CN101849348B - 电气驱动机构 - Google Patents

Abstract

电气驱动机构(1)包括：永磁无刷电动机(2)、电动机(2)供电电桥(3)、根据转子位置和相电流(Is)控制供电电桥(3)的电路；驱动机构(1)包括用于检测定子绕组中的感应反电动势(Es)过零以确定转子位置的电路(6)以及间接检测相电流(Is)的振幅的电路(25)。

Description

电气驱动机构

技术领域

本发明涉及具有永磁体的无刷电动机的电气驱动机构以及控制驱动的方法。 

通过非限定性示例，本说明书描述了一种包含具有生成正弦波反电动势(c.e.m.f.)的永磁体的三相无刷电动机的驱动机构，用以驱动用于电通风机的轴向、径向和其它类型风扇。 

背景技术

考虑到这些电动风扇的应用领域是用于安装在机动车中的气温控制和冷却系统，可以理解为此研发电动风扇的主要目的是：低噪声、有限能耗和减低的成本。 

这些需求已导致采用由能够产生正弦波电流的逆变器驱动的正弦波c.e.m.f无刷电动机(AC无刷电动机)，并使采用过时PWM六级驱动梯形c.e.m.f 电动机(更通常地称为DC无刷电动机)成为过时。 

c.e.m.f的和相关相电流的正弦波使实际转矩脉动减至最小(实质为零)，由此减小机械振动和噪声。 

另外已知可使电流汲取减至最小以产生某一驱动转矩，从而通过一般由受电流控制的外加电压逆变器驱动的AC无刷电动机的最优驱动而使机电转换效率最大化。 

为了获得这种驱动，静态开关必须改变状态以使转子磁场的极轴保持在与通过定子绕组中的电流循环所产生的磁场的极轴呈90电角度，不管所施加的转矩和转速如何。 

为了获得关于转子角位置的信息，一般使用相对昂贵的设备，包括与定子整合在一起并适当地成角度定位的绝对编码器或霍尔效应传感器，用以检测沿转子圆周供能磁场的正弦波形。 

适当地解码由传感器产生的输出信号以驱动静态开关，从而保持转子和定子磁场之间90电角度的角偏置。 

这种驱动要求使用上面提到的位置传感器，其成本相对高。 

在尝试减低驱动成本时，已研发出不使用这种传感器的驱动策略。 

这些驱动策略基于这样的驱动是否最优的考量，即如果在工作磁场(转矩、转速、DC供电电压)中的每个点，c.e.m.f和相电流是同的，反之亦然。 

结果，这些驱动策略和驱动机构(已熟知为“无传感器的”)基于电量的读取(例如在电动机端子处的电压或电动机绕组中循环的电流)以检测c.e.m.f和电流过零的点(过零)，计算c.e.m.f和电流之间的相对相位并执行驱动逆变器静态开关的适宜方法，这类方法力求将两个量保持同相。 

这些方法的一个缺点在于要检测c.e.m.f过零这一事实，也就是说为了读取c.e.m.f的符号，流过绕组的电流必须足够长时间地保持为零以便取读数，这与要求的电流正弦波形是相悖的。 

然而简要地说，为使对理想值的偏差具有可忽略的效果，电流保持为零的时间间隔长度必须减小至最小值并消除由受控相电流中断引发的失真，以及未读取要求信号的风险，因此引入复杂的算法以实时地计算转子的角位置：在实践中，这些算法是面向现场的控制(用业内行话说就是FOC)的组成部分并且需要使用具有高处理能力的复杂和昂贵的控制器(用业内行话说就是DSP控制器)。 

