KR20100054830A - 전동 드라이브 및 그 제어 방법 - Google Patents

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Abstract

전동 드라이브(1)가 제공되며, 상기 전동 드라이브(1)는 영구 자석 브러시리스 모터(2)와, 모터(2)의 파워 공급 브리지(3)와, 회전자 위치 및 상전류(Is)에 따라 상기 파워 공급 브리지(3)를 제어하는 회로를 포함한다. 상기 드라이브(1)은 상기 회전자의 위치를 결정하기 위해 고정자 권선에서의 유도된 역기전력(Es)의 제로 크로싱을 검출하는 회로(6)와, 상전류(Is)의 진폭을 간접적으로 검출하는 회로(25)를 포함한다.

Description

전동 드라이브 및 그 제어 방법{ELECTRIC DRIVE AND METHOD FOR CONTROLLING IT}
본 발명은 영구 자석을 구비한 브러시리스 모터(brushless motor)에 대한 전동 드라이브(electric drive) 및 상기 전동 드라이브를 제어하는 방법에 관한 것이다.
비한정적 의미의 예로서, 본 명세서는 전동 송풍기(electric ventilator)에서 사용되는 액시얼 팬(axial fan), 래디얼 팬(radial fan) 및 다른 타입의 팬을 구동시키기 위해, 사인파 역기전력[sine-wave counter electromotive force(c.e.m.f.)]를 발생시키는 영구 자석을 구비한 3상 브러시리스 모터를 포함하는 드라이브를 설명한다.
이러한 전동 팬의 애플리케이션 분야가 차량에 설치하기 위한 실내온도조절기 및 냉각 시스템이라면, 이러한 용도로 사용되는 전동 팬의 개발에 있어 주된 목표는 소음 감소, 에너지 소비 제한, 및 비용 감소임을 알아야 한다.
이러한 요건들로 인해, 사인파 전류를 발생시킬 수 있는 인버터(inverter)에 의해 구동되는 사인파 c.e.m.f. 브러시리스 모터(AC 브러시리스 모터)가 채택되고 있으며, PWM 6-단계 구동 사다리꼴 c.e.m.f 모터(더 일반적으로는 DC 브러시리스 모터로 알려짐)의 사용은 구식이 되고 있다.
c.e.m.f. 및 관련 상전류(phase current)의 사인파형은 능동 토크 리플(active torque ripple)을 최소화(실질적으로 제로(0))시켜, 기계적 진동 및 소음을 감소시킨다.
또한, 어떤 구동 토크를 발생시키기 위해 전류 소모를 최소화시켜 전류 제어 전압 인가 인버터에 의해 노멀(normal)하게 구동되는 AC 브러시리스 모터의 최적의 드라이브를 통해 전기기계 변환 효율이 최대로 될 수 있음이 알려져 있다.
이러한 타입의 드라이브를 획득하기 위해, 스태틱 스위치(static switches)는, 공급된 토크 및 회전 속도가 무엇이든 간에, 고정자 권선에서 순환하는 전류에 의해 발생된 자기장의 극축(polar axis)에 대해 회전자 자기장의 극축이 전기 각도(electrical degree) 90도에서 유지되는 방식으로, 상태를 변경시켜야만 한다.
회전자의 각도 위치(angular position)에 대한 정보를 획득하기 위해, 상대적으로 고비용의 디바이스들이 통상적으로 사용되는데, 여기에는 회전자의 주변을 따라 자기적 에너지를 공급하는 필드의 사인 파형을 검출하기 위해 고정자와 통합되고 아울러 각도면에서 적절하게 배치된 앱셜루트 인코더(absolute encoder)들 혹은 홀 효과 센서(Hall effect sensor)들이 포함된다.
이후, 센서들에 의해 발생된 출력 신호들은, 회전자 자기장과 고정자 자기장 간의 각도 시프트(angular shift)가 전기 각도 90도를 유지하도록 하는 방식으로, 스태틱 스위치를 구동시키기 위해 적절하게 디코딩된다.
이러한 타입의 드라이브는 앞서 언급된 위치 센서를 사용해야 하고, 그 비용은 상대적으로 높다.
드라이브의 비용을 감소시키기 위해, 이러한 타입의 센서를 사용하지 않는 구동 방법이 개발되고 있다.
이러한 구동 방법은 만약 드라이브가 최적의 상태에 있다면 동작 필드(토크, 회전 속도, DC 공급 전압)에서의 각각의 포인트에서, c.e.m.f.와 상전류의 위상은 동일하고, 그 반대의 경우도 같다.
결과적으로, "센서리스(sensorless)"로 알려져 있는, 이러한 구동 방법 및 드라이브는, c.e.m.f.와 전류가 제로와 교차하는 포인트(제로 크로싱(zero crossing) 포인트)들을 검출하기 위해, 그리고 c.e.m.f.와 전류 간의 상대적 위상을 계산하기 위해, 그리고 이 두 개의 양이 동일 위상을 유지하도록 인버터 스태틱 스위치를 구동시키는 적절한 방법을 구현하기 위해, 전기적 양(예를 들어, 모터 단자에서의 전압 혹은 모터 권선에서 순환하는 전류)을 판독하는 것에 근거를 두고 있다.
이러한 방법들 중 한가지 단점은 c.e.m.f.의 제로 크로싱을 검출하기 위해서, 즉 c.e.m.f.의 부호를 판독하기 위해서, 권선을 통해 흐르는 전류는 판독이 이루어질 수 있을 만큼 충분히 오랫동안 제로를 유지해야만 한다는 것인데, 이러한 파형은 요구된 전류의 사인 파형과는 다른 것이다.
