WO2013057780A1 - モータ制御装置 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a motor control device that controls an induction motor suitable for driving a spindle of a machine tool or a vehicle, for example.
- Patent Document 1 multiplies the deviation between the magnetic flux command value and the magnetic flux estimated value by a coefficient, and further multiplies the excitation current command corresponding to the magnetic flux command to calculate the magnetic flux with respect to the magnetic flux command.
- a technique for correcting the delay is disclosed.
- the coordinate conversion unit 6 performs UV-dq coordinate conversion on the primary currents Iu and Iv based on the estimated rotational position value ⁇ 1, and calculates the excitation current value idFB and the torque current value iqFB described above.
- the coordinate conversion unit 7 performs dq-UVW coordinate conversion on the excitation voltage command Vdcom and the torque voltage command Vqcom based on the rotational position estimated value ⁇ 1, and performs a U-phase voltage command Vu, a V-phase voltage command Vv, and a W-phase voltage command.
- Vw is generated and input to the inverter circuit control signal generator 12.
- the inverter circuit control signal generation unit 12 generates a desired control signal (on / off signal) based on the U-phase voltage command Vu, the V-phase voltage command Vv, and the W-phase voltage command Vw, and performs each switching of the inverter circuit 3. Control the element. By this control, desired AC power is supplied to the motor 1 and the motor 1 is driven.
- the deviation between the excitation current value idFB calculated by the coordinate conversion unit 6 and the excitation current command idcom calculated by the excitation current limiter 23 is calculated.
- the output of the subtracter 17 is input to the excitation current controller 10 as an excitation current deviation.
- the excitation current controller 10 calculates an excitation voltage command Vdcom based on the excitation current deviation and inputs it to the coordinate conversion unit 7. The subsequent operation is as described above.
- the magnetic flux estimation unit 8 has a function of calculating the magnetic flux estimation value ⁇ S from the excitation current value idFB as described above.
- Gid_ ⁇ (s) the transfer function of the magnetic flux estimation unit 8 is expressed as Gid_ ⁇ (s)
- this Gid_ ⁇ (s) is the secondary resistance Rr of the rotor of the motor 1, the self-inductance Lr of the rotor of the motor 1, and the winding between the windings of the motor 1.
- the magnetic flux controller 13 is a part that determines the response band of the magnetic flux control system, and the response band is determined by the gain set by the magnetic flux controller 13.
- the transfer function of the magnetic flux controller 13 is expressed as G ⁇ (s)
- the G ⁇ (s) can be expressed by the following equation using a proportional gain K ⁇ and an integral gain K ⁇ i. .
- the magnetic flux controller 13 can increase or decrease the gain according to the set value of the response band constant wc. That is, when the response band constant wc is increased, the proportional gain K ⁇ and the integral gain K ⁇ i are increased, and the response band of the magnetic flux control system can be increased.
- the magnetic flux control system is configured to follow the magnetic flux estimated value ⁇ S with respect to the magnetic flux command ⁇ com so that the deviation between the magnetic flux command ⁇ com and the magnetic flux estimated value ⁇ S is small. Is large (for example, when switching from the non-excitation state to the excitation state), the deviation between the magnetic flux command ⁇ com and the estimated magnetic flux value ⁇ S increases. When the response band of the magnetic flux command magnetic flux control system is increased, the output of the magnetic flux controller 13 is also increased.
- the excitation current command idmax is clamped to the limit value of the excitation current limiter 23 in order not to overshoot the magnetic flux ⁇ with respect to the magnetic flux command ⁇ com. It is necessary to set the response band constant wc of the magnetic flux controller 13 so as not to set the response band of the magnetic flux control system. This indicates that if the limit value of the excitation current limiter 23 can be increased, the response band constant wc of the magnetic flux controller 13 can be increased and the response band of the magnetic flux control system can be increased. .
- the excitation current value idFB and the magnetic flux ⁇ have a relationship with the above equation (1) as a transfer function.
- the term of time change in the above equation (1) that is, the term of “Laplace operator s”
- the excitation current value idFB The magnetic flux ⁇ can be expressed as:
- the excitation current value idFB in the steady state can be expressed by the following equation using the magnetic flux ⁇ from the above equation (5).