发明内容

在这种背景中，本发明的主要目的是提供没有上面提到的缺点的电气驱动机构。 

本发明的一个目的是提供一种低噪声和低能耗驱动机构。 

本发明的另一目的是提供一种基于简单和低成本控制架构的电气驱动机构。 

所声称的技术意图和具体目的基本通过具有权利要求1以及附属权利要 求中的一个或多个所述特征的电气驱动机构来达成。 

附图说明

通过参照附图所示的永磁无刷电动机的电气驱动机构的非限定性实施例，本发明的其它特征和优点在下面的说明书中将更为明暸，在附图中： 

图1示出根据本发明的无刷电动机的电气驱动机构的原理图； 

图2示出AC无刷电动机的相位的等效电路； 

图3示出图2的电路的矢量图； 

图4示出表示图2电路的最优操作的矢量图； 

图5是根据本发明的驱动机构的一部分的一个示例的图； 

图6示出图1的驱动机构的第一详情的电路图； 

图7示出图1的驱动机构的第二详情的电路图； 

图8示出控制图1的驱动机构直到达到最优工作状态的过程； 

图9是示出施加于无刷电动机的电压的图； 

图10示出特定工作状态下图9的图。 

本发明较佳实施例的详细说明

参照附图并尤其参见图1，附图标记1示出根据本发明的电气驱动机构。 

本发明基于时间连续地获取信息的原理，从中获得供电电压值以优化由电气驱动机构供能的电动机的控制。 

驱动器1包括电动机2，例如用于驱动未示出的风扇。 

如随着说明书的进展而变得越来越清楚地，驱动机构1的目的是通过以简单和经济的方式检测反电动势(也简称为c.e.m.f)过零而获得与电动机2转子的位置相关的信息。 

通过示例而非限制本发明的范围，本说明书针对具有各向同性的双极转子和三相定子绕组的永磁无刷电动机2。 

定子绕组包括具有相似形状和匝数的三个绕组，这些绕组在空间上具有120°的相差并通过中心不可达的星形连接相连。 

图2示出电动机2的电路模型。 

三个绕组中的每一个的特征在于，相阻Rs和同步电感Ls。 

电压Vs施加于电动机2，而矢量Es代表在三个定子绕组中的每一个中引入的c.e.m.f。 

c.e.m.f具有正弦波形并归因于永磁转子的转动，Is是相电流并且是正弦波的，其流过三个绕组中的每一个。 

图3示出刚才提到的电气量Vs、Is、Es的矢量图。 

纵轴d沿转子流方向Φ_r定位而交轴q与纵轴d形成90°角。 

根据感应定律(e＝dΦ/dt)，定子绕组中感应出的c.e.m.f一直沿交轴q延伸，即其相对于转子流Φ_r具有90°的相差。 

在预定工作状态下由驱动机构1施加于定子绕组的电压Vs如前所述由矢量Vs表示。 

定子电流矢量Is使角度ψ具有矢量差Vs-Es。角度ψ取决于电动机的特征参数并取决于供电频率，根据关系式： 

ψ＝arctan(ωL_S/R_S) 

电动机的电磁功率通过3E_SI_Scos(γ)给出，其中γ是Es和Is所成的角度。 

由电动机2吸收的功率基本是电磁功率和归因于三相电阻中的焦耳效应的功耗之和。 

因此，给定某一电磁场功率，当角γ为零时，即当c.e.m.f Es和电流Is同相时，吸收功率最低，如图4所示。 

如图1所示，驱动机构1包括用于向电动机2供电的三相电桥3或逆变器。 

较佳地，驱动器1包括如图1所示连接于逆变器3的三个脚并通过逆变器中的电流环路相交的低感抗分路3a。 

驱动机构1还包括直流级4，用于向电桥3供电并依次包括调电平电容器5(Cbus)和滤波电感器5a(Lbus)。 

作为示例，三相电桥3通过基本已知类型的正弦-ΔPWM调制在可变频率“freq”下产生彼此相差为120°的三个电压。 

较为有利地，基本供电电压的振幅可编程为频率f的线性函数和独立于频 率f两者。 

应当注意，如公知的那样，永磁无刷电动机2仅在其速度同步时产生转矩并因此根据已知关系式RPM＝120*freq/p准确地在直接正比于所施加电压的频率f的速度下转动，其中p是永磁转子的磁极数。 

