コンパレータ２５において基準電圧Ｕｒｅｆと比較され、該コンパレータ２５の出力信号はローター静止状態位置検出のために制御装置５４に供給される。この方法の詳細は先の独国特許出願公開第１０１６２３８０号明細書に記載されており、その実施内容はここでも参照される。

位相コイルＵ，Ｖ，Ｗは、中性点２８に相互接続されており、またさらなる中性点３０が位相抵抗３２，３４，３６を用いて形成されており、これらの位相抵抗の端部は一方で中性点３０に相互接続され、他方では位相コイルＵ，Ｖ，Ｗへ向かう線路１６，１８，２０に接続されている。前記位相抵抗３２，３４，３６はさらに抵抗３８と共にアースに接続されている第１の分圧器を形成しており、それらのタップ３７は、積分器４６として接続された演算増幅器の負の入力側に接続されている。前記積分器４６の正の入力側は、２つの抵抗４２と４４から形成された分圧器のタップ４１に接続されており、この場合前記抵抗４４のタップ４１とは反対側の端部は、抵抗３８の対応する端部と共にアースに接続されている。この場合前記積分器４６は演算増幅器と一体的に構成されている。前記２つの中性点２８と３０に接続されている分圧器の基底点に関しては、抵抗３８と４４の相互接続された端部が波線で示されている補助電圧源４８に接続されることが求められ、この補助電圧源はユニポーラ電圧源の適用の際に位置検出のための休止信号を提供する。

積分器４６の出力側は、一方ではＡ／Ｄ変換器５０を介して、そして他方ではヒステリシスを備えたコンパレータ５２を介して制御装置５４のマイクロコントローラ（μＣ）に接続されている。このマイクロコントローラの更に別の入力側には、機器の目標回転数のための信号５６とコンパレータ２５の出力信号が供給される。マイクロコントローラの複数の出力側は、パルス幅変調器５８，アップ／ダウンカウンター６０、トリガ端子６１を介してインバーター１４のためのトランジスタドライバ段６２と接続されている。前記アップ／ダウンカウンター６０はさらにコンパレータ５２の出力側とも接続されている。アップ／ダウンカウンター６０は、制御装置５４のマイクロコントローラから、ロータースタート位置に関する信号、ロード信号、トリガ信号、並びにモーターの所望の右回りないし左回りに相応するカウントアップないしカウントダウンに対する信号を受け取る。この場合全ての接続線路は、単純な直線によって表されているが、個々の接続に対する実際の線路数は、それぞれの数値によって与えられる。パルス幅変調器５８に対する線路は符号６４によって表されており、ローターのスタート位置のためのカウンタ６０に対する線路は符号６６によって表され、カウンタのロードのための線路は符号６８によって表され、カウンタのトリガのための線路は符号７０によって表され、右回りないし左回りに対する線路は符号７２によって表される。

本発明による永久磁石によって励磁されたローターを有しているセンサレス方式の電子整流可能な直流モーターの始動のための方法は以下のように機能する。

モーターのスタート前にまず測定分路２７と、コンパレータ２５の基準電圧Ｕｒｅｆと、マイクロコントローラμＣを用いて静止状態における瞬時のローター位置が求められる。これに適した方法は例えば先の独国特許出願公開第１０１６２３８０号明細書に記載がある。この場合はまずインバーター１４を介して複数の短い電流パルスが位相コイルＵ，Ｖ，Ｗに供給される。その際これらのステーターコイルにおいては各電流パルスのもとで電流上昇が生じ、その上昇速度がローター２４の位置に依存している。所定の閾値に達するまでの時間は、コンパレータ２５において測定される。この場合複数のテスト電流パルスが相前後して次のようにステーターコイルに印加される。すなわちこれらのテスト電流パルスがステーターにおいて３６０°の電気角度に亘って同じ角度ステップだけずれたステーター通過ベクトルが生じるように印加される。この場合各ステーター通過ベクトル毎に給電された直流電圧回路中の電流上昇時間が測定され、最も短い電流上昇時間を持ったステーター通過ベクトルの位相位置がローター位置を定める。ローターの静止状態位置の確定に適した方法の詳細は、前述した公知文献にも詳細に示されておりここでの再度の説明は省く。