이상적인 것과의 차이로 인한 영향이 거의 없도록 하기 위해, 전류가 제로에서 유지되는 시간 간격의 길이는 최소로 감소돼야만 하고, 그리고, 최소한, 제어되는 상전류 방해로 인한 왜곡을 없애기 위해, 그리고 요구된 신호를 판독하지 못할 위험을 없애기 위해, 실시간으로 회전자의 각도 위치를 계산하는 정교한 알고리즘이 도입되며, 실제로, 이러한 알고리즘은 필드 지향 제어(Field-Oriented Control)(업계의 전문 용어로 FOC)의 필수적 부분이고, 높은 처리 능력을 구비한 정교하고 고가의 제어기(업계의 전문 용어로는 DSP 제어기로 알려져 있음)를 사용해야 한다.
이러한 점에서, 본 발명의 주목적은 앞서 언급된 단점이 없는 전동 드라이브를 제안하는 것이다.
본 발명의 일 목표는 잡음이 낮고 에너지 소모가 적은 드라이브를 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목표는 간단하고 저렴한 제어 아키텍처에 기반을 둔 전동 드라이브를 제공하는 것이다.
상기 제시된 기술적 목적 및 특정된 목표는, 본원의 청구항 제1항 및 그 종속 청구항들 중 하나 또는 그 이상의 청구항에서 제시되는 특징을 구비한 전동 드라이브에 의해 실질적으로 달성된다. 본 발명은 또한 이러한 드라이브를 제어하는 방법에 관한 것이다.
본 발명의 다른 특징 및 장점은, 첨부되는 도면에서 도시된 바와 같이 영구 자석 브러시리스 모터를 위한 전동 드라이브의 바람직하고 비한정적 의미의 실시예를 참조하는 아래의 설명에서 더 명확하게 된다.
도 1은 본 발명에 따른 전동 브러시리스 모터 드라이브의 원리도(principle diagram)이다.
도 2는 AC 브러시리스 모터의 위상의 등가 회로를 나타낸다.
도 3은 도 2의 회로의 벡터도를 나타낸다
도 4는 도 2의 회로의 최적 동작을 나타내는 벡터도이다.
도 5는 본 발명에 따른 드라이브의 일부의 예를 나타낸 도면이다.
도 6은 도 1의 드라이브의 제 1 상세 회로도이다.
도 7은 도 1의 드라이브의 제 2 상세 회로도이다.
도 8은 최적의 동작 조건에 도달할 때까지 도 1의 드라이브를 제어하는 절차를 나타낸다.
도 9는 브러시리스 모터에 인가된 전압을 나타낸 도면이다.
도 10은 도 9의 특정 동작 조건에서의 도면이다.
첨부되는 도면을 참조하고, 특히 도 1을 참조할 때, 도면번호 1은 본 발명에 따른 전동 드라이브를 나타낸다.
본 발명은 시간적으로 연속인 정보를 획득하여 이로부터 전동 드라이브에 의해 파워가 공급되는 모터의 제어를 최적화하기 위한 공급 전압 값을 얻어내는 원리에 기반을 두고 있다.
드라이브(1)는, 예를 들어 팬(미도시)을 구동시키기 위한 전동 모터(2)를 포함한다.
본 명세서의 설명이 계속됨에 따라 더 명확해지는 바와 같이, 드라이브(1)의 목적은 간단하고 경계적으로, 역기전력(counter electromotive force)(이것은 또한 약어로 c.e.m.f.로 언급됨)의 제로 크로싱을 검출함으로써 모터(2)의 회전자의 위치에 관한 정보를 획득하는 것이다.
예를 들어, 본 명세서의 상세한 설명은 본 발명의 범위를 한정함이 없이 등방성의 2극 회전자 및 3상 고정자 권선을 구비한 영구 자석 브러시리스 모터(2)를 제시한다.
고정자 권선은 세 개의 권선을 포함하고, 이 세 개의 권선은 동일한 형상과 권선수를 가지며 120도만큼 위상 시프트(phase-shift)되어 있고 아울러 그 중심이 액세스될 수 없는 Y자형 회로 연결에 의해 연결되어 있다.
도 2는 모터(2)의 회로 모델을 나타낸다.
세 개의 권선 각각은 상저항(phase resistance)(Rs) 및 동기 인덕턴스(synchronous inductance)(Ls)로 그 특징이 나타나 있다.
전압(Vs)이 모터(2)에 인가되고, 반면 벡터(Es)는 세 개의 고정자 권선 각각에서의 유도된 c.e.m.f.를 나타낸다.
c.e.m.f.는 사인 파형을 가지는데, 이는 영구 자석 회전자의 회전 때문이며, Is는 상전류이고, 이 또한 사인 형태이며, 세 개의 권선 각각을 통해 흐른다.
도 3은 앞서 언급된 전기적 양(Vs, Is, Es)의 벡터도를 나타낸다.
다이렉트 축(direct axis)(d)은 회전자 흐름 방향(
Figure pct00001
)으로 배향되고, 콰드러처 축(quadrature axis)은 다이렉트 축(d)과 90도의 각도를 이룬다.
유도 법칙(
Figure pct00002
)에 따르면, 고정자 권선 내의 유도된 c.e.m.f.(Es)는 언제나 콰드러처 축(q)을 따라 유도되는바, 즉, 회전자 흐름(
Figure pct00003
)에 대해 90도 만큼 위상 시프트된다.
사전에 결정된 동작 조건을 위해, 드라이브(1)에 의해 고정자 권선에 인가되는 전압(Vs)은 앞서 언급된 바와 같이, 벡터(Vs)로 표현된다.
고정자 전류 벡터(Is)와 벡터 차(Vs-Es)는 함께 각(angle)(
Figure pct00004
)을 형성한다. 각(
Figure pct00005
)은 모터의 특성 파라미터에 따라 다르고 그리고 관계식
Figure pct00006
을 따르는 공급 주파수에 따라 다르다.
모터의 전자기 파원 수율은
Figure pct00007
로 주어지고, 여기서
Figure pct00008
는 Es와 Is가 형성하는 각이다.
모터(2)가 흡수한 파워는 본질적으로, 전자기 파워 수율과 3상 저항기에서의 주울 효과로 인한 파워 손실의 합이다.