- the current limit value idmax can be calculated using, for example, the following calculation formula.
- A is the slope (the rate of change of the response band constant w with respect to the current limit value idmax), and B is the intercept (the response band constant w when the excitation current value idFB matches the current limit value idmax). Value).
- the response band constant calculation unit 25 sets the response band constant w according to the equation (11). The calculated response band constant w is output.
- FIG. 5 is a diagram showing the characteristics of the motor 1 controlled by the motor control apparatus according to the first embodiment.
- FIG. 5A shows the rotational speed-output characteristics with the horizontal axis representing the rotational speed and the vertical axis representing the output.
- (B) shows the rotational speed-torque characteristics with the horizontal axis representing the rotational speed and the vertical axis representing the torque.
- the motor 1 that is an induction motor
- the motor constants such as winding resistance and inductance
- the rotation speed (motor base) until reaching the upper limit voltage determined by the power source voltage as a power source.
- the constant torque drive region is used to drive with constant torque.
- the magnetic flux ⁇ can be quickly and without overshooting the magnetic flux command ⁇ com.
- Can follow For example, a predetermined torque can be quickly reached in the constant torque drive region, and the magnetic flux can be caused to follow the magnetic flux command in the constant output drive region.
- the follow-up to the magnetic flux command ⁇ com becomes faster, so that the rotation speed can be increased quickly and the acceleration time to the maximum motor rotation speed ⁇ max can be shortened. It becomes.
- FIG. FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of the motor control device according to the second embodiment.
- a control signal (third control signal) SW for changing the switching frequency when controlling the switching element of the inverter circuit 3 is added to the output of the control parameter change value calculation unit 16. Except for this, the configuration is the same as that of the motor control apparatus shown in the first embodiment. Note that the same parts in FIGS. 1 and 7 are denoted by the same reference numerals, and overlapping contents are appropriately omitted.
- the switching element of the inverter circuit 3 has a switching loss and a conduction loss, and the allowable maximum current value Imax can be calculated from these two losses.
- the total loss of the inverter circuit 3 is Wall
- the conduction loss is Won
- the switching loss is Wsw
- the total loss Wall can be expressed by the following equation using the conduction loss Won and the switching loss Wsw. .
- the switching loss Wsw is a loss that occurs when the switching element performs a switching-on operation or a switching-off operation, and the switching loss per second is determined by the switching frequency of the inverter circuit 3.
- the meaning of the above expression (14) means that if the switching frequency is halved, the switching loss Wsw can be halved. As the switching loss Wsw becomes smaller, the total loss Wall becomes smaller as is apparent from the above equation (12). On the other hand, if the total loss Wall is constant, the conduction loss Won can be increased as much as the switching loss Wsw is reduced, so that the current flowing through the inverter circuit 3 can be increased.
- the allowable maximum current value calculation unit 26 calculates the allowable maximum current value Imax of the inverter circuit 3 after calculating the total loss Wall of the inverter circuit 3 based on the switching frequency fsw of the inverter circuit 3, and then calculates the current limit value calculation unit 24. To enter.
- the allowable maximum current value calculation unit 26 changes the switching frequency to a switching frequency (for example, 1/2) lower than the original switching frequency until the magnetic flux ⁇ rises with respect to the magnetic flux command ⁇ com.
- SW is generated.
- the control signal SW is input to the inverter circuit control signal generation unit 12, and the switching frequency fsw is changed to a lower switching frequency fsw1.
- the switching frequency fsw is reduced, the total loss Wall of the inverter circuit 3 is reduced, so that the allowable maximum current value Imax of the inverter circuit 3 can be increased. If the magnetic flux ⁇ can follow the magnetic flux command ⁇ com, control is performed to return the changed switching frequency fsw1 to the original switching frequency fsw.
- the excitation current value idFB is most necessary when the magnetic flux rises. For this reason, the excitation current value idFB does not become extremely large after the follow-up. Therefore, the current limit value of the excitation current limiter 23 is controlled to return to the current limit value idmax based on the original switching frequency. However, it is not necessary to return the response band constant of the magnetic flux controller 13, and the responsiveness can be kept high.
