CN105322847A - 控制装置及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明揭示了控制装置及控制方法，用于控制电机，所述电机包括定子绕组与转子，其中该控制装置，包括：逆变电路，与所述定子绕组连接，用于向定子绕组提供相电压；位置检测电路，与所述定子绕组连接，用于检测所述转子的位置，并将所述位置信息转换为电信号；控制器，分别与所述位置检测电路和所述逆变电路连接，根据所述电信号控制所述逆变电路向所述定子绕组提供的相电压，使得所述定子绕组产生的磁场变化，从而带动转子转动。

Description

控制装置及控制方法

技术领域

本发明涉及机械电子技术领域，且特别涉及一种用于控制电机的控制装置及控制方法。

背景技术

无铁芯盘式电机采用无定子铁芯结构，定子绕组可以等效为空心电感，永磁转子嵌套在导磁材质的背板上；其形状为扁平结构，磁通方向为轴向。

无铁芯盘式电机具有以下特点：轴向尺寸短，适用于要求严格的薄型安装的场合；电枢绕组线圈可以等效为空心电感，无齿槽，不存在径向磁通结构电机由于齿槽反应引起的转矩脉动；不存在铁芯损耗，可达到很高的效率；电枢绕组电感小，为几十uH；转动惯量大。

现有的无铁芯盘式电机中常用的位置传感器有电磁式位置传感器，如光电式位置传感器及磁敏式位置传感器等。电磁式位置传感器有开口变压器、铁磁谐振电路、接近开关等多种类型，但其体积大，抗于扰能力差。光电式位置传感器体积也比较大，尤其是正弦型位置传感器，价格昂贵，结构可靠性差。霍尔磁敏式位置传感器体积小，使用方便，但是往往存在一定程度的磁不敏感区，从而造成转子位置误差。同时，这种位置传感器也会因恶劣的应用环境，如高温、低温、高湿或污浊空气等而产生转子位置误差。因此，在工业应用中，使用位置传感器的弊病日益明显，主要表现在以下几个方面：

1)位置传感器难于安装在电机有限的空间里，且维修困难；

2)增加小容量设备的硬件投资，位置传感器使硬件成本增加1/3；

3)使电机设计复杂化，且增加电机尺寸；

4)恶劣环境下使用受限甚至不允许使用；

5)位置传感器有碍机械传动，使得系统机械鲁棒性降低；

6)传感器连接线多，容易引入干扰。

发明内容

本发明旨在解决现有技术中，无铁芯盘式电机中采用的位置传感器来检测。

由于位置传感器体积大，抗于扰能力差，结构复杂，成本高，导致电机整机结构复杂，维护难度大，性能不稳定，制造成本高等技术问题。

为解决上述技术问题，本发明提供一种控制装置，用于控制电机，所述电机包括定子绕组与转子，其包括：逆变电路，与所述定子绕组连接，用于向定子绕组提供相电压；位置检测电路，与所述定子绕组连接，用于检测所述转子的位置，并将所述位置信息转换为电信号；控制器，分别与所述位置检测电路和所述逆变电路连接，根据所述电信号控制所述逆变电路向所述定子绕组提供相电压，使得所述定子绕组产生磁场变化，从而带动转子转动。

进一步的，所述位置检测电路根据所述定子绕组的相电感确定所述转子的位置。

进一步，所述位置检测电路根据检测到的未导通的定子绕组中的感应反电动势确定所述转子的位置。

进一步，所述位置检测电路根据所述感应反电动势确定所述电机的定子绕组的换相点，再根据所述换相点确定所述转子的位置。

进一步，所述控制器具体用于产生脉冲宽度调制信号控制所述逆变电路向所述定子绕组提供的相电压。

进一步，所述脉冲宽度调制信号的载波频率在50KHz以上。

进一步，所述逆变电路的载波频率在50KHz以上。

进一步，所述控制器包括：第一端口，用于接收预设信号，所述预设信号用于反映预设转速；第二端口，用于接收所述位置检测电路转换的电信号；控制模块，用于根据所述第二端口接收到的电信号，确定反映所述转子的实际转速的实际信号，且比较所述预设信号与实际信号，得到差信号，利用所述差信号控制所述逆变电路向所述定子绕组提供的相电压，使得所述定子绕组产生的磁场变化，以改变转子的转速到预设范围，所述预设范围根据所述预设转速和可接受误差设置。