ローター位置の確定に従ってモーターの始動の前にアップ／ダウンカウンター６０には制御装置５４のマイクロコントローラから、事前に求められたロータースタート位置に相応している初期値ないしスタート値が印加される。機器の始動と回転数制御のためのさらなる方法は、モーターの素線電圧の第３高調波及び／又はさらなる奇数次高調波の評価によるセンサレスのローター位置検出方法に基づく。ここでは空隙内の非正弦波状の磁束分布によって調波成分が着目され、この場合極中心部に対称な励磁分布のために奇数次の高調波のみが現れる。空隙磁束密度の台形から矩形状の経過のためにここでは特に磁束密度の第３高調波（これは素線電圧中の第３調波としても現れる）が著しい特性量を有し、残りの調波は通常の観察では無視できる。

位相コイルＵ，Ｖ，Ｗのスター結線によって個々のコイル内で第３調波電流が現れない場合には、３相誘導される全ての第３高調波における位相も絶対値も同じになる。第３高調波は、ゼロシステムを形成する。これは位相コイルの中性点２８と位相抵抗３２，３４，３６によって人為的に形成される中性点３０の間の電圧差から容易に得られる。なぜならこの人為的中性点３０はゼロ電圧システムをシミュレートしないからである。

モーターの始動時点ではまず２つの中性点２８と３０の間の電圧差が求められる。この場合これらの中性点電圧は、タップ３７と４１を介して、並列接続された位相抵抗３２，３４，３６と抵抗３８による分圧器ないしは抵抗４２と４４による分圧器から積分器としての差動増幅器４６の各入力側に印加される。この場合位相コイルの中性点２８の分圧器のタップ４１は積分器４６の正の入力側に接続され、抵抗式中性点３０の分圧器のタップ３７は積分器４６の負の入力側に接続される。これら２つの中性点電圧はこの場合分圧器を介してアース電位に関係づけられる。

積分器４６の複数の入力側における差分信号は、純粋な交流電圧であり、この差分信号の振幅は、磁極ホイール電圧の振幅に比例している。これらはモーター回転数の上昇と共に増加するので、使用される演算増幅器は過制御を回避するために積分器４６として接続される。演算増幅器の２つの機能は、差動入力側を備えた積分器４６を形成する。この場合積分器４６の出力側には振幅が一定の電圧が生成される。さらに積分器４６の入力電圧に対する出力電圧の位相差が次のように生じる。すなわち積分器４６の出力側におけるゼロ点通過の時間位置が第３高調波の極値に相応し、さらにインバーター１４の整流時点に相応するように生じる。

図２には、始動過程中のアナログ位置信号∫Ｕ３の基本的な時間経過特性が示されている。この場合時点Ｔ１までが静止信号である。時点Ｔ１では、ローター２４が作動状態におかれる。但しほぼ時点Ｔ２まではヒステリシスを備えて動作するコンパレータ５２の矩形状の出力信号が、利用可能な位置情報を供給する。この場合時点Ｔ２での転換点を有する曲線形状も、後続する最大値若しくは最小値も、あるいは信号の絶対値も、連続した位置情報の検出のために用いることが可能である。図２中の波線の特性曲線は、信号がローター２４の各初期位置に応じて実線の形態のようにモーターの始動後に上昇し得ることもあるいは波線の形態のように低減し得ることも表している。この場合の波線は、信号の静止値による直線における鏡像関係に相応している。

積分器４６の出力側からのローター位置信号は、ヒステリシスを備えて動作するコンパレータ５２とＡ／Ｄ変換器５０に同時に供給される。この積分器４６の出力側からはアナログ形式の一次近似において正弦波状のローター位置信号∫Ｕ３が得られる。この信号はＡ／Ｄ変換器５０を介してマイクロコントローラμＣに供給され、それによって制御装置５４はこの信号の値を各時点毎に把握できる。Ａ／Ｄ変換器５０はマイクロコントローラに瞬時の位置信号を二進形式の８ビットの値として提供している。この場合ローター位置信号の静止値（図２）の各通過毎に正確に下降エッジ若しくは上昇エッジが対応している。

