KR101597244B1 - 모터의 제어방법 - Google Patents

모터의 제어방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101597244B1
KR101597244B1 KR1020090003249A KR20090003249A KR101597244B1 KR 101597244 B1 KR101597244 B1 KR 101597244B1 KR 1020090003249 A KR1020090003249 A KR 1020090003249A KR 20090003249 A KR20090003249 A KR 20090003249A KR 101597244 B1 KR101597244 B1 KR 101597244B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
motor
rotor
closed loop
voltage vector
loop control
Prior art date
Application number
KR1020090003249A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20100083919A (ko
Inventor
안톤 디아노브
이상택
이상준
박남주
이원경
Original Assignee
삼성전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자 주식회사 filed Critical 삼성전자 주식회사
Priority to KR1020090003249A priority Critical patent/KR101597244B1/ko
Publication of KR20100083919A publication Critical patent/KR20100083919A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101597244B1 publication Critical patent/KR101597244B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/20—Arrangements for starting

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

본 발명은 모터의 초기 구동 시 회전자를 강제 정렬하여 구동 실패를 최소화하고, 모터의 센서리스 제어 알고리즘이 수행되기 전에도 폐루프 제어를 수행하여 에러를 최소화하는 모터의 제어방법에 관한 것이다.
이를 위해, 본 발명의 일실시예에 의한 모터의 제어방법은 브러시리스 직류(BLDC) 모터의 초기 운전 시에 회전자를 특정 위치에 강제로 정렬시키는 단계;와 상기 회전자를 일정 속도까지 가속시키는 단계;와 상기 회전자를 가속 시 시동을 위한 폐루프 제어를 수행하여 부하각도(θL)를 줄이는 방향으로 제어하는 단계;를 포함하므로, 모터의 초기 구동 실패를 최소화하고 모터가 정상상태 동작으로 진입하기 전에도 시동을 위한 폐루프 제어를 수행하여 상기 회전자의 부하각도를 최소한으로 줄일 수 있다.