驱动机构1包括电路6，用于检测反电动势，更具体地说是用于检测c.e.m.f Es过零，在下文中也将其称为c.e.m.f过零检测电路6。 

检测电路6包括图5所示的第一级以及图6所示的第二级。第二级处理来自第一级的输出信号。 

在图示的较佳实施例中，如随着本说明书的深入而更为清楚的那样，关于转子位置的信息是通过检测仅由电动机的三个相位中的一个产生的c.e.m.f过零而获得的。 

在代替性实施例中，例如在要求更高瞬时响应速度的更复杂应用中，通过对每个相复制上述电路而对所有的相检测转子位置信号。 

为了便于说明，考虑星形连接电动机2的相位量(Δ连接的电动机与其星形连接等效物在功能上是无法区分的)，c.e.m.f的值通过下列关系式给出： 

$e_s=v_s-(R_s{i}_s+L_s\frac{{\mathrm{di}}_s}{\mathrm{dt}})$

为了找到e_s的值，需要知道施加于电动机2的这个相的电压Vs的值vs以及因电流流入电动机2绕组所产生的阻抗-感应降。 

如下所述，根据本发明的驱动机构1的目的之一在于寻找阻抗-感应降以及施加于电动机2相位的电压。 

为了寻找阻抗-感应降，驱动机构1如图5所示地包括与电动机2的三个相中的一者串联的阻抗-感应元件9，如下文所描述的那样。 

元件9包括第一电感L_i1和第二电感L_i2，它们具有非常接近1的磁性互耦系数。 

这两个电感L_i1和L_i2相互连接以形成自耦变压器9a并较佳地缠绕在图5中示意地用60标示的磁心周围。

作为示例，磁心以双E形状出现并且要么由高频铁氧体要么由作为磁性板的普通钢制成。 

第一电感L_i1串联于电动机2的相绕组中的一个并构成自耦变压器9a的初级线圈。 

较佳地，电感L_i1具有低数量N1的大直径线匝以使因焦耳效应产生的功耗减至最小。 

R_i1表示第一电感L_i1的绕组的电阻。 

构成自耦变压器的次级线圈的第二电感L_i2具有远高于电感L_i1的匝数N1的匝数N2并且不被电流i_s经过，由此提供取决于在初级线圈上流动的电流i_s的导数的电压V_t2。 

参见图5，如果： 

V_t＝在图5的端子10、11处——即在感性-阻性元件9的端子处——的电压； 

V_R＝电阻器R_i1上的电压降； 

V_t1＝第一电感器L_i1上的电压降； 

V_t2＝第二电感器L_i2上的电压降； 

M＝L_i1和L_i2之间的互感； 

则： 

V_t＝V_R+V_t1+V_t2

$V_t=R_{i1}{i}_s+L_{i1}\frac{{\mathrm{di}}_s}{\mathrm{dt}}+M\frac{{\mathrm{di}}_s}{\mathrm{dt}}$

$V_t=R_{i1}{i}_s+(L_{i1}+M)\frac{{\mathrm{di}}_s}{\mathrm{dt}}$

重要的是注意V_t的表达式形式上类似于电动机2的绕组中由于电流流过的阻抗-感应降。 

下面的等式因此可写成： 

$R_{i1}{i}_s+(L_{i1}+M)\frac{{\mathrm{di}}_s}{\mathrm{dt}}=\mathrm{\α}(R_s{i}_s+L_s\frac{{\mathrm{di}}_s}{\mathrm{dt}})$