コンパレータ５２の二進信号は、その他にアップ／ダウンカウンター６０に印加されており、そこでは二進の位置信号の各信号エッジ毎に値が１つだけカウントアップ若しくはカウントダウンされる。このカウンタはこの場合ローター２４のそれぞれ６０°の電気角度毎の位置に応じて６つの状態を識別する。制御装置５４のマイクロコントローラは、線路７０を介してカウンタ６０をトリガし、線路７２を介してカウントアップないしカウントダウンの計数方向によってモーターの回転方向を確定する。線路６８を介してカウンタ６０は"ロード"信号を受け取り、それに続いて当該カウンタは線路６６を介して３ビット幅のスタート値により、事前に求められたローター２４のスタート位置に応じて初期化を行う。アップ／ダウンカウンター６０からは、６つの生じ得るカウント状態が３ビットのデータとしてインバーター１４のトランジスタドライバ段６２に供給され、そこではこのカウント状態から実際化すべきスイッチング要素が確定される。それはここでは有利にはＭＯＳＦＥＴトランジスタである。

アップ／ダウンカウンター６０に従ってパルス幅変調器５８も線路６４を介してマイクロコントローラμＣによりスタート値で初期化される。インバーター１４のスイッチング要素の制御は、パルス幅変調器５８によりトランジスタドライバ段６２を介して設定されたデューティ比に応じて行われる。この場合パルス幅変調器５８には制御装置５４のマイクロコントローラからモーター電圧が二進信号として予め与えられる。トランジスタドライバ段６２のトリガは、トリガ端子６１を介してマイクロコントローラによって直接行われる。ここにおいてマイクロコントローラはＡ／Ｄ変換器５０を介してアナログ位置信号の値を図２に示されているように追従する。マイクロコントローラは、インバーター１４からステーター２２の位相コイルＵ，Ｖ，Ｗに供給されるモーター電圧をパルス幅変調器５８に供給された二進値を介して、積分器４６の出力側におけるアナログの位置信号が図２に示されているその静止値を時点Ｔ１において逸脱するまで高める。この時点において、接続された負荷によるモーターの固着トルクが克服され、ローター位置信号∫Ｕ３が例えば図２に示されている形態でその静止レベルを越えて上昇し、時点Ｔ１において最初に転換点を通過し、時点Ｔ３において相対的な最大値若しくは最小値を通過し、そして既に時点Ｔ４においては素線電圧の第３高調波に相応してほぼ正弦波状の経過に移行している。アナログのローター位置信号∫Ｕ３が所定の値だけその静止レベルＲから外れるか若しくはこの信号が転換点を通過している場合には、マイクロコントローラはアップ／ダウンカウンター６０をトリガし、それによって当該カウンタはコンパレータ５２の二進形式の位置信号の各信号エッジによって自動的にワンステップだけさらにカウントし、これによってモーター電流の整流が生じる。それに続いてモーターの回転数制御が制御装置５４のマイクロコントローラに印加された目標回転数の信号５６に相応してパルス幅変調器５８の設定を介して行われる。これに対してはコンパレータ５２の出力側における二進のローター位置信号の周波数若しくは周期期間が制御装置５４のマイクロコントローラによって測定される。

総合的にみて電子的に整流可能な直流モーターの始動のための本発明による方法によれば、特に有利な形式で所定の回転数領域におけるモーターの制御された運転状態が達成されるだけでなく、モーターの始動自体も既に制御された形態で実施され、さらに障害も監視することができるようになる。このことは、まず本来の始動過程の前に、ローターの静止位置が求められことによって可能となる。このことは止まっているローターのもとでの僅かな計算速度とそれ故の制御装置５４に対する比較的簡素で低コストなマイクロコントローラμＣしか必要としないことを意味する。位相コイルＵ，Ｖ，Ｗのうちの２つの順次続く初期の通電によって、ローター及びステーター通過による軸間で約６０°〜１２０°の間の電気角度、有利には約９０°の電気角度が生じるようにしてローター２４は静止状態から最大限の加速の伴う回転トルクを受けられる。さらにステーター２２の位相コイル内の電流は、ローター２４が回転を開始するまで高められ、その場合に積分器４６の出力信号はその静止レベルＲを逸脱する。積分器信号が所定の限界値を上回るかないしは下回った後では、二進ローター位置信号の信号エッジによる自己整流がトリガされる。当該の手段によれば、僅かな回路技術的なコストをかけるだけで始動時のモーターブロッキングの危険性なしで負荷に依存した制御が達成される。