Description

모터의 제어방법{CONTROL METHOD OF MOTOR}
본 발명은 모터의 제어방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 센서리스 제어 시스템에서 신뢰성 있는 시동 알고리즘을 구현할 수 있는 모터의 제어방법에 관한 것이다.
일반적으로, 유도 전동기의 특성은 전동기에 인가되는 전압의 주파수 및 실제 전동기가 회전하는 주파수의 차이에 해당하는 슬림 주파수에 의하여 지배된다. 슬림주파수는 전동기 상수 및 전류와 관련있다. 따라서, 유도 전동기에서는 실제 회전자의 위치 정보보다는 회전자의 속도 및 슬림 주파수에 대한 정보가 더 중요하다.
반면, 브리시리스 DC 전동기(Brushless DC Motor,이하에서는 "BLDC전동기"라 칭함)의 경우에는, 회전자에 부착되어 있는 영구자석으로부터 자속을 공급받기 때문에 최대의 토오크를 발생시키기 위해서는 회전자의 절대적 위치를 정확하게 알고 있어야 한다. 회전자가 공급하는 자속의 절대적인 위치에 제어각을 동기시켜야 최대의 토오크가 발생하기 때문이다.
회전자의 절대적인 위치 정보를 얻기 위해서는, 회전자에 레졸버(resolver), 절대 엔코더(Absolute encoder), 또는 자속센서(Hall effect sensor)등과 같은 위치센서를 부착하여야 한다.
레졸버나 절대 엔코더는 회전자의 위치를 연속적으로 검출할 수 있다는 장점이 있으나, 가격이 매우 높아 전체 시스템의 가격을 크게 증가시킨다는 단점이 있다. 따라서, 위치센서들은 고도의 정밀도와 안정성을 요구하는 분야에서 널리 쓰이고 있으며, 일반적인 BLDC전동기 시스템에서는 자속센서가 주로 사용된다. 자속센서는 자속밀도에 비례하는 전압을 발생시키는 홀 효과에 기반한 센서로서 고정자측에 전기각 120도의 간격을 두고 부착되어 회전자의 자속을 직접 측정한다.
레졸버, 절대 엔코더 및 자속센서 등을 사용하는 경우, 회전자의 자속의 절대 위치를 비교적 정확하게 알아낼 수 있다. 그러나 이러한 위치센서들을 사용하는 것은 다음과 같은 문제점이 있다.
첫째, 가격적 측면에서 비용이 크게 증가한다. 일반적으로 소형의 가전기기 시스템은 가격 상승에 민감하며, 전동기 시스템의 비용은 전체 시스템에서 큰 비중을 차지하지 않는다. 그러나, 자속 및 위치센서들은 상당히 고가이기 때문에, 자속 및 위치센서들을 사용하는 경우에 전체 시스템의 가격이 크게 상승하게 된다.
둘째, 기계적 측면에서 크기 및 무게가 증가된다. 일반적으로 소형 모바일 가전기기의 경우, 그 휴대성으로 인하여 크기 및 무게의 제약이 따르게 된다. 그러나, 자속 및 위치센서들은 일반적으로 고정자측에 부착되기 때문에, 전체적인 크기 및 무게를 증가시키게 된다.
이와 같이, BLDC전동기는 전동기 자체로는 가격 및 제어측면에서 많은 장점 을 가지고 있지만, 회전자의 절대적인 위치를 검출하여야 하고, 이를 위해서 자속 및 위치 센서들을 사용하여야 한다는 큰 단점을 가지고 있다.
근래에는 이러한 단점을 극복하기 위하여 위치 및 자속 센서를 사용하지 않는 구동 방법에 관한 연구가 활발히 진행되어 왔다. 이러한 구동 방법을 흔히 센서리스(sensorless) 구동방법이라 칭한다.
센서리스 구동방법에는 여러 가지 방법들이 사용되고 있다. 역기전력의 부호가 바뀌는 시점으로부터 회전자의 위치를 파악하는 방법(zero-crossing방법)이 구현이 용이하기 때문에 BLDC 전동기 시스템에 주로 사용되고 있다. BLDC전동기는 회전자의 표면에 자석이 붙어있기 때문에, 회전자가 고속으로 회전하는 경우에 회전자의 위치에 따른 역기전력 정보를 이용하여 회전자의 위치 정보를 얻을 수 있다.
그러나, 역기전력을 이용하는 방법은 회전자가 정지해 있거나 저속으로 회전하고 있는 경우에는 회전자의 위치정보를 얻을 수 없다. 따라서, 정지 시부터 일정 속도(즉, 역기전력이 충분히 커지는 속도)까지는 특별한 방법으로 구동시켜야 한다. 영속에서 저속까지 순시 토오크를 제어하지 않는 스핀들 모터와 같은 일반적인 전동기 시스템에서는 위치 정보를 이용하지 않고, 미리 정해놓은 전압 형태로 전압을 인가하여 회전자를 가속시키는 개루프(open loop)방법을 주로 사용하고 있다.
그러나, 최근의 가전 기기용 BLDC전동기는 점차 저전압 및 고속화의 경향에 있고, 그에 따라 자석의 세기는 점차 작아지는 추세에 있다. 따라서, 동일한 속도에서 유기되는 역기전력의 크기는 점차 작아지며, 개루프 기동방법을 사용하여야 하는 속도 범위는 그만큼 늘어나게 된다. 그러나, 개루프 기동의 경우, 외란에 취 약하기 때문에 기동 중의 작은 외란에 의해서 동기 탈조되는 경우가 발생한다. 또한, 전동기의 전기적 및 기계적 제 정수들을 정확히 알고, 전압 프로파일을 만들어야 하므로, 그만큼 시스템의 제 정수에 민감한 단점이 있다.