其中 $\mathrm{\α}=\frac{R_{i1}}{R_s}$ 是衰减系数。 

由于电动机2的同步电感Ls，初级线圈L_i1的自感和相关匝数N1可用来求得次级线圈L_i2的匝数N2，其满足等式： 

$N2=N1(\frac{\mathrm{\α}{L}_S}{L_{i1}}-1)$

因此，通过制造具有上述参数的阻抗-感应元件9，在实践中可使用与电动机2该相的等效电路对应的测量电路来获得电动机2该相上的阻抗-感应降的衰减值。 

要注意衰减系数α表示c.e.m.f检测电路6对驱动构件1的总损耗的影响：该系数越低，损耗就越低。 

施加于电动机2的电压Vs的信息是使用测量所施加电压的电路12获得的。 

测量电路12包括尤其如图5所示的三个星形连接的电阻器13、14、15。 

将如下文中更详细说明的那样，使通过一组星形连接的电阻器13、14、15测得的所施加的效电压v_s的影响以及由互耦电感器L_i1和L_i2所提供的阻抗-感应降的影响两者按系数α衰减，图5的电路提供经衰减的c.e.m.f信号，其振幅为： 

$\mathrm{\α}\·e_S=\mathrm{\α}\·v_S-\mathrm{\α}\·R_S\·i_S-\mathrm{\α}\·L_S\·\frac{{\mathrm{di}}_S}{\mathrm{dt}}$

基于上面定义的衰减系数α，用于测量供电电压Vs的星形连接的电阻器13、14、15可以是适当不平衡的。 

图9示出通过逆变器3产生并施加于电动机2的真实第一谐波电压V1、V2、V3，每个电压通过相应的理想电压发生器来示意地表示。 

如图所示，电压αV1必须出现在也被标示为R_α的电阻器13的各个端子。 

较佳地，可在给定时间点参考对电动机2供电的对称的三相三元组计算电阻器13、14、15的值。 

例如，在V1达到其最大值Vm的时间点，V2和V3的值为-Vm/2。 

所要分析的电路因此是图10所示的电路。 

采用叠加效果原理计算图10电路中R_α上的电压降给出： 

$V_{\mathrm{\α}}=V_m\frac{R_{\mathrm{\α}}}{\frac{R}{2}+R_{\mathrm{\α}}}+V_m\frac{R_{\mathrm{\α}}\left|\right|R}{R_{\mathrm{\α}}\left|\right|R+R}$