따라서, 어떤 전자기 필드가 주어진다면, 흡수된 파워는, 각(
Figure pct00009
)이 제로가 될 때, 즉 도 4에 도시된 바와 같이 c.e.m.f.(Es)와 전류(Is)가 동위상일 때, 가장 낮다.
도 1에 도시된 바와 같이, 드라이브(1)는 모터(2)에 파워를 공급하기 위한 3상 브리지(3) 혹은 인버터를 포함한다.
바람직하게는, 드라이브(1)는 도 1에 도시된 바와 같이 인버터(3)의 세 개의 다리에 연결됨과 아울러, 인버터에서 순환하는 전류가 지나가는 저인덕턴스 션트(low-inductance shunt)(3a)를 포함한다(이에 대해서는 아래에서 더 상세히 설명됨).
드라이브(1)는 또한 브리지(3)에 파워를 제공하는 직류 스테이지(direct current stage)(4)를 포함하고, 상기 직류 스테이지(4)에는 또한 레벨링 커패시터(levelling capacitor)(5)(Cbus) 및 필터링 인덕터(filtering inductor)(5a)(Lbus)가 포함된다.
예를 들어, 3상 브리지(3)는 실질적으로 잘 알려진 타입의 사인-델타 PWM 변조를 통해, 가변 주파수 "freq"에서 서로 120도 만큼 위상 시프트된 세 개의 전압을 발생시킨다.
유리한 점으로, 기본 공급 전압의 진폭은 주파수(f)의 1차 함수로서 프로그래밍될 수 있음과 아울러 후자와는 독립적으로 프로그래밍될 수 있다.
주목해야 할 사항으로서, 잘 알려진 바와 같이, 영구 자석 브러시리스 모터(2)는 자신의 동기 속도에서만 토크를 전개하여, 공지된 관계식
Figure pct00010
(여기서, p는 영구 자석 회전자의 극(pole)의 수)에 따라, 인가되는 전압의 주파수(f)에 정비례하는 속도에서 정확히 회전하게 될 것이다.
드라이브(1)는, 역기전력, 특히 c.e.m.f.(Es)의 제로 크로싱을 검출하기 위한 회로(6)(이후 이것은 c.e.m.f. 제로 크로싱 검출 회로(6)로도 언급됨)를 포함한다.
검출 회로(6)는 도 5에 도시된 제 1 스테이지(stage)와 도 6에 도시된 제 2 스테이지를 포함한다. 제 2 스테이지는 제 1 스테이지로부터의 출력 신호를 처리한다.
예시된 바람직한 실시예에서, 회전자의 위치에 관한 정보는 모터의 3개의 위상들 중 단지 하나에 의해서만 발생되는 c.e.m.f.의 제로 크로싱을 검출함으로써 획득되는바, 이에 대해서는 후속되는 다음의 상세한 설명으로부터 보다 명확하게 이해될 것이다.
대안적 실시예에서, 예를 들어 더 높은 과도 응답 속도를 요구하는 더 정교한 애플리케이션에서, 회전자 위치 신호는 각각의 위상에 대해 앞서 설명된 회로를 모방함으로써 모든 위상에 대해 검출된다.
설명의 편의를 위해 Y자형으로 연결된 모터(2)의 위상의 양을 고려하면(델타모양으로 연결된 모터도 Y자형으로 연결된 그 등가물과 기능적으로 다르지 않다고 알려져 있음), c.e.m.f.의 값은 다음의 관계식으로 주어진다.
Figure pct00011
따라서, es의 값을 알아내기 위해서는, 모터(2)의 위상에 인가된 전압(Vs)의 값(vs) 및 모터(2)의 권선에서의 전류의 흐름으로 인한 저항성 및 유도성 전압강하(resistive-inductive drop)를 알 필요가 있다.
아래에서 설명되는 바와 같이, 본 발명에 따른 드라이브(1)의 목표는 저항성 및 유도성 전압강하 및 모터(2)의 위상에 인가된 전압을 찾으려는 것이다.
저항성 및 유도성 전압강하를 구하기 위해, 드라이브(1)는, 도 5에 도시된 바와 같이, 유도성 및 저항성 소자(inductive-resistive element)(9)를 포함하고, 이 유도성 및 저항성 소자(9)는, 아래에서 설명되는 바와 같이, 모터(2)의 3개의 위상 중 하나와 직렬로 연결된다.
상기 소자(9)는, 상호 자기 결합 계수가 1에 매우 가까운, 제 1 인덕터(Li1) 및 제 2 인덕터(Li2)를 포함한다.
두 개의 인덕터(Li1 및 Li2)는 오토트랜스포머(autotransformer)(9a)가 형성되도록 연결되고, 그리고 바람직하게는 도 5에서 30으로 표시되어 도식적으로 제시된 자기 코어 둘레에 감긴다.
예를 들어, 자기 코어는 더블 E의 형상이고, 고주파 페라이트(high-frequency ferrite)로 만들어지거나 혹은 자기 플레이트(magnetic plates)용의 플레인 스틸(plain steel)로 만들어진다.
제 1 인덕터(Li1)는 모터(2)의 위상 권선들 중 하나와 직렬로 연결되고, 오토트랜스포머(9a)의 1차측을 구성한다.
바람직하게는, 인덕터(Li1)는 주울 효과로 인한 파워 손실을 최소화하기 위해 권선의 직경의 크고, 권선수(N1)는 낮다.
Ri1은 제 1 인덕터(Li1)의 권선의 저항을 나타낸다.
오토트랜스포머의 2차측을 구성하는 제 2 인덕터(Li2)는 인덕터(Li1)의 권선수(N1)보다 훨씬 더 큰 권선수(N2)를 가지고 있고, 전류(is)가 지나가지 않으며, 따라서, 1차측에 흐르는 전류(is)의 도함수에 따라 달라지는 전압(Vt2)이 제공된다.