本发明还提供一种控制方法，用于控制电机，其包括：检测所述电机的转子的位置，将所述位置信息转换为电信号；根据所述电信号控制向所述电机的定子绕组提供的相电压，使得所述定子绕组产生的磁场变化，从而带动转子的转动。

进一步的，所述检测所述电机的转子的位置是根据所述电机的相电感确定所述转子的位置。

进一步的，所述检测所述电机的转子的位置是根据检测到的未导通的定子绕组中的感应反电动势确定所述转子的位置。

进一步的，所述根据检测到的未导通的定子绕组中的感应反电动势确定所述转子的位置具体包括：根据所述感应反电动势确定所述电机的定子绕组的换相点，再根据所述换相点确定所述转子的位置。

进一步的，根据所述电信号控制向所述电机的定子绕组提供的相电压具体包括：产生脉冲宽度调制信号控制向所述定子绕组提供的相电压。

进一步的，所述脉冲宽度调制信号的载波频率在50KHz以上。

进一步的，所述的控制方法，还包括：接收预设信号，所述预设信号用于反映预设转速；接收所述位置检测电路转换的电信号；根据所述电信号，确定反映所述转子的实际转速的实际信号，且比较所述预设信号与实际信号，得到差信号，利用所述差信号控制向所述定子绕组提供的相电压，使得所述定子绕组产生的磁场变化，以改变转子的转速到预设范围，所述预设范围根据所述预设转速和可接受误差设置。

综上所述，本发明提供的用于控制电机的控制装置及控制方法采用转速闭环、超高频载波驱动的控制策略，无需专门安装速度传感器，这样无需增加硬件成本就可以做到转速精确控制；而且采用超高频载波驱动替代了输出级的可调电感，这样也节省了电感的成本，进一步提高了整机效率和稳定性。

此外，本发明提供的用于控制电机的控制装置及控制方法，采用无转子位置传感器控制技术相对于现有技术具有以下优点：

1、在某些高温、低温、潮湿、高振动等恶劣情况下，仍可保证无铁芯盘式电机可靠运行；

2、控制器与电机之间连接简单，如三相电机中，仅需3根线即可，无需多余的位置检测传感器的5根线；

3、转子位置检测精度高，有位置传感器控制检测精度受到传感器安装精度的限制；

4、免去位置传感器的安装空间，使得盘式电机的空间结构可以做到更小，电机结构也更加简单，安装方便，促进了无铁芯盘式电机的小型化、简单化。

附图说明

图1所示为本发明一实施例提供的用于控制电机的控制装置的结构示意图；

图2所示为本发明一实施例提供的用于控制电机的控制装置中相绕组等效电路图；

图3所示为本发明另一实施例提供的用于控制电机的控制装置中相绕组驱动等效电路图；

图4A所示为本发明另一实施例提供的用于控制电机的控制方法的流程示意图；

图4B所示为本发明另一实施例提供的用于控制电机的控制方法的流程示意图；

图5所示为本发明另一实施例提供的用于控制电机的控制装置的功率变换主电路原理图；

图6所示为本发明另一实施例提供的用于控制电机的控制装置中转子位置检测电路图；

图7所示为本发明另一实施例提供的控制装置中位置检测电路的RC滤波网络幅频特性曲线图；

图8所示为本发明另一实施例提供的控制装置中位置检测电路的RC滤波网络相频特性曲线图；

图9所示为本发明另一实施例提供的控制装置中位置检测电路的比较器输出波形图；

图10所示为本发明另一实施例提供的控制装置中位置检测电路的中性点N电压波形图；

图11所示为本发明另一实施例提供的电机的定子绕组的三相感应电动势波形图；

图12所示为本发明另一实施例提供的电机的定子绕组的三相感应电动势波形图。

具体实施方式

鉴于现有技术中在无铁芯盘式电机驱动技术中，采用位置传感器检测转子的位置时，导致电机整机结构复杂、性能不稳定、成本高等技术问题，本发明提出了采用无转子位置传感器控制技术来检测转子的位置，从而可以避免了上述现有技术中的技术问题，提高了电机整机性能的可靠性，降低了成本。