从中可就之前固定值α推导出R_α和R之间的关系 

$R_{\mathrm{\α}}=R\frac{\mathrm{\α}}{3-2\mathrm{\α}}$

其中R是电阻器14、15的一般电阻值。 

将信号αe_S作用于图6所示信号调整电路可给予反电动势过零的信号，这可由微控制器26处理。 

要注意，所获得的性能基本与数字输出霍尔传感器所获得的相同。 

尤其如图6所示，该电路包括两个级联的比较器级：具有相应比较器16的第一级7不表现出任何磁滞并且可在其输出端检测到伪切换。 

在低转速下，图5用于检测c.e.m.f过零的电路给出几百毫伏的电压值，并且由于低衰减因数α，信噪比很低并在图6的电路的第一级7的输出端造成上面提到的伪切换。 

第二级8包括第二磁滞比较器17，其具有RC输入滤波器18以限制可能错误地触发比较器17的信号振荡。 

RC滤波器18包括电容器19和电阻器20并且基本是已知类型的。 

第二级8还包括用于固定切换阈值和关联磁滞的的阻性网络。 

在所示实施例中，阻性网络包括适于彼此连接的四个电阻器21、22、23、24。 

因此，在磁滞比较器级的输出端没有伪切换，就微控制器的处理效率而言具有明显的优势。 

为使电动机2的效率最大化，定子绕组中的电流必须与相关c.e.m.f同相。 

参照图4的矢量图，可获得所施加电压Vs相对于c.e.m.fEs的最佳超前角δ_opt的近似表达。 

如果相位中的阻抗降可忽略(电动机2的效率越高，越可忽略该阻抗降)， 假设K_E为以V/rpm为单位测得的c.e.m.f常数，而p为磁极数，则： 

$\mathrm{tg}{\mathrm{\δ}}_{\mathrm{opt}}\≅\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{el}}\·\mathrm{Ls}\·\mathrm{Is}}{\mathrm{Es}}={\mathrm{\ω}}_{\mathrm{el}}\·\mathrm{Ls}\·\mathrm{Is}\·\frac{\mathrm{\π}\·p}{60\·K_E\·{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{el}}}=\frac{\mathrm{\π}\·\mathrm{Ls}\·p}{60\·K_E}\·I_S$

此外，如果角δ_opt的最优值小于20电角度，则该角的正切接近角度本身并因此： 

${\mathrm{\δ}}_{\mathrm{opt}}\≅\frac{\mathrm{\π}\·\mathrm{Ls}\·p}{60\·K_E}\·I_S$

其中同步电感Ls较佳地以亨利为单位表示。 

换句话说，如果阻抗降R_SI_S相对于Es是可忽略的且超前角δ_opt的正切近似于角本身，则在实践中，超前角δ_opt仅线性地取决于相电流Is。 

由于根据本发明的驱动机构1包括极为简单和廉价的微处理器26，例如8位微处理器，因此可将上面提到的δ_opt和电流汲取Is之间的线性关系例如以表格形式存储在其中，使微控制器26获得与电流Is成正比的信号并且微控制器26能根据相应δ_opt控制电桥3。 

为此，驱动机构1包括间接检测相电流振幅的电路25。 

更具体地说，电路25包括包络检测器或检测器级27，其处理在分路3a端子处出现的直接正比于通过分路3a本身的电流的电压信号。 

如从文章中知晓的那样，分路3a上的电压峰值的最大值正比于电动机2的相电流峰值。 

由于相电流是正弦波，因此包络检测器27的读数等于相电流的有效值Is乘以 

包络检测器27保持跟踪该信息而微控制器26以比载波PWM低很多的频率对其进行采样：信息的有效性通过这样一个事实得到确保，即直接关联于机械负载改变速度的包络检测器27输出的变化速度非常低。 

要注意，可适当地调整检测器27的放电常数以正确地遵循分路3a上的电流峰的包络。 

基本上，微控制器26通过其模数转换器对包络检测器级27的输出信号进行采样而间接测量相电流的当前值并因而确定相应的最优角，该最优角可用来 保持电流与c.e.m.f同相。 