永久磁石によって励磁されたローターを有しているセンサレス方式の電子整流可能な三相直流モーターを示した図 始動期間中の積分されたアナログローター位置信号の基本的な時間経過特性を示した図

Claims (8)

1. 永久磁石で励磁されるローター（２４）と、多相、特に三相のステーターコイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）を支持するステーター（２２）と、直流電圧源からのステーター位相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の連続した通電のための制御装置（５４）によって制御される切換装置（１４）とを有し、
   最初に静止状態と始動過程の開始時点における最小値よりも下方のローター回転数領域においてローター（２４）の位置を制御装置（５４）により求め、
   続いて切換装置（１４）を介してステーター（２２）の位相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の制御された始動時通電を行い、
   それに対してローター回転数の所定の最小値に達した後では、素線電圧の第３高調波及び／又はさらなる奇数次の高調波から直接導出される位置信号（∫Ｕ３）をモーターの自己整流に対するローター位置信号として受取り、その結果から切換装置（１４）への制御信号を通常動作モードにおける位相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の通電のために供給し、
   前記ステーター（２２）の素線電圧の第３高調波及び／又はさらなる奇数次の高調波が、一方では位相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の中性点（２８）を介して、そして他方では３つの位相抵抗（３２，３４，３６）から形成された補助中性点（３０）を介して、後置接続された積分器（４６）を備えたコンパレーター（４０）に供給される、電子整流可能なセンサレス直流モーターの始動方法において、
   前記積分器（４６）の出力信号がモーターの静止状態と始動過程の開始時点においてはＡ／Ｄ変換器（５０）を介して制御装置（５４）に供給され、ローター回転数の所定の最小値の上方の領域においてはヒステリシスを備えたコンパレーター（５２）を介して制御装置（５４）に供給されるようにしたことを特徴とする方法。
2. 前記制御装置（５４）は静止状態においてステーターの位相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）へ電流パルスを印加し、個々のコイルにおける電流上昇からローター（２４）の静止位置を求める、請求項１記載の方法。
3. ステーター（２２）の位相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の初期通電期間及び／又は初期量がモーターのそのつどの負荷に適応化される、請求項１記載の方法。
4. 前記制御装置（５４）がマイクロコンピュータ（μＣ）を有しており、該マイクロコンピュータ（μＣ）はその入力信号としてＡ／Ｄ変換器（５０）の信号と、ヒステリシスを備えたコンパレーター（５２）の信号と、目標回転数信号（５６）とを受け取り、その出力側からドライバ段（６２）を介してステーター位相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の通電用の切換装置（１４）を制御する、請求項１から３いずれか１項記載の方法。
5. 前記制御装置（５４）は、ローター回転数が所定の最小値に達した後で、ヒステリシスを備えたコンパレーター（５２）を介して、モーターのローター位置に依存した自己整流に対する二進位置信号を連続的に受け取る、請求項１から４いずれか１項記載の方法。
6. 静止値（Ｒ）とほぼ正弦波状の振幅（Ｓ）の間の、積分器（４６）から供給されるアナログローター位置信号（∫Ｕ３）の所定の値から、位相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の制御された始動時通電からヒステリシスを備えたコンパレーター（５２）の二進出力信号の信号エッジによる整流制御への切換のトリガが、素線電圧の第３高調波の経過に相応して行われる、請求項１から５いずれか１項記載の方法。
7. 位相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の制御された初期検出（Ｔ２＞Ｔ＞０）からヒステリシスを備えたコンパレーター（５２）の出力信号による制御への切換のトリガが、積分器（４６）の出力信号（∫Ｕ３）の第１の転向点（Ｔ２）への到達と共に行われる、請求項１から６いずれか１項記載の方法。
8. ローター（２４）の静止状態位置の検出の後で、ステーター（２２）の位相コイル（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の少なくとも２つが初期値を用いてローター及びステーター通過の軸間で３０°〜１５０°の電気角度、有利には約９０°の電気角度が生じるように通電される、請求項１から７いずれか１項記載の方法。

Images