- the current limit value of the excitation current limiter 23 is compared with the motor control device of the first embodiment. Can be set larger, so that the response band constant w can be set larger. As a result, the follow-up of the magnetic flux ⁇ with respect to the magnetic flux command ⁇ com can be further accelerated.
- Embodiment 3 a switching element provided in the inverter circuit 3 will be described.
- a semiconductor switching element IGBT, MOSFET, etc., hereinafter abbreviated as “Si-SW” made of silicon (Si) is generally used.
- IGBT, MOSFET, etc. hereinafter abbreviated as “Si-SW”.
- Si-SW semiconductor switching element made of silicon
- the technique of the first embodiment is not limited to this Si-SW.
- SiC-SW semiconductor switching element made of silicon carbide (SiC), which has been attracting attention in recent years, as the switching element of the inverter circuit 3 described above, instead of silicon (Si). It is.
- the switching element formed of such a wide band gap semiconductor has high voltage resistance and high allowable current density, the switching element can be miniaturized, and these miniaturized switching elements should be used. Thus, it is possible to reduce the size of a semiconductor module incorporating these elements.
- the switching element formed of a wide band gap semiconductor has high heat resistance, in the case of a switching element that requires a cooling mechanism such as a heat sink, the cooling mechanism can be downsized, and the switching element module can be further reduced in size. Can be realized.
- the present invention is useful as a motor control device that speeds up the follow-up of the magnetic flux with respect to the magnetic flux command and can improve the acceleration performance and the control performance.
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Abstract