图7示出分路电流包络检测器27的一个实施例的图。 

检测器27包括用于滤除分路电流包络的RC滤波器28。 

检测器27还包括用于改变电容器以当非逆变信号低于逆变信号时电容器通过电阻器30、31放电的电路29。 

电阻器30、31适宜地相连以使设备跟随分路电流峰值。 

图8示出用于控制无刷电动机2的过程，其包括下列步骤： 

(A)暂停和校准步骤； 

(B)根据预定斜率V/f的加速步骤； 

(C)“磨合”c.e.m.f过零信号的步骤，其中“磨合”意味着达到最优工作状态； 

(D)优化驱动机构的步骤。 

在步骤A和B中，逆变器3对完全处于“开环”模式的电动机供电，也就是说，不使用两个可用反馈信号中的任意一个，即c.e.m.f过零和分路电流包络。 

在步骤C，仅使用c.e.m.f过零信号。 

最后，在步骤D，使用c.e.m.f过零信号和分路电流包络信号两者并且逆变器3在最佳工作状态下驱动电动机2，也就是说，使c.e.m.f和相电流彼此同相。 

在步骤A，将三个恒电压施加于电动机，适当地限定这三个电压以使电流流入，并使转子转动直到转子位于定子磁场和转子磁场对齐的已知位置上。 

该步骤确保在“开环”控制状态下可得的最大驱动转矩可在接下来的步骤B中产生。 

在步骤B，电动机2由彼此隔开120°的三个正弦电压相供电，从而产生频率渐增且振幅正比于其频率的旋转的定子磁场。 

在该步骤中，施加于电动机2的平均电压的振幅正比于其频率“freq”变化，如图8所示。 

频率“freq”开始于零并增大直至到达图8所示设定在微控制器26的 软件中的“fset”值。 

“fset”值大于能确实检测到c.e.m.f过零信号的最小电频率，因此可在接下来的步骤C和D中测量反电动势Es和所施加电压Vs之间的相位关系。 

这种关系就是通过图3和图4所示量Es和Vs形成的角δ。 

这种加速度斜变的斜率是这种驱动构建的一个参数并且必须根据电动机2+负载系统的惯性来进行修正。 

无刷电动机2受通过驱动机构产生的旋转定子磁场的作用而加速，直到恰好达到与“fset”关联的同步速度为止。 

在步骤B中，无刷电动机2受到的控制与异步电动机完全相同，但与后者不同，由于在斜变本身期间转子磁场和定子磁场之间的夹角绝不会超过90°，这代表已知为“同步”电机的永磁无刷电动机产生驱动转矩的充分必要条件，因此无刷电动机2可达到斜变速度的终点。 

选择斜变V/f的斜率值以确保电动机接受足够的电流，从而接受足够转矩以使其在要求的时间内加速至与频率“fset”对应的速度，频率“fset”例如作为诸如逆变器3供电电压和环境温度的环境参数的函数。 

达到频率“fset”触发步骤C，在步骤C中频率保持恒定在值“fset”并且所施加的电压Vs以预定比率减小。 

如前面提到的，在步骤C，c.e.m.f过零信号可用并因此通过微控制器26测量Vs和Es之间的相位。 

逐渐减小的Vs使电流汲取Is减小，直到到达保持电动机运转所要求的最小值：当到达该状态时，Vs和Es基本同相，微控制器26检测Vs和Es之间的同相状态并认为步骤C结束。 

步骤C之后是步骤D。 

在步骤D，仅设定振幅Vs而非频率“freq”。 

微控制器26连续地检测电频率，获得来自c.e.m.f过零检测电路6的输出信号的两连续信号边沿(不论相似或不相似)之间的时间间隔，逆变器3的输出电压基本频率对应于该时间间隔。 

为了获得电动机2的最优操作，也可采用包含下述步骤的迭代过程。 

借助微控制器26通过分路电流包络检测器27测量相电流的峰值。 

微控制器26通过相应检测电路6检测c.e.m.f过零。 

由于安装在微控制器26中的软件包含Vs和Es所产生的超前角与对应最佳操作的相电流峰值之间的关系，微控制器26随后在Vs和Es之间施加超前角δ_opt。 

这样，进程重新开始自相电流峰值的测量。 

上面提到的最佳进程使无刷电动机2的c.e.m.f.与相应相电流同相地工作。 

在这种情形下，如所提到的那样，吸收的功率被减至最小；通过适当地设定最佳进程的时间间隔，可使系统适当地对突然负载变化形成反应，例如暂时堵住空气-液压回路的输液管和/或吸液管并随后去除堵塞物本身。 

所述控制方法也通过使每个定子绕组中的电流与相应c.e.m.f.同相而实现电动机驱动机构的最大效率。 

因此，电动机产生最大可能转矩。换句话说，由于定子电流沿轴线d没有分量而仅沿轴线q具有分量，因此无刷电动机被有效地驱动。 

驱动机构如此工作，从而一旦起动瞬态结束则电动机功耗在所有负载条件和所有转速下最小化：就矢量图而言，相电流与相应c.e.m.f.同相。 

Claims (6)