도 5를 참조하여, 만약,
Vt = 도 5의 단자(10, 11), 즉 유도성 및 저항성 소자(9)의 단자에서의 전압,
VR = 저항기(Ri1) 상에서의 전압 강하,
Vt1 = 제 1 인덕터(Li1) 상에서의 전압 강하,
Vt2 = 제 2 인덕터(Li2) 상에서의 전압 강하,
M = Li1과 Li2 간의 상호 인덕턴스라면,
Figure pct00012
Figure pct00013
Figure pct00014
유의해야 할 중요한 것으로서, Vt에 대한 표현이 전류의 흐름으로 인한 모터(2)의 권선에서의 저항성 및 유도성 전압강하에 대한 표현과 형식적으로 동일하다는 것이다.
따라서, 다음과 같은 방정식이 나올 수 있다.
Figure pct00015
여기서,
Figure pct00016
은 감쇠 계수(attenuation coefficient)이다.
모터(2)의 동기 인덕턴스(Ls), 1차측의 자기 인덕턴스(Li1), 및 관련 권선수(N1)를 사용하여, 다음의 방정식을 만족시키는 2차측(Li2)의 권선수(N2)를 알아낼 수 있다.
Figure pct00017
따라서, 앞에서 특정된 파라미터들을 갖는 저항성 및 유도성 소자(9)를 만듦으로써, 모터(2)의 위상 상에서의 저항성 및 유도성 전압강하의 감쇠된 값이, 실제로, 모터(2)의 위상의 등가 회로에 대응하는 측정 회로를 사용하여 획득될 수 있다.
감쇠 계수
Figure pct00018
는 드라이브(1)의 전체 손실에 관한 c.e.m.f. 검출 회로(6)의 영향을 표시함을 주목해야 하며, 이 계수가 작을수록 손실이 작다.
모터(2)에 인가되는 전압(Vs)에 관한 정보는 인가된 전압을 측정하는 회로(12)를 사용하여 획득된다.
이러한 측정 회로(12)는 특히 도 5에 예시된 Y자형으로 연결된 3개의 저항(13, 14, 15)을 포함한다.
아래에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, Y자형으로 연결된 저항(13, 14, 15) 세트에 의해 측정가능한 인가된 등가 전압(vs)의 기여분 및 상호 결합된 인덕터(Li1 및 Li2)에 의해 제공된 저항성 및 유도성 전압강하의 기여분 모두를 상기 계수
Figure pct00019
만큼 감쇠시킴으로써, 도 5의 회로는 감쇠된 c.e.m.f. 신호를 공급하고, 그 진폭은 다음과 같다.
Figure pct00020
앞서 정의된 감쇠 계수
Figure pct00021
에 근거하여, 공급 전압(Vs)을 측정하기 위해 사용되는 Y자형으로 연결된 저항(13, 14, 15)은 적절하게 불균형화(unbalance)된다.
도 9는 인버터(3)에 의해 발생되어 모터(2)에 인가되는 실재적 제 1 고조파 전압(V1, V2, V3)을 나타내고, 그 각각은 이상적인 각각의 전압 발생기의 형태로 도식적으로 제공되어 있다.
예시된 바와 같이, 전압
Figure pct00022
V1이 저항기(13)(이것은 또한 R
Figure pct00023
로도 표시되어 있음)의 단자에서 나타나야만 한다.
바람직하게는, 저항기(13, 14, 15)의 값은, 모터(2)에 파워를 공급하는 대칭적 3상 트라이어드(symmetrical three-phase triad)를 참조하여, 소정의 시점에서, 계산될 수 있다.
예를 들어, V1이 그 최대값 Vm에 도달하는 시점에서, V2 및 V3의 값은 -Vm/2이다.
따라서, 분석될 회로는 도 10에 도시된 회로와 같다.
도 10의 회로에서 R
Figure pct00024
상에서의 전압 강하의 계산에 중첩 효과의 원리를 적용하면 다음과 같다.
Figure pct00025
이로부터 R
Figure pct00026
과 R 간의 관계가 앞서 정해진 값인
Figure pct00027
에 대해 얻어질 수 있다.
Figure pct00028
여기서, R은 저항기(14 및 15)에 대한 총칭적 저항값이다.
도 6에 도시된 신호 조절 회로에 신호
Figure pct00029
es를 인가함으로써, 마이크로제어기(microcontroller)(26)에 의해 처리될 수 있는 역기전력의 제로 크로싱에 대한 신호가 제공된다.
이렇게 획득된 동작은 디지털 출력 홀 센서로 획득된 동작과 실질적으로 동일하다는 것에 주목해야 한다.
특히, 도 6에 예시된 바와 같이, 이러한 회로는 캐스캐이드(cascade) 연결된 두 개의 비교기 스테이지를 포함하는데, 제 1 스테이지(7)는 각각의 비교기(16)를 구비하고, 어떠한 히스테리시스를 나타내지 않으며, 그리고 스퓨리어스 스위칭(spurious switching)이 그 출력에서 검출될 수 있다.
회전 속도가 낮을 때, c.e.m.f.의 제로 크로싱을 검출하는 도 5의 회로는 수 백 밀리볼트의 전압값을 제공하고, 그리고 낮은 감쇠 인자
Figure pct00030
로 인해, 신호대잡음비가 낮으며, 이는 도 6의 회로의 제 1 스테이지(7)의 출력에서 앞서 언급된 스퓨리어스 스위칭을 일으킨다.
제 2 스테이지(8)는 비교기(17)를 잘못 트리거(triger)시킬 수 있는 신호 오실레이션(signal oscillations)을 제한하기 위해 RC 입력 필터(18)를 구비한 제2의 히스테리시스 비교기(17)를 포함한다.
RC 필터(18)는 커패시터(19) 및 저항기(20)를 포함하고, 그 타입은 실질적으로 알려져 있다.
제 2 스테이지(8)는 또한 스위칭 쓰레시홀드(switching threshold) 및 관련 히스테리시스를 정하기 위한 저항성 회로망을 포함한다.