따라서, 전동기 상수에 강인하게 회전자의 순시 위치를 파악하고, 전압을 회전자의 위치에 동기시켜 인가할 수 있는 기동방법이 필요하다.
또한, 회전자의 초기위치를 모르는 경우, 초기 기동시에 회전자가 일시적으로 반대 방향으로 회전하는 경우가 발생할 수 있다. 뿐만 아니라, 초기 기동시에 필요한 토크를 최대로 내지 못할 수 있기 때문에 기동에 실패할 가능성도 있다.
본 발명의 일측면에 의하면 센서리스 제어 시스템에서 모터의 초기 구동 시 회전자를 임의의 위치에 강제 정렬하는 모터의 제어방법을 제시하고자 한다.
또한, 본 발명의 다른 측면에 의하면 모터의 회전속도가 일정속도에 도달하여 센서리스 제어 알고리즘이 수행되기 전에도 폐루프 제어를 수행하여 에러를 최소화하는 모터의 제어방법을 제시하고자 한다.
이를 위해 본 발명의 일실시예에 의한 모터의 제어방법은 브러시리스 직류(BLDC) 모터의 초기 운전 시에 회전자를 특정 위치에 강제로 정렬시키는 단계;와 상기 회전자를 일정 속도까지 가속시키는 단계;와 상기 회전자를 가속 시 시동을 위한 폐루프 제어를 수행하여 부하각도(θL)를 줄이는 방향으로 제어하는 단계;를 포함하는 것이 바람직하다.
상기 회전자를 특정 위치에 강제로 정렬하는 단계는, 기준 전압벡터의 벡터도상에서 상기 특정 위치의 전압벡터에 인접하는 전압벡터를 상기 고정자에 인가하여 상기 회전자를 특정 위치에 강제로 정렬하는 것이 바람직하다.
상기 특정 위치의 전압벡터에 인접하는 전압벡터를 상기 고정자에 인가하는 것은, 상기 특정 위치의 전압벡터의 시계방향 및 반시계방향의 가장 인접하는 전압벡터를 모두 고정자에 인가하는 것이 바람직하다.
상기 부하각도는 상기 회전자의 실제위치의 전기각과 추정위치의 전기각의 차이인 것이 바람직하다.
상기 회전자의 부하각도(θL)를 줄이는 방향으로 제어하는 단계는, 상기 모터의 고정자에 인가되는 전압벡터 또는 전류벡터를 조정하여 제어하는 것이 바람직하다.
상기 회전자가 일정속도까지 가속되면, 상기 모터는 정상상태의 동작을 위한 폐루프 제어로 동작하는 단계;를 더 포함하는 것이 바람직하다.
상기 모터가 정상상태의 동작을 위한 폐루프 제어로 동작하는 단계는, 상기 모터가 센서리스 제어 알고리즘으로 스위칭되어 동작하는 것이 바람직하다.
상기 모터가 정상상태의 동작을 위한 폐루프 제어로 동작하는 단계는, 상기 정상상태의 동작을 위한 폐루프 제어시스템의 실제 파라미터로 레귤레이터를 재초기화하여 상기 모터를 동작시키는 것이 바람직하다.
한편, 상술한 본 발명의 일실시예에 의한 모터의 제어방법은 모터의 초기 구동 시 회전자를 강제 정렬하여 구동 실패를 최소화하고, 모터의 센서리스 제어 알고리즘이 수행되기 전에도 폐루프 제어를 수행하여 에러를 최소화할 수 있다.
또한, 본 발명의 일실시예에 의한 모터의 제어방법은 제어시스템이 모터의 정상상태 동작을 위한 폐루프 제어로 전환될 때 제어시스템의 모든 레귤레이터들을 센서리스 제어시스템에서 사용될 실제 파라미터를 가지고 재초기화함으로서 잡음을 최소화할 수 있다.
이하에서는 첨부도면을 참조하여 본 발명에 대해 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 의한 모터시스템(10)의 구성을 도시한 제어회로도이다.
도 1에 도시한 바와 같이, 모터시스템(10)은 BLDC모터(17)와, BLDC모터(17)를 구동하는 인버터부(13)와, 인버터부(13)의 직류전류를 검출하는 전류검출부(14)와, BLDC모터(17)의 유기전압을 검출하는 유기전압검출부(15)와, 검출된 직류전류 및 유기전압에 기초하여, 인버터부(13)의 출력전압 및 출력주파수 중 적어도 하나를 제어하는 제어부(16)를 포함한다.
BLDC모터(17)는 3상으로 배치된 3개의 코일을 구비하는 고정자와, 상기 고정자에 대하여 회전 가능하도록 배치된 회전자를 포함한다.
모터시스템(10)은 상용전원이 교류전원(10)을 입력 받아, 직류전압으로 변환하는 컨버터부(12)를 더 포함할 수 있다. 컨버터부(12)는 2상 브리지(bridge)로 구성된 4개의 다이오드(121)와 평활용 캐패시터(122)를 포함하며, 이를 통해 전파 정류를 수행한다. 다른 실시예로서, 컨버터부(12)는 배전압 회로를 구비할 수 있으며, 이 경우 반파 정류를 수행할 수도 있다.
인버터부(13)는 3상 브리지 형태로 접속된 6개의 스위칭 소자(131u,131v,131w,132u,132v,132w : 이하 간략히 "131 및 132"라고도 함)와, 스위칭 소자(131 및 132)를 온/오프시키는 드라이버부(133)를 포함한다. 3쌍의 스위칭 소자(131 및 132)는 BLDC모터(17)의 고정자에 배치된 각 코일에 유입되는 전류 및 각 코일로부터 유출되는 전류의 흐름을 각각 스위칭한다. 드라이버부(133)는 제어부(16)의 제어에 따라 스위칭 소자(131 및 132)를 온/오프시킴으로서, 인버터부(13)가 소정 전압 및 주파수의 3상 교류를 출력하게 한다. 출력된 3상 교류는 BLDC모터(17)에 공급됨으로서 BLDC모터(17)가 동작된다.