モータ１に流れる１次電流をトルク電流値および励磁電流値に変換する座標変換部６と、励磁電流値ｉｄＦＢに基づいて磁束推定値ΦＳを推定する磁束推定部８と、磁束偏差に基づいて励磁電流指令ｉｄｃｏｍを算出する磁束制御器１３と、磁束制御器１３が出力する励磁電流指令ｉｄｃｏｍの出力値を制限する励磁電流制限器２３と、励磁電流制限器２３の出力と励磁電流値ｉｄＦＢとにより生成された励磁電流偏差に基づき、インバータ回路３のスイッチング素子を制御するための励磁電圧指令Ｖｄｃｏｍを生成する励磁電流制御器１０と、励磁電流制御器１０が出力する励磁電流指令ｉｄｃｏｍの出力制限値を変更するための許容最大電流値ｉｄｍａｘと、磁束制御器１３のゲインの大きさを決定する応答帯域定数ｗとを生成可能に構成される制御パラメータ変更値算出部１６と、を備える。
Description
本発明は、例えば工作機械の主軸や車両の駆動用として好適な誘導モータを制御するモータ制御装置に関する。
誘導モータは、固定子に１次電流を流して回転磁界を発生させる。この回転磁界による磁束を回転子が横切るとき、回転子には電圧が誘導されて２次電流が流れる。この２次電流と回転磁界による磁束との相互作用により、回転子にはトルクが発生する。
このような誘導モータでは、一般的に、固定子に流す１次電流を、磁束を制御するための励磁電流と、２次電流（即ち、トルク電流）とに分けてそれぞれ個別に制御を行うベクトル制御が用いられる。なお、回転子に発生するトルクは、磁束とトルク電流の積に比例する。
一般的に、誘導モータにおけるベクトル制御では、トルク電流を一定にして磁束を変化させることによりモータのトルクを制御する。より具体的には、巻線抵抗やインダクタンス等のモータの電気的定数や、動力源となる電源電圧によって決まる上限電圧に達するまでの回転速度（基底回転速度）までは定トルク駆動領域として磁束を一定に保持し、トルク一定での駆動を行う（定トルク駆動制御）。一方、上限電圧に達する回転速度に到達すると、上昇させる回転速度に反比例して磁束を低減させる。この制御により、トルクも低減し、出力一定の駆動が行われる（定出力駆動制御）。
上記のように、一般的なベクトル制御により制御される誘導モータでは、定トルク駆動制御と定出力駆動制御とが併用される。このため、誘導モータでは、モータの起動時や、定トルク駆動制御から定出力駆動制御への切り替え時等において、磁束指令値に実際の磁束をすばやく追従させることが要求される。その一方で、磁束は、励磁電流の増減によって制御されるが、発生する磁束は、励磁電流に対し、モータの電気的定数から決まる時定数を持って立ち上がる。その結果、実際の制御では、磁束指令に対し、磁束の追従が遅れる。磁束の追従遅れが発生すると、所定のトルクへの到達時間も遅れ、モータの加速時間が長くなるという問題や、制御性能を上げられないといった問題も生ずる。
このような従来の問題点に対し、下記特許文献１には、磁束指令値と磁束推定値との偏差に係数を乗算し、更に磁束指令相当の励磁電流指令を乗算して磁束指令に対する磁束の遅れを補正する技術が開示されている。
また、非特許文献１には、励磁電流制御系（内部に励磁電流制御器を含み、励磁電流指令と励磁電流との偏差が小さくなるように励磁電流指令に対し、励磁電流を追従させる制御系）をマイナーループ、磁束制御系（内部に磁束制御器を含み、磁束指令と磁束推定値との偏差が小さくなるように磁束指令に対し、磁束推定値を追従させる制御系）をメジャーループとしてカスケード接続した制御系を構成し、磁束指令に対し、磁束の追従を速くする技術が開示されている。
総合電気出版社 ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際 第５版（第１１１－１１２頁、図５．１４）
しかしながら、上記特許文献１に記載された技術は、非励磁状態から励磁状態に切り換えるようなステップ的な磁束指令の変化に対する磁束の立ち上がり時間短縮には有効であるが、誘導モータを定出力駆動領域で駆動する際の磁束指令の変化に対しては考慮がなされておらず、定出力駆動領域での磁束指令に対し、磁束の追従ができないか、もしくは磁束の追従が遅れるという問題があった。
また、非特許文献１に記載された技術は、前述のように、磁束指令と磁束推定値との偏差が小さくなるように、磁束指令に対し、磁束推定値を追従させる磁束制御系を構成している。そのため、磁束指令に対する磁束の追従の速さは、磁束制御系の応答性（以下「応答帯域」という）に依存する。しかしながら、磁束の増減を制御する励磁電流は、モータに電力供給を行うインバータ回路の許容最大電流値の制約から、制限する必要がある。このような場合、磁束制御系の応答帯域を大きくすると、磁束指令に対して磁束がオーバーシュートし、磁束指令に到達する時間が却って遅くなるという問題が生ずる。