예시된 실시예에서, 저항성 회로망은 서로 적절하게 결합된 네 개의 저항(21, 22, 23, 24)을 포함한다.
따라서, 히스테리시스 비교기 스테이지의 출력에서 어떠한 스퓨리어스 스위칭은 존재하지 않고, 이는 마이크로제어기(26)의 프로세싱 효율 관점에서 명백한 이점을 제공한다.
모터(2)의 효율을 최대화하기 위해, 고정자 권선에서의 전류는 관련 c.e.m.f.와 위상이 동일해야만 한다.
도 4의 벡터도를 참조하면, c.e.m.f.(Es)에 대해서, 인가된 전압(Vs)에 대한 최적의 선도각(advance angle)(
Figure pct00031
)의 근사 표현을 얻을 수 있다.
만약 위상이 동일한 저항성 전압강하를 무시할 수 있다면(모터(2)의 효율이 높을수록 이러한 전압강하는 더 무시 가능함), KE를 V/rpm으로 측정된 c.e.m.f. 상수라고 하고, p를 폴의 개수라고 하면, 다음과 같은 식을 얻을 수 있다.
Figure pct00032
더욱이, 만약 각도(
Figure pct00033
)의 최적값이 전기 각도 20도보다 작다면, 이 각도의 탄젠트는 이 각도 자체로 근사화될 수 있고, 따라서 다음과 같은 식을 얻을 수 있다.
Figure pct00034
여기서 동기 인덕턴스(Ls)의 단위는 바람직하게는 헨리(Henry)로 표현된다.
달리 말하면, 만약 저항성 전압강하 RsIs가 Es에 대해 무시가능하고, 그리고 선도각
Figure pct00035
의 탄젠트가 선도각 자체로 근사될 수 있다면, 실제로 선도각
Figure pct00036
은 단지 상전류 Is에 의해서만 선형적으로 달라진다.
본 발명에 따른 드라이브(1)가 매우 간단하고 경제적인 마이크로제어기(26), 예를 들어, 8-비트 마이크로제어기를 포함하기 때문에,
Figure pct00037
와 전류 소모 Is 간의 앞서 언급된 선형 관계는 예를 들어 테이블 포맷으로 마이크로제어기 내에 저장될 수 있고, 이는 전류 Is에 비례하는 신호가 마이크로제어기(26)에 대해 이용가능하게 만들고, 그리고 마이크로제어기(26)는 대응하는
Figure pct00038
에 따라 브리지(3)를 제어할 수 있다.
이러한 것을 위해, 드라이브(1)는 상전류 진폭을 간접적으로 검출하는 회로(25)를 포함한다.
더 구체적으로 살펴보면, 상기 회로(25)는 션트(3a)의 단자에 존재하는 전압 신호(상기 션트(3a) 자체를 통해 흐르는 전류에 직접적으로 비례함)를 처리하는 엔벨로핑 검출기(enveloping detector) 혹은 검출기 스테이지(27)를 포함한다.
문헌으로부터 알 수 있는 바와 같이, 션트(3a) 상의 전압 피크의 최대값은 모터(2)의 상전류 피크에 비례한다.
상전류가 사인 형태이기 때문에, 엔벨로핑 검출기(27)의 판독은
Figure pct00039
가 곱해진 상전류의 실효값(effective value) Is와 동일하다.
엔벨로핑 검출기(27)는 이러한 정보를 기록하고, 그리고 마이크로제어기(26)는 이것을 캐리어 PWM의 주파수보다 훨씬 더 낮은 주파수로 샘플링하는데, 이러한 정보의 유효성은, 기계적 부하의 변화 속도에 직접적으로 링크되어 있는 엔벨로핑 검출기(27) 출력의 변화 속도가 매우 낮다는 사실에 의해 보증된다.
검출기(27)의 방전 상수는 션트(3a) 상의 전류 피크의 엔벨로프를 정확히 따라갈 수 있도록 적절하게 조절된다는 것에 주목해야 한다.
기본적으로, 마이크로제어기(26)는, 자신의 아날로그대디지털 컨버터를 통해 엔벨로핑 검출기 스테이지(27)의 출력 신호를 샘플링함으로써, 상전류의 전류 값을 간접적으로 측정하고, 그리고 결과적으로, 전류가 c.e.m.f.와 동위상을 유지하도록 하기 위해 인가될 대응하는 최적의 각도를 결정한다.
도 7은 션트 전류 엔벨로핑 검출기(27)의 실시예를 나타낸 도면이다.
검출기(27)는 션트 전류 엔벨로프를 필터링하기 위한 RC 필터(28)를 포함한다.
검출기(27)는 또한, 비반전 신호(non-inverting signal)가 반전 신호보다 더 낮을 때, 커패시터가 저항기(30 및 31)를 통해 방전될 수 있도록 하는 방식으로, 커패시터를 방전시키기 위한 회로(29)를 포함한다.
저항기(30 및 31)는 디바이스가 션트 전류 피크를 따라갈 수 있도록 적절하게 연결된다.
도 8은 브러시리스 모터(2)를 제어하는 절차를 나타내며, 다음의 단계 A 내지 D를 포함한다.
단계 A: 파킹(parking) 혹은 정렬(alignment) 단계;
단계 B: 미리 결정된 램프(ramp) V/f에 따른 가속화 단계;
단계 C: c.e.m.f. 제로 크로싱 신호를 "인게이징(engaging)"하는 단계(여기서, "인게이징"의 의미는 최적의 동작 조건에 도달함을 의미함);
단계 D: 최적화된 드라이브 단계.
단계 A 및 B에서, 인버터(3)는, 모터(2)에 파워를 전체적으로 "개방 루프(open loop)" 모드에서, 즉, 두 개의 이용가능한 피드백 신호들(바꿔말하면 c.e.m.f. 제로 크로싱과 션트 전류 엔벨로프) 중 어느 하나를 사용함이 없이, 제공한다.