전류검출부(14)는 컨버터부(12)와 인버터부(13) 사이에 직렬로 개재된다. 컨버터부(12)로부터 출력된 직류전압은 전류검출부(14)를 통해서 인버터부(13)에 인가된다. 전류검출부(14)는 션트(shunt)저항으로 구현될 수 있다. 전류검출부(14)는 인버터부(13)의 스위칭 소자(131 및 132)가 과전류에 의해 파괴되지 않도록 보호하는 과전류 검출 기능을 더 가질 수 있다.
제어부(16)는 인버터부(13)가 소정의 전압 및 주파수로 BLDC모터(17)를 구동시킬 수 있도록, 스위칭 소자(131 및 132)를 온/오프시키기 위한 신호를 생성하여 인버터부(13)에 공급한다.
인버터부(13)의 출력전압은 유기전압검출부(15)에 인가된다. BLDC모터(17)는 고정자의 코일에 대하여 영구자석인 회전자가 회전하기 때문에 그 동작 중에 유기전압이 발생한다. 따라서, 인버터부(13)의 상하 한 쌍의 스위칭 소자(131 및 132)가 동시에 오프된 상태에 있는 상의 유기전압을 유기전압 검출부(15)에 의해 검출함으로서, 회전자의 위치를 추정할 수 있다.
도 2a 및 도 2b는 본 발명의 일실시예에 의한 모터의 공간벡터제어를 설명하기 위한 도면이다.
본 실시예에서 제어부(16)는 공간벡터를 이용한 펄스폭변조를 이용하여 인버터부(13)의 동작을 제어함으로서 모터(17)의 회전을 제어하는데, 통상적으로 도 1의 3상 인버터부(13)는 각 레그(leg)에 구비된 두 개의 스위칭소자 중 어느 하나가 온되면 다른 하나가 오프되는 방식으로 제어되므로, 인버터부(13)의 전체 스위칭 상태를 나타낼 때 상부 스위칭소자(131u,131v,131w)의 상태를 1 또는 0으로 표시한다. 이 때, 1은 스위치가 닫혀서 통전되는 상태를 의미하고 0은 스위치가 열린 상태를 의미한다.
상술한 방식으로 제어할 때 인버터부(13)는 각 스위칭소자(131 및 132)의 온/오프 조합에 대응하는 8개의 상태 중 어느 하나의 상태에 있게 되는데. 공간벡터를 이용한 펄스폭변조 방식은 8개의 상태에 각각 대응하는 8개의 기본 전압벡터를 이용하여 공간벡터를 이용한 펄스폭 변조신호를 발생시키는 방식이다. 한편, 이에 대한 상세한 설명은 미국등록특허 제5309349호에 상세히 기재되어 있으므로 이하 간단히 설명한다.
도 2a에 도시한 바와 같이 기본 전압벡터는 6개의 유효전압벡터(v1 내지 v6)와 2개의 영전압벡터(v7,v8)를 가지며, 영전압벡터 v7과 v8은 각각 상부 또는 하부 스위칭소자 전체가 오프상태가 되어 모터(17)에 전류가 흐르지 않는 상태인 (1,1,1)과 (0,0,0)이다. 이 때, 괄호안의 숫자는 각각 스위칭 소자 131u,131v 및 131w의 온/오프 상태를 표시한다.
도 2b의 기본 전압벡터도에서 6개의 유효전압벡터(v1 내지 v6)는 서로 60도의 위상차를 갖도록 배치되고 영전압벡터(v7,v8)는 그 원점에 위치하며, 제어 부(16)는 모터(17) 제어에 필요한 임의의 지령전압벡터가 주어지면 전술한 주어진 지령전압벡터를 분해한 기본 전압벡터(v1 내지 v8)가 적용되도록 공간벡터 펄스폭 변조신호를 발생시킨다.
예를 들면, 도 2b의 임의의 전압벡터(Vref)가 지령전압벡터로 주어진 경우, 지령전압벡터(Vref)는 식[1]과 같이 2개의 이웃하는 유효전압벡터(v1,v2)와 하나의 영전압벡터(V0)로 분해되어 표현된다. 즉,
Vref = β1*V1 + β2*V2 + β3*V0 , β1 +β2 + β3 = 1 .......[1]
이 때, 상기 식[1]에서 영전압벡터 V0는 식[2]와 같이 V7과 V8의 선형 조합으로 표현될 수 있다.
V0 = β4*V7 + β5*V8 , β4 +β5 =1......[2]
한편, 본 발명의 일실시예에 의한 회전자의 초기 포지셔닝에 대해 도 2a 및 도 2b를 참조하여 설명하기로 한다.
모터(17)의 초기 구동 시 제어부(16)는 인버터부(13)를 제어하여 회전자가 초기 정렬되어야 하는 전압벡터와 인접한 전압벡터를 고정자에 인가한다. 예를 들면, 회전자가 도 2b의 v1전압벡터에 따라 초기 정렬되어야 한다면 고정자에 v2 및 v6 전압벡터를 인가한다. 이 때, 회전자는 v2 및 v6 전압벡터의 합인 v1전압벡터방 향으로 회전하여 정렬하게 된다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 의한 모터(17)의 형태를 회전자가 내부에 있는 모터(17)의 형태로 등가한 모델이다.