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、磁束指令に対し、オーバーシュートすることなく磁束の追従を速くし、加速性能および制御性能の向上を可能とするモータ制御装置を提供することを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、インバータ回路によって駆動されるモータに流出入する１次電流をトルク電流と励磁電流に分けてそれぞれを個別に制御するモータ制御装置において、前記モータに流れる１次電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器で検出された１次電流をトルク電流値および励磁電流値に変換する変換手段と、前記励磁電流値に基づいて磁束推定値を推定する磁束推定部と、入力される磁束偏差に基づいて励磁電流指令を算出する磁束制御器と、前記磁束制御器が出力する前記励磁電流指令の出力値を制限する励磁電流制限器と、前記励磁電流制限器の出力と前記励磁電流値とにより生成された励磁電流偏差に基づき、前記インバータ回路のスイッチング素子を制御するための電圧指令を生成する励磁電流制御器と、前記励磁電流制限器が出力する励磁電流指令の出力制限値を変更する第１の制御信号と前記磁束制御器のゲインの大きさを決定する応答帯域定数を変更する第２の制御信号とを生成可能に構成される制御パラメータ変更値算出部と、を備えたことを特徴とする。
本発明にかかるモータ制御装置によれば、磁束指令に対し、磁束がオーバーシュートすることなく追従を速くすることができ、加速性能および制御性能を向上させることができるという効果を奏する。
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかるモータ制御装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１に係るモータ制御装置５０は、図１に示すように、座標変換部６，７、磁束推定部８、すべり速度算出部９、励磁電流制御器１０、トルク電流制御器１１、インバータ回路制御信号生成部１２、磁束制御器１３、速度制御器１４、積分器１５、制御パラメータ変更値算出部１６、減算器１７，１８，２０，２１、加算器１９、トルク電流制限器２２および、励磁電流制限器２３を備えて構成される。
図１は、実施の形態１に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１に係るモータ制御装置５０は、図１に示すように、座標変換部６，７、磁束推定部８、すべり速度算出部９、励磁電流制御器１０、トルク電流制御器１１、インバータ回路制御信号生成部１２、磁束制御器１３、速度制御器１４、積分器１５、制御パラメータ変更値算出部１６、減算器１７，１８，２０，２１、加算器１９、トルク電流制限器２２および、励磁電流制限器２３を備えて構成される。
また、図１において、スイッチング素子により構成されるインバータ回路３は、モータ制御装置５０の直接的な制御対象である。キャパシタ４は、モータ１の動力源となる直流電力を蓄積する素子であり、検出器２は、モータ１の回転速度ωｍＦＢを検出するセンサーであり、インバータ回路３とモータ１との間に設けられる電流検出部５は、モータ１に流れる１次電流を検出するセンサーである。なお、同図の構成では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のうちのＵ，Ｖ相にセンサーを設けるようにしているが、この構成には限定されず、何れかの２相に設ける構成であればよい。
つぎに、実施の形態１に係るモータ制御装置５０の基本的な動作について説明する。まず、インバータ回路制御信号生成部１２からの制御信号（スイッチング素子に対するオン／オフ信号）がインバータ回路３に入力されると、このインバータ回路３によってキャパシタ４に蓄積された直流電力が任意の周波数と電圧の交流電力に変換されてモータ１に供給される。このとき、モータ１では１次電流が流れ、モータ１は回転駆動される。モータ１に流れる１次電流は、電流検出部５によって検出され、検出された１次電流Ｉｕ，Ｉｖは、モータ制御装置５０（より詳細には、座標変換部６）に入力される。
座標変換部６は、電流検出部５によって検出された１次電流Ｉｕ，Ｉｖと、モータ１の回転位置推定値θ１に基づき、励磁電流値ｉｄＦＢおよびトルク電流値ｉｑＦＢを算出する。