단계 C에서, 단지 c.e.m.f. 제로 크로싱 신호만이 사용된다.
마지막으로, 단계 D에서, c.e.m.f. 제로 크로싱 신호와 션트 전류 엔벨로프 신호 모두가 사용되고, 그리고 인버터(3)는 최적의 동작 조건(즉, c.e.m.f.와 상전류의 위상이 서로 동일한 조건) 하에서 모터(2)를 구동시킨다.
단계 A 동안, 고정자 필드와 회전자 필드가 정렬되는 위치가 알려져 이 위치에 회전자가 있게 될 때까지 회전자가 회전하도록 하는 방식으로, 전류가 흐를 수 있도록 적절하게 정의된 세 개의 일정한 전압이 모터에 인가된다.
이 단계는 "개방 루프" 제어 조건 하에서 가능한 최대 구동 토크가 그 다음 단계인 단계 B에서 확실하게 발생될 수 있게 한다.
단계 B에서, 모터(2)는 증가하는 주파수에서 회전하는 고정자 필드가 생성되도록 서로 120도 만큼 위상 시프트된 3개의 사인파 전압에 의해 파워를 공급받으며, 그 진폭은 주파수 자체에 비례한다.
이 단계 동안, 모터(2)에 인가되는 평균 전압의 진폭은, 도 8에 도시된 바와 같이, 주파수 "freq"에 비례하여 변한다.
주파수 "freq"는 제로(0)에서 시작하여, 도 8에 도시된 "fset" 값(이것은 마이크로제어기(26)의 소프트웨어에 설정되어 있음)에 도달할 때까지 증가한다.
"fset" 값은 c.e.m.f. 제로 크로싱 신호가 확실히 검출될 수 있는 최소의 전기적 주파수보다 더 커, 역기전력(Es)과 인가된 전압(Vs) 간의 위상 관계가 그 다음 단계인 단계 C 및 D에서 측정될 수 있다.
이러한 관계는 도 3 및 도 4에 도시된 정량적 값인 Es와 Vs에 의해 만들어진 각도
Figure pct00040
이다.
이러한 가속 램프의 기울기는 드라이브의 파라미터이고, 모터(2)+부하 시스템의 관성(inertia)에 따라 수정되어야 한다.
드라이브에 의해 발생된 회전하는 고정자 필드에 놓인 브러시리스 모터(2)는 "fset"과 관련된 동기 속도에 정확히 도달할 때까지 가속된다.
단계 B에서, 브러시리스 모터(2)는 비동기 모터와 정확히 동일한 방식으로 제어되지만, 비동기 모터와 달리, 브러시리스 모터는 램프 속도의 말단에 도달하게 되는데, 왜냐하면 램프 그 자체 동안, 회전자 필드와 고정자 필드 간의 각도가 90도를 결코 초과하지 않기 때문이고, 여기서 90도의 각도는 "동기" 모터로 알려진 영구 자석 브러시리스 모터에 대한 구동 토크를 발생시키기 위한 필요 충분 조건을 나타낸다.
램프 V/f의 기울기 값은, 모터가 충분한 전류 및 이에 따른 토크를 얻어 예를 들어, 인버터(3)의 공급 전압과 주변 온도와 같은 환경 파라미터에 따라, 주파수 "fset"에 대응하는 속도까지 요구된 시간에 모터가 확실히 가속되도록 하는 방식으로, 선택된다.
주파수 "fset"에 도달하면 단계 C가 트리거되고, 이 동안 주파수는 주파수 값 "fset"에서 일정하게 유지되고, 그리고 인가된 전압(Vs)은 사전에 결정된 비율로 감소한다.
언급된 바와 같이, 단계 C에서, c.e.m.f. 제로 크로싱 신호가 이용가능하고, 따라서 Vs와 Es 간의 위상이 마이크로제어기(26)를 통해 측정된다.
Vs의 점진적 감소는, 모터를 계속 회전하도록 하기 위해 요구되는 최소값에 도달할 때까지(이 조건에 도달할 때, Vs와 Es의 위상은 실질적으로 동일하고, 마이크로제어기(26)는 Vs와 Es 간의 동위상 조건을 검출하며 단계 C가 종료된 것으로 고려함), 전류 소모 Is를 감소시킨다.
단계 C 이후 단계 D가 수행된다.
단계 D에서, 단지 진폭 Vs만이 설정되고, 주파수 "freq"는 설정되지 않는다.
마이크로제어기(26)는 계속적으로 전기적 주파수를 검출하여, 인버터(3)의 출력 전압의 기본 주파수가 대응하고 있는 c.e.m.f. 제로 크로싱 검출 회로(6)로부터의 출력 신호의 두 개의 연속적 신호 에지들 간의 시간 간격을 얻는다(상동(homologous)이건 아니면 비상동(non-homologous) 이건 상관없음).
모터(2)의 최적의 동작을 획득하기 위해, 아래에서 설명되는 단계들을 포함하는 반복적 절차가 또한 수행된다.
상전류의 피크값은 션트 전류 엔벨로핑 검출기(27)를 통해 마이크로제어기(26)에 의해 측정된다.
마이크로제어기(26)는 각각의 검출 회로(6)를 통해 c.e.m.f. 제로 크로싱을 검출한다.
이후 마이크로제어기(26)는 Vs와 Es 간의 선도각
Figure pct00041
를 인가하는데, 왜냐하면 마이크로제어기(26)에 설치된 소프트웨어가 Vs와 Es에 의해 만들어진 선도각과 최적의 동작에 대응하는 상전류의 피크 값 간의 관계를 포함하고 있기 때문이다.
이때, 절차는 상전류의 피크 값의 측정으로부터 다시 시작된다.
앞서 언급된 최적화 절차는 브러시리스 모터(2)가 각각의 상전류와 동일한 위상을 갖는 c.e.m.f.로 동작하게 한다.