为使本发明的目的、特征更明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的说明。

请参见图1，其所示为本发明一实施例提供的用于控制电机的控制装置的结构示意图。

该控制装置，用于控制电机，在本实施例中特别适用于无铁芯盘式电机，但本发明并非局限于此。所述电机包括定子绕组110与转子120，该控制装置包括：逆变电路210，与所述定子绕组110连接，用于向定子绕组110提供相电压；位置检测电路220，与所述定子绕组110连接，用于检测所述转子120的位置，将所述位置信息转换为电信号；控制器230，分别与所述位置检测电路220和所述逆变电路210连接，接收所述位置检测电路220转换的电信号，且根据所述电信号控制所述逆变电路210向所述定子绕组110提供相电压，使得所述定子绕组110产生磁场变化，从而驱动所述转子120转动。

利用该控制装置进行电机控制，采用无转子位置传感器控制技术，无需专门安装转子位置检测装置，这样无需增加硬件成本就可以做到精确检测转子位置控制，进而实现转速的精确控制，不仅节省了电机整机的成本，而且提高了整机效率和稳定性。

在本发明实施例中，所述位置检测电路根据所述定子绕组的相电感确定所述转子的位置。

具体而言，其工作原理是借助于对与电机转子位置有关量的检测和计算以获得电机转子的位置。在本实施例中，其采用的是连续型位置检测方法，该连续型位置检测方法是利用电动机相电感的大小来推算转子位置，如三相无铁芯盘式电动机定子每相等效电感与转子位置的关系为：

式中，L_aao是当转子d轴与定子a轴重合时与主磁通对应的a相绕组自感；L_al是与漏磁通对应的电感；L_g2是与转子位置有关的磁通所对应的自感，且三相对称，各相电感值相同。由式可知L_sa是2θ的函数，这就意味着在每一个电周期内，电机每相电感的值都变化了两个周期，所以在一个电周期内每一个相电感的值都对应着四个不同的转子位置。

结合参见图2的等效电路图所示，相电压平衡方程式为：

$U_a=R_a{i}_a+L_{\mathrm{sa}}\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+E_a$

推导得： $L_{\mathrm{sa}}=\frac{U_a-R_a{i}_a-E_a}{{\mathrm{di}}_a/\mathrm{dt}}$

这样很容易计算相电感L_sa的值，从而就可以计算出电动机转子的位置即θ的大小，但这要求PWM载波周期尽可能高，这样才能近似认为L_sa在每一个开关周期内保持不变。

利用电机反电动势直接检测转子换相点的方法的滤波程度深，因此所需开关频率比较低，便于产品开发。

在本发明的另一实施例中，所述位置检测电路根据检测到的未导通的定子绕组中的感应反电动势确定所述转子的位置。

进一步的，在本发明实施例中，所述位置检测电路根据所述感应反电动势确定所述电机的定子绕组的换相点，再根据所述换相点确定所述转子的位置。

具体而言，在本实施例中，采用的是离散型位置检测，在这种转子位置检测方法中，控制器只需位置检测电路提供与换相有关的特殊位置的离散信号，这为无位置传感器的控制方法提供了便利条件。例如当系统采用120°导通类型时，在每一时刻只有两相导通，而未导通的一相可以用做位置传感器。典型的方法是检测未导通相绕组中的感应反电动势，称为“反电动势法”。

根据检测中性点的不同，又可分为两类:一类是直接检测换相点，另一类是检测电机感应反电动势过零点，再滞后30°电角度即为换相点。

直接检测换相点的方法是通过对反电动势进行积分来计算换相点。反电动势过零检测法适用于二二导通、三相六状态的控制方式，根据电机端电压或相电压检测未导通相反电动势过零点再延迟30°电角度后进行换相。