도 3에 도시한 바와 같이, 고정자는 3상 Y결선된 권선으로 이루어져 있고, 서로 전기적으로 120도 간격으로 배치되어 있으며, 고정자 권선은 일반적으로 전력을 공급하기 위하여 펄스폭 변조 방식의 3상 인버터의 출력 단자에 연결되어 있다. 또한, 쇄교 자속의 방향을 표시하기 위해 직축(d-axis) 및 횡축(q-axis)의 개념을 도입하고, 이를 각각 d 및 q로 나타내었다. 이 때, 직축의 방향은 영구자석으로부터 공급받는 자속의 방향으로서, 자석의 북극이 가리키는 방향에 해당한다. 횡축은 직축과 전기적으로 90도 떨어진 방향을 의미한다. 본 명세서에서는 직축을 기준으로 반시계 방향으로 90도 떨어진 방향을 횡축으로 정의한다.
또한, 도 3에서 dq축은 회전자의 추정축이고, d'q'축은 개루프축이며, 부하각도(θL)는 회전자의 실제위치와 추정위치간의 전기각의 차이로서 모터(17)의 전체 부하 토크가 '0'보다 크기 때문에 발생하는 각이다.
한편, 도 2의 과정으로 모터(17)의 초기 구동 시 회전자를 강제 정렬시키면 d'q'축은 dq축과 일치한다. 즉, 모터(17)의 회전자가 동작하지 않고 임의의 위치에 정렬된 상태일 때는 구동을 위한 전압벡터가 인가되기 전이므로 부하각도(θL)가 발생하지 않는다.
이후, 현재 전류벡터가 d'축을 따라 인가되고, d'q'축은 소정의 가속도를 가 지고 회전하기 시작한다. 이 때, 모터(17)의 전체 부하 토크가 0보다 크기 때문에 실제 동기 축(real synchronous axis) dq와 시동(starting) d'q' 사이에 차이가 발생하며, 이러한 차이는 상술한 것처럼 부하각도(θL)와 같다. 따라서, 부하각도(θL)는 실제 위치와 추정 위치 사이간의 에러를 의미한다.
그리고, 모터(17)가 상술한 과정으로 시동된 후, 센서리스 알고리즘이 동작하기 시작하지만, 그 결과는 큰 에러를 가지므로 시동 루틴에 어떤 영향을 주지 않도록 제어되며 피드백으로만 사용된다. 또한, 모터(17)의 시동 시 제어부(16)는 상기 회전자를 제어함에 있어 시동을 위한 폐루프 제어를 수행하여 부하각도(θL)를 줄이는 방향으로 제어한다.
구체적으로, 제어부(16)는 d'축에 인가한 전류벡터와 실제 d축의 전류벡터를 비교하여, 그 차이각인 부하각도(θL)를 줄이는 방향으로 d'축에 인가되는 전류벡터를 조정할 수 있다. 즉, 제어부(16)는 시동 기준 프레임(starting reference frame)으로 d'q'를 사용하고, Iq'(q'축에 인가되는 전류)가 제로가 되도록 제어하며, Id'(d'축에 인가되는 전류)가 시동(starting) 전류와 같아지도록 제어한다.
한편, 상술한 것처럼 d'축에 인가되는 전류벡터를 조정하여 부하각도(θL)를 줄이는 방향으로 회전자를 제어할 수 있지만, d'축에 인가되는 전압벡터를 조정하여 부하각도(θL)를 줄이는 방향으로 제어하는 것도 가능하다. 이는 d'축에 인가되는 전압벡터에 의해 전류벡터가 발생하는 것이기 때문에 상술한 방법과 동일한 방 법으로 전압벡터를 조정할 수 있음을 알 수 있다. 즉, 모터의 고정자에 인가되는 전압벡터 또는 전류벡터를 조정함으로서 부하각도(θL)을 줄일 수 있다.
이 때, 모터의 구동 시 부하각도(θL)는 역기전력에 의해 추정된 회전자의 d축과 제어부(16)에 의해 전류벡터 가 인가되는 개루프축과의 차이가 된다.
그리고, 회전자는 미리 설정된 가속도로 가속되며, 회전자의 속도가 높아질수록 추정에러는 낮아지므로 일정 속도가 되었을 때, 모터(17) 제어시스템은 시동을 위한 폐루프 제어에서 모터(17)의 정상상태의 동작을 위한 폐루프 제어로 전환된다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 의한 모터(17)의 제어블록도이다.
도 4에 도시한 바와 같이, 모터(17)는 비례적분 레귤레이터(210), 배율기(220), 제1저대역통과필터(230), 신호함수(240), 지연함수(250), 적분기(260), 적분 레귤레이터(270), 제2저대역통과필터(280) 및 모델모터(290)로 구성된다.
비례적분 레귤레이터(210)는 감마 전류 오차 신호를 적분하여 제어 신호를 만들어 내는 적분제어를 비례제어에 병렬로 연결하여 사용한 것으로, 정상상태 오차를 줄여주면서 과도응답으로 발생한 시스템의 느린 반응을 빠르게 할 수 있다.
배율기(220)는 비례적분레귤레이터(210)로부터 보정값을 전송받고, 적분레귤레이터(270)로부터 속도 추정값을 전송받아서, 속도 추정값에 보정값을 적용하여 속도보정 추정값을 연산한 후 제1저대역통과필터(230)로 전송한다.
제1저대역통과필터(230)는 배율기(220)에서 전송된 속도추정값의 고대역 주 파수를 필터링하여 모델모터(290)로 전송한다.