이러한 상황에서, 앞서 언급된 바와 같이, 흡수된 파워는 최소화되는데, 즉, 최적화 절차의 시간 간격을 적절하게 설정함으로써, 예를 들어 공기-유압 회로의 배송관 및/혹은 흡입관의 일시적 막힘 및 후속적인 막힘 자체의 제거로 인한 갑작스런 부하의 변화에 대해서도 시스템이 순조롭게 반응할 수 있게 된다.
앞서 설명된 제어 방법은 또한 각각의 고정자 권선에서의 전류가 각각의 c.e.m.f.와 동일한 위상에 있도록 함으로써 모터 드라이브의 효율을 최대로 만들 수 있다.
따라서, 모터는 가능한 최대 토크를 발생시킨다. 달리 표현한다면, 고정자 전류의 d축 성분이 없고, 단지 q축 성분만 있기 때문에 브러시리스 모터는 효율적으로 구동된다.
드라이브는, 일단 시작된 과도현상이 끝나면 모터 파워 소비는 모든 부하 조건 하에서 그리고 모든 회전 속도에서 최소화되는 방식으로 동작하는데, 이 경우 벡터도에서 상전류는 각각의 c.e.m.f.와 동일한 위상을 갖는다.

Claims (24)

  1. 전동 드라이브로서,
    고정자와 회전자를 포함하는 브러시리스 모터(2)와;
    상기 모터(2)의 파워 공급 브리지(3)와;
    상기 회전자의 각도 위치(angular position)를 검출하는 수단과;
    상기 모터(2)에서의 상전류(phase current)의 흐름을 검출하는 수단과; 그리고
    회전자 위치 및 상전류에 따라 상기 파워 공급 브리지(3)를 제어하는 회로를 포함하여 구성되며,
    상기 회전자의 각도 위치를 검출하는 수단은, 상기 회전자의 회전에 의해 상기 고정자의 권선에서 유도되는 역기전력(Es)의 제로 크로싱(zero crossings)을 검출하는 회로(6)를 포함하고,
    상기 상전류를 검출하는 수단은 상기 상전류를 엔벨로핑(enveloping)함으로써 상기 상전류를 간접적으로 검출하는 회로(25)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 역기전력(Es)의 제로 크로싱을 검출하는 회로(6)는, 상기 모터(2)의 각각의 위상과 직렬로 연결되어 상기 모터(2)의 상기 위상에서의 전류 흐름으로 인한 저항성 및 유도성 전압강하(resistive-inductive drop)를 결정하는 유도성 및 저항성 소자(inductive-resistive element)(9)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 역기전력(Es)의 제로 크로싱을 검출하는 회로(6)는, 상기 모터(2)의 각각의 위상과 직렬로 연결되어 상기 모터(2)의 각각의 권선에서의 전류 흐름으로 인한 저항성 및 유도성 전압강하를 결정하는 유도성 및 저항성 소자(9)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브.
  4. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 유도성 및 저항성 소자(9)는 상호 연결된 제 1 인덕터(Li1)와 제 2 인덕터(Li2)를 포함하고, 특히, 상기 제 1 인덕터(Li1)에는 상기 상전류(Is)가 지나가는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제 1 인덕터(Li1)와 상기 제 2 인덕터(Li2)는 오토트랜스포머(9a)가 형성되도록 상호 결합되고, 특히, 상기 제 1 인덕터(Li1)와 상기 제 2 인덕터(Li2)는 자기 코어(30) 둘레에 감기는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브.
  6. 제4항 또는 제5항에 있어서,
    상기 제 2 인덕터(Li2)는 상기 제 1 인덕터(Li1)의 권선수(N1)보다 훨씬 더 높은 권선수(N2)를 가지는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브.
  7. 제4항 내지 제6항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 제 2 인덕터(Li2)의 권선수(N2)는 감쇠 계수(
    Figure pct00042
    )가 곱해진 상기 모터(2)의 동기 인덕턴스(Ls)와 상기 제 1 인덕터(Li1)의 인덕턴스 값(Li1)의 비율과 일(1)과의 차에 상기 제 1 인덕터(Li1)의 권선수(N1)를 곱한 것으로, 즉,
    Figure pct00043

    인 것을 특징으로 하는 전동 드라이브.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 감쇠 계수(
    Figure pct00044
    )는 상기 모터(2)의 상저항(Rs)에 대한 상기 제 1 인덕터(Li1)의 저항(Ri1)의 비율, 즉,
    Figure pct00045

    로서 계산되는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브.
  9. 제1항 내지 제8항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 역기전력의 제로 크로싱을 검출하는 회로(6) 및 상기 상전류(Is)를 간접적으로 검출하는 회로(25)와 통신하는 제어기(26)가 제어 회로에 포함되고, 상기 제어기(26)는 상기 역기전력의 제로 크로싱에 따라 그리고 상기 상전류(Is)를 간접적으로 검출하는 회로(25)로부터의 출력 전압에 따라 상기 파워 공급 브리지(3)를 제어하는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 상전류(Is)에 따라 달라지는, 상기 역기전력(Es)과 공급 전압(Vs) 간의 선도각(
    Figure pct00046
    )의 커브(curve)가 상기 제어기(26)에 저장되고, 특히, 상기 커브는 상기 선도각의 탄젠트(
    Figure pct00047
    )를 상기 선도각(
    Figure pct00048
    ) 자체로 근사화시킴으로써 상기 제어기(26)에서 선형화되고 획득되는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브.
  11. 제1항 내지 제10항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 역기전력(Es)의 제로 크로싱을 검출하는 회로(6)는 제 1 스테이지(7)를 포함하고, 상기 제 1 스테이지(7)는 또한 제 1 비교기(16)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 역기전력(Es)의 제로 크로싱을 검출하는 회로(6)는 스퓨리어스 스위칭(spurious switching)이 최소화되도록 상기 제 1 스테이지(7)와 캐스캐이드 연결된 제 2 스테이지(8)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제 2 스테이지(8)는 히스테리시스 비교기(17)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브.