直接检测换相点的方法是通过对反电动势进行积分来计算换相点。反电动势过零检测法适用于二二导通、三相六状态的控制方式，根据电机端电压或相电压检测未导通相反电动势过零点再延迟30°电角度后进行换相。

结合参见图3，其所示为单相绕组驱动电路等效图，三相端电压平衡方程为：

$U_a={\mathrm{Ri}}_a+L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+E_a+U_n$

$U_b={\mathrm{Ri}}_b+L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}+E_b+U_n$

$U_c={\mathrm{Ri}}_c+L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+E_c+U_n$

由于采用的是二二导通方式，所以在每一瞬间只有两相导通，因此可以推导出电机反电动势过零点检测方程为：

$E_a=U_a-\frac{1}{2}(U_b+U_c)$

$E_b=U_b-\frac{1}{2}(U_a+U_c)$

$E_c=U_c-\frac{1}{2}(U_a+U_b)$

实际应用中将端电压或相电压分压，经阻容滤波后得到位置检测信号。

在本发明实施中，所述控制器230具体用于产生脉冲宽度调制信号控制所述逆变电路向所述定子绕组提供的相电压，通过改变相电压，改变电机的功率，在电机负载发生变化的情况下，提供足够的输出功率，保证了电机转速的稳定。在本实施例中，控制器230可以是控制芯片也可以是控制电路。

在本发明实施中，为了电机电流能达到峰值，同时电机输出转矩达到最大,所述脉冲宽度调制信号的载波频率在50KHz以上，具体说明如下：

电机参数需要满足下列关系式：

k·2πfL＞10R(1)

其中f为PWM载波频率，L为绕组电感，R为绕组直流电阻，k为电感随频率的衰减因子。

以割草机电机为例，L＝25uH，R＝0.55欧姆左右，取K＝0.75；根据关系式(1)，可推导出PWM载波频率f>＝50KHz左右，载波频率由于受功率开关管的频率和功耗限制需小于100KHz。

相对于现有技术中的载频设置在5K～20KHz，本发明实施例采用的频率在50KHz以上的超高频载波，该超高频载波驱动克服了传统控制器在无铁芯盘式电机控制中由于相电流波形不平滑带来的许多缺点，包括驱动电流谐波大给控制系统造成电磁干扰，转矩脉动大导致电机运行过程中不平稳，同时也会引起震动噪声；因此，大大降低了电机运行的稳定性和可靠性，以及产品的使用寿命。在本发明中，采用转速闭环控制，当直流电源电压发生变化或者电机负载发生波动时，无铁芯盘式电机的转速保持相对恒定，即转速在允许可接受范围内波动。

在本发明实施中，所述逆变电路的载波频率在50KHz以上，具体理由如上，在此不再赘述。

在本发明实施中，所述控制器包括：第一端口，用于接收预设信号，所述预设信号用于反映预设转速；第二端口，用于接收所述位置感测电路转换的电信号；控制模块，用于根据所述第二端口接收到的电信号，确定反映所述转子的实际转速的实际信号，且比较所述预设信号与实际信号，得到差信号，利用所述差信号控制所述逆变电路向所述定子绕组提供的相电流的频率，使得所述定子绕组产生的磁场变化，以改变转子的转速到预设范围，所述预设范围根据所述预设转速和可接受误差设置。该控制器所采用速度闭环控制电机转速，提高了电机抵抗带负载变化和电压变化的能力。其中转速预设信号可由滑动电位器决定，可实时手动或自动调整电机的转速。位置感测电路转换的电信号转换为当前电机的转速得到速度反馈信号，与转速预设信号比较得到速度偏差作为控制器的输入，得到新的脉冲脉宽调制(PWM)策略控制电机的转速。

利用该控制装置进行电机控制，采用转速闭环、超高频载波驱动的控制策略，通过检查转子位置感测装置的输出脉冲来计算电机转速，无需专门安装速度传感器，这样无需增加硬件成本就可以做到转速精确控制；而且采用超高频载波驱动替代了输出级的可调电感，这样也节省了电感的成本，进一步提高了整机效率和稳定性。