신호함수(240)는 델타 전류 오차를 이용하여 추정된 속도의 신호에 따라 보정된 속도 신호를 세팅한다.
지연함수(250)는 적분 레귤레이터에서 전송된 속도 추정값의 신호를 지연시켜 신호함수(240)로 전송한다.
적분기(260)는 속도 보정 추정값이 전송되면, 속도 추정값을 적분한 후 로터의 위치를 추정한다. 이때 적분기는 정상상태 오차를 감소시킨다.
적분 레귤레이터(270)는 델타 전류 오차 신호(Δiδ)가 입력되면 입력된 델타 전류 오차를 이용하여 모터(17)의 역기전력의 추정값을 연산한 후 제2저대역 통과 필터로 전소한다.
제2저대역통과필터(280)는 적분 레귤레이터(270)에서 전송된 역기전력 추정값에 포함된 고대역 주파수를 필터링 하여 모델모터(290)로 전송한다.
이때 제2저대역통과필터(280)를 통과한 역기전력 추정값을 이용하여 속도 추정값을 연산한 후 배율기(220)로 전송한다.
모델모터(290)은 제2저대역통과필터(280)로부터 역기전력 추정값을 전송받고, 제1저대역통과필터(230)로부터 속도 보정 추정값을 전송받으며, 현재의 델타 전류 및 감마 전류를 전송받아서 다음 단계를 위한 모터(17)의 감마 전류 및 델타 전류를 추정한 후 추정한 감마 전류(iγn+1)를 비례적분 레귤레이터(210)로 전송하고, 추정한 델타 전류(Δδn+1)를 적분 레귤레이터(270)로 전송한다.
한편, 도 3에서 상술한 모터(17)의 제어시스템이 시동을 위한 폐루프 제어로 동작을 하다가 모터(17)의 정상상태의 동작을 위한 폐루프 제어로 전환되는 순간 폐루프 제어 시스템의 모든 레귤레이터들은 센서리스 제어시스템에서 사용될 실제 파라미터를 가지고 재초기화된다. 이를 위해, 적분 레귤레이터(270)와 비례적분레귤레이터(210)가 재초기화되어야 한다. 만약, 제어시스템이 잘 동작되며 제어 에러가 제로에 가깝다면 비례적분 레귤레이터(210)의 적분부분이 레귤레이터의 출력으로 설정될 수도 있다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 의한 모터(17)의 제어흐름도이다.
도 5에 도시한 바와 같이, 모터(17)의 초기 구동 시 회전자의 강제정렬을 수행한다. 즉, 모터(17)의 초기 구동 시 제어부(16)는 인버터부(13)를 제어하여 회전자가 초기 정렬되어야 하는 전압벡터와 인접한 전압벡터를 고정자에 인가한다. 예를 들면, 회전자가 도 2b의 v1전압벡터에 따라 초기 정렬되어야 한다면 고정자에 v2 및 v6 전압벡터를 인가한다. 이 때, 회전자는 v2 및 v6 전압벡터의 합인 v1전압벡터방향으로 회전하여 정렬하게 된다.(s10)
다음으로, 모터(17)의 회전자가 강제 정렬되면 시동을 위한 폐루프 제어를 수행한다. 즉, 모터(17)의 시동 시 제어부(16)는 상기 회전자를 제어함에 있어 시동을 위한 폐루프 제어를 수행하여 부하각도(θL)를 줄이는 방향으로 제어한다. 구체적으로, 제어부(16)는 도 3의 d'축에 인가한 전류벡터와 실제 d축의 전류벡터를 비교하여, 그 차이각인 부하각도(θL)를 줄이는 방향으로 d'축에 인가되는 전류벡터를 조정할 수 있다. 즉, 제어부(16)는 시동 기준 프레임(starting reference frame)으로 d'q'를 사용하고, Iq'(q'축에 인가되는 전류)가 제로가 되도록 제어하며, Id'(d'축에 인가되는 전류)가 시동(starting) 전류와 같아지도록 제어한다.(s20)
다음으로, 제어부(16)는 정상상태의 동작을 위한 폐루프 제어를 수행한다. 즉, BLDC모터(17)의 회전자가 역기전력 검출이 가능한 일정 속도까지 회전자의 회전속도가 도달하면 BLDC모터(17)에 인가되는 전압의 크기를 조절하여 회전자 자계와 고정자 자계의 위상을 조절한 후 센서리스 운전모드로 전환하며, BLDC모터(17)의 역기전력 정보로부터 간접 검출된 회전자 위치정보를 이용하여 상 전환 및 속도제어를 하여 BLDC모터(17)를 운전한다.(s30)
한편, 모터(17)의 정상상태 동작을 위한 폐루프 제어로 전환되는 순간 폐루프 제어 시스템의 모든 레귤레이터들은 센서리스 제어시스템에서 사용될 실제 파라미터를 가지고 재초기화된다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 의한 모터시스템의 구성을 도시한 제어회로도
도 2a 및 도 2b는 본 발명의 일실시예에 의한 모터의 공간벡터제어를 설명하기 위한 도면
도 3은 본 발명의 일실시예에 의한 모터의 형태를 회전자가 내부에 있는 모터의 형태로 등가한 모델도
도 4는 본 발명의 일실시예에 의한 모터의 제어블록도
도 5는 본 발명의 일실시예에 의한 모터의 제어흐름도
*도면의 주요부분에 대한 부호 설명*
13 : 인버터부 16 : 제어부
17 : 모터 133 : 드라이버부