  14. 앞선 항들 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 상전류(Is)를 간접적으로 검출하는 회로(25)는 상기 파워 공급 브리지(3)의 출력에서 션트 저항기(3a)를 포함하고, 상기 션트 저항기(3a)로부터 만약 상기 상전류(Is)가 검출될 수 있다면 엔벨로핑이 수행되고, 상기 상전류(Is)를 간접적으로 검출하는 회로(25)는 상기 션트 저항기(3a)를 통해 흐르는 전류의 엔벨로핑 검출기(27)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브.
  15. 앞선 항들 중 어느 하나의 항에 기재된 특징을 갖는 전동 드라이브를 제어하는 방법으로서,
    - 개방 루프 모드에서, 즉 역기전력(Es)의 제로 크로싱을 검출하는 회로(6) 및 상전류를 간접적으로 검출하는 회로(25)로부터의 신호들을 사용함이 없이, 파워 공급 브리지(3)를 제어함으로써 모터(2)를 시동하는 단계와;
    - 공급 전압과 공급 주파수 간의 사전에 결정된 비율에 따라 상기 모터(2)를 가속하는 단계와;
    - 상기 공급 전압이 상기 모터(2)를 계속 회전시키기 위해 요구되는 최소의 상전류 소모 값에 도달할 때까지, 상기 공급 전압을 감소시키는 단계와; 그리고
    - 단지 상기 공급 전압의 진폭만을 설정함으로써 상기 드라이브를 최적화하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브 제어 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 시동하는 단계 동안, 회전자가 임의의 알려진 위치에 있게 될 때까지 상기 회전자가 회전하도록 상기 모터(2)에 3개의 일정한 전압이 인가되고, 상기 모터(2)는 특히 3상 모터인 것을 특징으로 하는 전동 드라이브 제어 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 알려진 위치에서 회전자 필드와 고정자 필드가 정렬되는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브 제어 방법.
  18. 제16항 또는 제17항에 있어서,
    특히 일정한 전압을 인가한 이후, 증가하는 주파수에서의 회전하는 고정자 필드가 생성되도록 서로 전기 각도 120도만큼 위상 시프트되어 있고 진폭이 주파수 자체와 선형적으로 변하는 3개의 사인파 전압으로 상기 모터(2)에 파워를 공급하는 단계를 포함하고, 고정자 권선이 특히 세 개의 권선을 포함하며, 상기 세 개의 권선은 동일한 형상과 권선수를 가지며 공간적으로는 120도만큼 위상 시프트되어 있고 중심이 액세스될 수 없는 Y자형으로 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브 제어 방법.
  19. 제15항 내지 제18항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 공급 전압과 공급 주파수 간의 사전에 결정된 비율에 따라 상기 모터(2)를 가속하는 단계 동안, 상기 모터에 인가되는 평균 전압의 진폭이 상기 공급 주파수(freq)와 선형적으로 변하는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브 제어 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 고급 주파수(freq)는 제로(0)에서 시작하여, 사전에 결정된 주파수(fset)에 도달할 때까지 증가하며, 상기 사전에 결정된 주파수(fset)는 특히 제어기(26) 내에 설정된 값인 것을 특징으로 하는 전동 드라이브 제어 방법.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 사전에 결정된 주파수(fset)는, 상기 역기전력(Es)의 제로 크로싱을 검출하는 회로(6)에 의해 상기 역기전력(Es) 제로 크로싱의 신호가 검출될 수 있는 최소의 전기적 주파수보다 더 큰 것을 특징으로 하는 전동 드라이브 제어 방법.
  22. 제15항 내지 제21항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 최적화하는 단계 동안, 제어기(26)가, 단지 상기 공급 전압의 진폭만을 설정함으로써, 계속적으로 전기적 주파수(freq)를 검출하여, 상동(homologous)이건 아니면 비상동(non-homologous) 이건 상관없이, 인버터(3)의 출력 전압의 기본 주파수가 대응하고 있는, 상기 역기전력(Es)의 제로 크로싱을 검출하는 회로(6)로부터의 출력 신호의 두 개의 연속적 신호 에지들 간의 시간 간격을 획득하는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브 제어 방법.
  23. 제15항 내지 제21항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 드라이브의 최적화된 동작을 획득하기 위해 반복적 절차를 포함하고, 상기 절차는,
    - 션트 전류 엔벨로핑 검출기(27)를 사용하여 상기 상전류(Is)의 피크값을 측정하는 단계와;
    - 상기 역기전력(Es)의 제로 크로싱을 검출하는 회로(6)를 사용하여 상기 역기전력(Es)의 제로 크로싱을 검출하는 단계와; 그리고
    - 상기 공급 전압(Vs)과 유도된 역기전력(Es) 간의 선도각(
    Figure pct00049
    )을, 특히 상기선도각(
    Figure pct00050
    )과 상기 상전류(Is)의 피크값 간의 관계에 따라, 인가하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브 제어 방법.
  24. 제23항에 있어서,
    역기전력 상수(KE)와 60의 곱에 대한 상기 모터(2)의 동기 인덕턴스(LS) 및 폴의 개수(p)와 파이(
    Figure pct00051
    )의 곱의 비율을 계산하고, 상기 비율에 상기 상전류의 실효값(IS)을 더 곱함으로써, 즉,
    Figure pct00052

    에 의해, 사전에 결정된 관계가 상기 선도각(
    Figure pct00053
    )을 설정하고, 여기서 상기 역기전력 상수(KE)는 특히 볼트(volt)를 분당 회전수(Revolutions Per Minute, rpm)로 나눈 단위, 즉,
    Figure pct00054

    로 측정되고, 상기 동기 인덕턴스(LS)는 헨리(Henry) 단위로 표현되며, 상기 상전류(IS)는 암페어(amp) 단위로 표현되는 것을 특징으로 하는 전동 드라이브 제어 방법.
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