请参见图4A，其所示为本发明另一实施例提供的用于控制电机的控制方法的流程示意图。

该控制方法，用于控制电机，且特别用于控制无铁芯盘式电机，但本发明并非局限于此。

该方法，包括以下步骤：

步骤S410：检测所述电机的转子的位置，将所述位置信息转换为电信号；

步骤S420：根据所述电信号控制向所述电机的定子绕组提供的相电压，使得所述定子绕组产生的磁场变化，从而带动转子的转动。

在本发明实施例中，其中步骤S420根据所述电信号控制向所述电机的定子绕组提供的相电压具体包括：产生脉冲宽度调制信号控制向所述定子绕组提供的相电压。

所述脉冲宽度调制信号的载波频率在50KHz以上，相对于现有技术中的载频设置在5K～20KHz，本发明实施例采用的频率在50KHz以上的超高频载波，该超高频载波驱动克服了传统控制器在无铁芯盘式电机控制中由于相电流波形不平滑带来的许多缺点，包括驱动电流谐波大给控制系统造成电磁干扰，转矩脉动大导致电机运行过程中不平稳，同时也会引起震动噪声；因此，大大降低了电机运行的稳定性和可靠性，以及产品的使用寿命。在本发明中，采用转速闭环控制，当直流电源电压发生变化或者电机负载发生波动时，无铁芯盘式电机的转速保持相对恒定，即转速在允许可接受范围内波动。

在本发明一实施例中，请参见图4B，所述的控制方法还包括：

步骤S430：接收预设信号，所述预设信号用于反映预设转速；接收所述位置检测电路转换的电信号。

步骤S440：根据所述电信号，确定反映所述转子的实际转速的实际信号，且比较所述预设信号与实际信号，得到差信号，利用所述差信号控制向所述定子绕组提供的相电压，使得所述定子绕组产生的磁场变化，以改变转子的转速到预设范围，所述预设范围根据所述预设转速和可接受误差设置。

利用该控制方法进行电机控制，采用转速闭环、超高频载波驱动的控制策略，通过检查转子位置感测装置的输出脉冲来计算电机转速，无需专门安装速度传感器，这样无需增加硬件成本就可以做到转速精确控制；而且采用超高频载波驱动替代了输出级的可调电感，这样也节省了电感的成本，进一步提高了整机效率和稳定性。

在本发明一实施例中，检测所述电机的转子的位置的具体方法：根据所述定子绕组的相电感确定所述转子的位置。

该具体方法步骤如上述实施例，在此不再赘述。

在本发明另一实施例中，检测所述电机的转子的位置的具体方法如下：根据检测到的未导通的定子绕组中的感应反电动势确定所述转子的位置。

进一步的，根据所述感应反电动势确定所述电机的定子绕组的换相点，再根据所述换相点确定所述转子的位置。

检测反电动势过零点或利用反电动势直接检测换相点的方法是一种比较常用的方法。实现方法多用“端电压法”和“相电压法”。即在一定的调制方式下利用无刷直流电机的端电压或相电压检测反电动势的过零点或换相点实施换相控制。假设电机转子位于6-1扇区，且V₁采用PWM调制，V₆恒通，其余功率开关都关断，主电路原理图示于图5。