Claims (8)

  1. 브러시리스 직류(BLDC) 모터의 초기 운전 시에 회전자를 특정 위치에 강제로 정렬시키는 단계;
    상기 회전자를 일정 속도까지 가속시키는 단계;
    상기 회전자를 가속 시 시동을 위한 폐루프 제어를 수행하여 부하각도(θL)를 줄이는 방향으로 제어하는 단계;를 포함하고,
    상기 회전자를 특정 위치에 강제로 정렬하는 단계는,
    기준 전압벡터의 벡터도상에서 상기 특정 위치의 전압벡터에 인접하는 전압벡터를 고정자에 인가하여 상기 회전자를 특정 위치에 강제로 정렬하는 것인 모터의 제어방법.
  2. 삭제
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 특정 위치의 전압벡터에 인접하는 전압벡터를 상기 고정자에 인가하는 것은,
    상기 특정 위치의 전압벡터의 시계방향 및 반시계방향의 가장 인접하는 전압벡터를 모두 고정자에 인가하는 것인 모터의 제어방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 부하각도(θL)는 상기 회전자의 실제위치의 전기각과 추정위치의 전기각의 차이인 것인 모터의 제어방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 회전자의 부하각도(θL)를 줄이는 방향으로 제어하는 단계는,
    상기 모터의 고정자에 인가되는 전압벡터 또는 전류벡터를 조정하여 제어하는 것인 모터의 제어방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 회전자가 일정속도까지 가속되면,
    상기 모터는 정상상태의 동작을 위한 폐루프 제어로 동작하는 단계;를 더 포함하는 모터의 제어방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 모터가 정상상태의 동작을 위한 폐루프 제어로 동작하는 단계는,
    상기 모터가 센서리스 제어 알고리즘으로 스위칭되어 동작하는 것인 모터의 제어방법.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 모터가 정상상태의 동작을 위한 폐루프 제어로 동작하는 단계는,
    상기 정상상태의 동작을 위한 폐루프 제어시스템의 실제 파라미터로 레귤레이터를 재초기화하여 상기 모터를 동작시키는 것인 모터의 제어방법.
KR1020090003249A 2009-01-15 2009-01-15 모터의 제어방법 KR101597244B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020090003249A KR101597244B1 (ko) 2009-01-15 2009-01-15 모터의 제어방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020090003249A KR101597244B1 (ko) 2009-01-15 2009-01-15 모터의 제어방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20100083919A KR20100083919A (ko) 2010-07-23
KR101597244B1 true KR101597244B1 (ko) 2016-02-25