1.一种电气驱动机构，包括：

无刷电动机(2)和电动机(2)的供电电桥(3)，所述电动机的每一相绕组具有电阻(Rs)和同步电感(Ls)，所述电气驱动机构还包括：

第一电路(6)，检测因转子旋转在定子绕组中感应出的反电动势(Es)的过零；

第二电路检测器级(27)，检测流经电动机绕组的峰值相电流；以及

第三电路，控制所述供电电桥(3)，

所述第一电路(6)包括感性和阻性元件(9)，模拟表示所述相绕组的电气阻抗，所述感性和阻性元件(9)与所述电动机(2)的相绕组串联连接，且根据所述电动机(2)的相绕组的阻性和感性阻抗的衰减系数“α”，具有按比例缩小的值，所述第一电路还包括由三个星型连接的第一、第二和第三电阻(13，14，15)，数值分别为“

”，“R”，“R”组成的电路(12)，用以测量施加到所述相绕组的电压，“α”是所述衰减系数，所述第一电路(6)的输出是衰减的c.e.m.f.信号：

$\mathrm{\α}\·e_S=\mathrm{\α}\·v_S-\mathrm{\α}\·R_S\·i_S-\mathrm{\α}\·L_S\·\frac{{\mathrm{di}}_S}{\mathrm{dt}};$

其中，v_s是施加于所述电动机的供电电压(Vs)的值，且i_s是相电流(Is)的值；所述第三电路包括与第一电路(6)和第二电路(27)连通的控制器(26)，其中，第一电路(6)提供所述反电动势的过零，第二电路(27)提供流经所述电动机绕组的峰值相电流，所述第三电路在所述电动机的供电电压(V_s)与感应的反电动势(Es)之间施加一个超前角(δ)，按照以下的方程式，所述超前角(δ)是所述相电流(Is)峰值的预定的线性函数：

${\mathrm{\δ}}_{\mathrm{opt}}=\frac{\mathrm{\π}\·\mathrm{Ls}\·p}{60\·K_E}\·I_S$

其中，“L_S”是以亨利为单位测得的电动机(2)的同步电感，“p”是电动机的磁极数，“K_E”是以V/rpm测得的反电动势常数。

2.如权利要求1所述的电气驱动机构，其特征在于，所述感性和阻性元件(9)包括相互耦合的第一和第二电感(L_i1，L_i2)，并具有互感“M”，所述衰减系数“α”定义为第一电感(L_i1)的电阻“R_i1”对电动机(2)的相电阻“R_s”之比，并定义为总电感值“L_i1+M”对电动机(2)的同步电感(Ls)之比：

$\mathrm{\α}=\frac{R_{i1}}{R_S}=\frac{L_{i1}+M}{L_s}.$

3.如权利要求2所述的电气驱动机构，其特征在于，所述第一和第二电感(L_i1，L_i2)相互连接形成自耦变压器(9a)，所述第一和第二电感(L_i1，L_i2)缠绕于磁芯(60)上。

4.如权利要求2或3所述的电气驱动机构，其特征在于，所述第二电感(L_i2)的匝数(N2)远高于所述第一电感(L_i1)的匝数(N1)。

5.如权利要求2或3所述的电气驱动机构，其特征在于，所述第二电感(L_i2)的匝数(N2)等于电动机(2)的同步电感(Ls)与衰减系数(α)的乘积除以所述第一电感(L_i1)的电感值(L_i1)后与数值1的差值再乘以第一电感(L_i1)的匝数(N1)：

$N2=N1\·(\frac{\mathrm{\α}\·L_S}{L_{i1}}-1).$

6.如权利要求4所述的电气驱动机构，其特征在于，所述第二电感(L_i2)的匝数(N2)等于电动机(2)的同步电感(Ls)与衰减系数(α)的乘积除以所述第一电感(L_i1)的电感值(L_i1)后与数值1的差值再乘以第一电感(L_i1)的匝数(N1)：

$N2=N1\·(\frac{\mathrm{\α}\·L_S}{L_{i1}}-1).$

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