如图5所示，每当V₁关断时，二极管D₄续流，可以证明，这时C相端电压U_c满足

$U_c=E_c+\frac{U_{\mathrm{ce}}-U_f}{2}-\frac{E_a+E_b}{2}$

由式子可知 $E_c-\frac{E_a+E_b}{2}<\frac{U_{\mathrm{ce}}+U_f}{2}$

由于不等式右边项的数值很小，同时在Ec过零点附近Ea+Eb＝0，所以可近似认为当续流二极管D2导通时C相反电动势过零，从而判断转子磁极的位置。

为了更加详细的阐述本发明，以下结合具体的铁芯盘式电机的控制装置加以详述：

请参见图6，其所示为本发明另一实施例提供的用于控制电机的控制装置中转子位置检测电路图。

如图6所示该检测电路主要由阻容分压、低通滤波和过零比较电路组成。Phase_A、Phase_B、Phase_C为无感控制器A、B、C三相驱动输出或电机三相电枢绕组的输入，也是RC阻容网络的输入，主要提供电机工作过程中的反相感应电动势，Phase_A、Phase_B、Phase_C信号经过一定幅度衰减和频域滤波处理后得到Node_A、Node_B、Node_C；Node_A、Node_B、Node_C信号输出给三个比较器的同相输入端，和反相端零相序点N输入进行比较，获取Node_A、Node_B、Node_C信号的过零点时刻。通过比较器的输出GpioD0、GpioD1、GpioD2产生跳变沿在经过30°相移以后触发CPU进行换相控制，GpioD0、GpioD1、GpioD2和CPU处理器GpioD端口0、1、2相连。

图6中的三个高频低感电容，其作用是用来滤除Node_A,B,C三点的高频分量，其幅度频率特性如图7中所示，设计时通过合理选取电容参数时RC网络的截止频率和PWM的载波频率相等。滤波电容的加入会造成Node_A,B,C三点的电压一定程度的滞后，通过相频特性曲线可知，如图8所示，其在1KHz频段内对控制换相点影响不大。

从图8中可以看出，Phase_A、Phase_B或者Phase_C信号的频率在0到1KHz范围内，RC对原始信号造成的相移为0°。根据电机转速公式：n＝60f/P(f＝Phase_A、Phase_B或者Phase_C信号的频率，P为极对数4)，则RC零相移最大频率对应的最大转速为15000转/分。完全满足低转速电机无感控制设计要求。

位置检测电路的主要功能是检测悬浮相的感生电动势的过零点，当过零比较器输出脉冲发生跳变时说明过零事件产生，然后准备换相。

过零比较器输出波形如图9所示，A、B、C三相过零点相位互差60°。比较器的作用主要有提供CPU换相控制时的参考信号跳变沿和将高压侧模拟信号电压转换成和CPU兼容的TTL电平。CPU在检测到比较器输出脉冲上下沿后，延时30度电角度进行换相控制。

如图10所示，为中性点N电压波形，根据前面表达式U_n为换相过程电机中性点电压，根据前面公式可以推导出S为开关函数0或1，Us为电源电压，Ea为A相绕组反电动势；令τ＝L/RTs为PWM载波周期，根据盘式无铁芯电机参数，L＝38uH，R＝0.4Ω可知τ＝95(uH/Ω)，Ts为20uS，所以K·Ts/τ＝0.021<<1(K为比例系数0.1)；且当前PWM占空比为D，忽略PWM波的影响，Un可以近似简化为

如图10中所示，为中性点N的仿真电压波形，接过零比较器的反相输入端。只要在AB通电期间开通Node_C和N的比较；AC通电期间开通Node_B和N的比较；BC通电期间开通Node_A和N的比较，就可以成功检测出各相的过零事件。

Phase_A、Phase_B、Phase_C信号如图11所示，由于受PWM斩波信号的影响，三路反相感应电动势正弦信号叠加了开关频率为PWM载波频率的方波信号。从图中可以看出PWM斩波信号会使反相感应电动势的过零点提前或滞后；加入RC滤波网络后即可以降低PWM斩波信号对过零点的干扰，如图12中所示，Node_A、Node_B、Node_C滤波后得到的信号，从图中可以看出，反相感应电动势波形变得平滑，消除了高频噪声对比较器过零点的影响，保证了控制系统换相动作的准确性和可靠性，同时也是三相感应电动势信号幅度进行了一定比例的衰减。

综上所述，本发明实施例提供的用于控制电机的控制装置及控制方法采用转速闭环、超高频载波驱动的控制策略，通过检查转子位置感测装置的输出脉冲来计算电机转速，无需专门安装速度传感器，这样无需增加硬件成本就可以做到转速精确控制；而且采用超高频载波驱动替代了输出级的可调电感，这样也节省了电感的成本，进一步提高了整机效率和稳定性。