Family

ID=42643473

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020090003249A KR101597244B1 (ko) 2009-01-15 2009-01-15 모터의 제어방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101597244B1 (ko)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101247567B1 (ko) * 2011-12-26 2013-03-25 전자부품연구원 가변 자속형 모터의 제어 방법 및 제어 시스템
KR101939476B1 (ko) 2017-07-11 2019-01-16 엘지전자 주식회사 모터 구동 장치

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004173361A (ja) 2002-11-18 2004-06-17 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd Ｄｃブラシレスモータの並列駆動回路及び並列駆動方法
JP2004274855A (ja) * 2003-03-07 2004-09-30 Nippon Densan Corp ローター位置検出調整方法及びローター位置検出調整装置
KR100859077B1 (ko) 2007-04-19 2008-09-17 주식회사 대우일렉트로닉스 압축기 구동 모터의 기동제어 방법

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100597730B1 (ko) * 1999-03-09 2006-07-07 삼성전자주식회사 센서리스 ｂｌｄｃ모터 및 그 펄스폭 제어방법

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004173361A (ja) 2002-11-18 2004-06-17 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd Ｄｃブラシレスモータの並列駆動回路及び並列駆動方法
JP2004274855A (ja) * 2003-03-07 2004-09-30 Nippon Densan Corp ローター位置検出調整方法及びローター位置検出調整装置
KR100859077B1 (ko) 2007-04-19 2008-09-17 주식회사 대우일렉트로닉스 압축기 구동 모터의 기동제어 방법

Also Published As

Publication number Publication date
KR20100083919A (ko) 2010-07-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2698916A2 (en) Motor control apparatus and motor control method
JP2005323490A (ja) 永久磁石式同期モータ装置およびコントローラ
Antonello et al. Benefits of direct phase voltage measurement in the rotor initial position detection for permanent-magnet motor drives
CN107431453B (zh) 无传感器换向方法
US20100264861A1 (en) Method for determining the position of the flux vector of a motor
KR20080000001A (ko) 센서리스 비엘디씨 전동기의 제어방법
KR20130106505A (ko) 센서리스 제어 방법 및 장치
JP2008017608A (ja) 同期機のセンサレス制御装置
WO2015073446A1 (en) Field weakening control of magnet motor drives
WO2015153778A1 (en) A method for controlling torque in permanent magnet motor drives
KR101448677B1 (ko) Bldc 모터의 회전자 위치 추정 장치 및 방법
KR101225165B1 (ko) 센서리스 영구자석 동기모터의 기동제어방법
WO2007114058A1 (ja) 永久磁石同期モータの磁極位置検出方法
CN109391186B (zh) 控制装置以及控制方法
JP4590761B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
Song et al. Sensorless control of surface permanent magnet synchronous motor using a new method
KR101597244B1 (ko) 모터의 제어방법
JP4670162B2 (ja) 同期電動機の制御装置
KR20180082128A (ko) 상전압 검출을 이용한 브러시리스 직류모터 기동 제어방법 및 장치
Sreepriya et al. Sensorless control of three phase BLDC motor drive with improved flux observer
EP3654520B1 (en) Motor driving apparatus
JP5363129B2 (ja) インバータ制御装置
JP2004289898A (ja) ステッピングモータの駆動装置
US20200162008A1 (en) Motor drive apparatus
KR20150031356A (ko) Bldc 모터 제어 시스템에서 역기전력의 제로 크로싱 지점 판단 기준전압 보상 장치 및 방법

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190130

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20200130

Year of fee payment: 5