此外，本发明实施例提供的用于控制电机的控制装置及控制方法，采用无转子位置传感器控制技术，相对于现有技术具有以下优点：

1、在某些高温、低温、潮湿、高振动等恶劣情况下，仍可保证无铁芯盘式电机可靠运行；

2、控制器与电机之间连接简单，如三相电机中，仅需3跟线即可，无需多余的位置检测传感器的5根线；

3、转子位置检测精度高，有位置传感器控制检测精度受到传感器安装精度的限制；

4、免去位置传感器的安装空间，使得盘式电机的空间结构可以做到更小，电机结构也更加简单，安装方便，促进了无铁芯盘式电机的小型化、简单化。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视权利要求书所界定者为准。

Claims (15)

1.一种控制装置，用于控制电机，所述电机包括定子绕组与转子，其特征在于，包括：

逆变电路，与所述定子绕组连接，用于向定子绕组提供相电压；

位置检测电路，与所述定子绕组连接，用于检测所述转子的位置，并将所述位置信息转换为电信号；

控制器，分别与所述位置检测电路和所述逆变电路连接，根据所述电信号控制所述逆变电路向所述定子绕组提供相电压，使得所述定子绕组产生磁场变化，从而带动转子转动。

2.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述位置检测电路根据所述定子绕组的相电感确定所述转子的位置。

3.根据权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述位置检测电路根据检测到的未导通的定子绕组中的感应反电动势确定所述转子的位置。

4.根据权利要求3所述的控制装置，其特征在于，所述位置检测电路根据所述感应反电动势确定所述电机的定子绕组的换相点，再根据所述换相点确定所述转子的位置。

5.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述控制器具体用于产生脉冲宽度调制信号控制所述逆变电路向所述定子绕组提供相电压。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述脉冲宽度调制信号的载波频率在50KHz以上。

7.根据权利要求1至6任一项所述的装置，其特征在于，所述逆变电路的载波频率在50KHz以上。

8.根据权利要求1至7任一项所述的装置，其特征在于，所述控制器包括：

第一端口，用于接收预设信号，所述预设信号用于反映预设转速；

第二端口，用于接收所述位置检测电路转换的电信号；

控制模块，用于根据所述第二端口接收到的电信号，确定反映所述转子的实际转速的实际信号，且比较所述预设信号与实际信号，得到差信号，利用所述差信号控制所述逆变电路向所述定子绕组提供的相电压，使得所述定子绕组产生的磁场变化，以改变转子的转速到预设范围，所述预设范围根据所述预设转速和可接受误差设置。

9.一种控制方法，用于控制电机，其特征在于，包括：

检测所述电机的转子的位置，将所述位置信息转换为电信号；

根据所述电信号控制向所述电机的定子绕组提供相电压，使得所述定子绕组产生磁场变化，从而带动转子的转动。

10.根据权利要求9所述的控制方法，其特征在于，所述检测所述电机的转子的位置是根据所述电机的相电感确定所述转子的位置。

11.根据权利要求9所述的控制方法，其特征在于，所述检测所述电机的转子的位置是根据检测到的未导通的定子绕组中的感应反电动势确定所述转子的位置。

12.根据权利要求11所述的控制方法，其特征在于，所述根据检测到的未导通的定子绕组中的感应反电动势确定所述转子的位置具体包括：根据所述感应反电动势确定所述电机的定子绕组的换相点，再根据所述换相点确定所述转子的位置。

13.根据权利要求9所述的控制方法，其特征在于，根据所述电信号控制向所述电机的定子绕组提供的相电压具体包括：产生脉冲宽度调制信号控制向所述定子绕组提供的相电压。

14.根据权利要求13所述的控制方法，其特征在于，所述脉冲宽度调制信号的载波频率在50KHz以上。

15.根据权利要求9至14任一项所述的控制方法，其特征在于，还包括：

接收预设信号，所述预设信号用于反映预设转速；

接收所述位置检测电路转换的电信号；

根据所述电信号，确定反映所述转子的实际转速的实际信号，且比较所述预设信号与实际信号，得到差信号，利用所述差信号控制向所述定子绕组提供的相电压，使得所述定子绕组产生的磁场变化，以改变转子的转速到预设范围，所述预设范围根据所述预设转速和可接受误差设置。