励磁電流値ｉｄＦＢは、磁束推定部８に入力され、磁束推定部８は磁束推定値ΦＳを算出する。トルク電流値ｉｑＦＢおよび磁束推定値ΦＳはすべり速度算出部９に入力され、すべり速度算出部９は、すべり速度ωＳを算出する。このすべり速度ωＳと、検出器２の出力値である回転速度ωｍＦＢは、加算器１９に入力され、加算器１９は、モータ１の回転速度推定値ω１を算出する。回転速度推定値ω１は積分器１５に入力され、積分器１５は前述した回転位置推定値θ１を算出する。回転位置推定値θ１は、座標変換部６および座標変換部７に入力される。座標変換部６は、回転位置推定値θ１に基づき、１次電流Ｉｕ，Ｉｖに対してＵＶ－ｄｑ座標変換を行い、前述した励磁電流値ｉｄＦＢおよびトルク電流値ｉｑＦＢを算出する。座標変換部７は、回転位置推定値θ１に基づき、励磁電圧指令Ｖｄｃｏｍおよびトルク電圧指令Ｖｑｃｏｍに対してｄｑ－ＵＶＷ座標変換を行い、Ｕ相電圧指令Ｖｕ、Ｖ相電圧指令Ｖｖ、Ｗ相電圧指令Ｖｗを生成してインバータ回路制御信号生成部１２に入力する。インバータ回路制御信号生成部１２は、これらＵ相電圧指令Ｖｕ、Ｖ相電圧指令Ｖｖ、Ｗ相電圧指令Ｖｗに基づき、所望の制御信号（オン／オフ信号）を生成してインバータ回路３の各スイッチング素子を制御する。この制御により、モータ１に対し所望の交流電力が供給され、モータ１が駆動される。
つぎに、モータ制御装置５０を構成する主要な制御系の一つである速度制御系について説明する。図１において、速度制御系（広義の意味の速度制御系、以下必要に応じ「広義の速度制御系」という）は、トルク電流制御器１１を内部に含むトルク電流制御系をマイナーループ（より内側に入るフィードバックループ）とし、且つ、速度制御器１４を内部に含む速度制御系（狭義の意味の速度制御系、以下必要に応じ「狭義の速度制御系」という）をメジャーループ（より外側に入るフィードバックループ）とし、これら狭義の速度制御系およびトルク電流制御系をこの順にカスケード接続した制御系で構成されている。
この広義の速度制御系では、モータ１の回転速度指令値ωｍｃｏｍと、検出器２によって検出されるモータ１の回転速度ωｍＦＢとが減算器２１に入力される。減算器２１の出力は、速度偏差として速度制御器１４に入力される。速度制御器１４は、速度偏差に基づき、トルク電流指令ｉｑｃｏｍを算出する。ただし、本実施の形態では、トルク電流制御器１１への入力信号を算出する減算器１８と速度制御器１４との間にトルク電流制限器２２を設け、トルク電流制限器２２の出力をトルク電流指令ｉｑｃｏｍとしている。減算器１８では、座標変換部６が算出したトルク電流値ｉｑＦＢとトルク電流制限器２２が算出したトルク電流指令ｉｑｃｏｍとの偏差が算出される。この減算器１８の出力は、トルク電流偏差としてトルク電流制御器１１に入力される。トルク電流制御器１１は、トルク電流偏差に基づき、トルク電圧指令Ｖｑｃｏｍを算出して座標変換部７に入力する。その後の動作は、上述した通りである。
つぎに、モータ制御装置５０を構成する主要な制御系の他の一つである磁束制御系について説明する。図１において、磁束制御系（広義の意味の磁束制御系、以下必要に応じ「広義の磁束制御系」という）は、励磁電流制御器１０を内部に含む励磁電流制御系をマイナーループとし、且つ、磁束制御器１３を内部に含む磁束制御系（狭義の意味の磁束制御系、以下必要に応じ「狭義の磁束制御系」という）をメジャーループとし、これら狭義の磁束制御系および励磁電流制御系をこの順にカスケード接続した制御系で構成されている。
この広義の磁束制御系では、モータ１の磁束指令値Φｃｏｍと、磁束推定部８の出力値である磁束推定値ΦＳとが減算器２０に入力される。減算器２０の出力は、磁束偏差として磁束制御器１３に入力される。磁束制御器１３は、磁束偏差に基づき、励磁電流指令ｉｄｃｏｍを算出する。ただし、本実施の形態では、励磁電流制御器１０への入力信号を算出する減算器１７と磁束制御器１３との間に励磁電流制限器２３を設け、励磁電流制限器２３の出力を励磁電流指令ｉｄｃｏｍとしている。減算器１７では、座標変換部６が算出した励磁電流値ｉｄＦＢと励磁電流制限器２３が算出した励磁電流指令ｉｄｃｏｍとの偏差が算出される。この減算器１７の出力は、励磁電流偏差として励磁電流制御器１０に入力される。励磁電流制御器１０は、励磁電流偏差に基づき、励磁電圧指令Ｖｄｃｏｍを算出して座標変換部７に入力する。その後の動作は、上述した通りである。
つぎに、磁束推定部８について説明する。磁束推定部８は、前述のように励磁電流値ｉｄＦＢから磁束推定値ΦＳを算出する機能を備えている。磁束推定部８の伝達関数をＧｉｄ＿Φ（ｓ）と表記すると、このＧｉｄ＿Φ（ｓ）は、モータ１の回転子の２次抵抗Ｒｒ、モータ１の回転子の自己インダクタンスＬｒ、モータ１の巻線間の相互インダクタンスＭ、ラプラス演算子ｓを用いて、次式で表すことができる。
つぎに、磁束制御器１３について説明する。磁束制御器１３は、磁束制御系の応答帯域を決定する部分であり、磁束制御器１３で設定されるゲインにより応答帯域が決定される。例えばＰＩ制御系にて構成され、磁束制御器１３の伝達関数をＧΦ（ｓ）と表記すると、このＧΦ（ｓ）は、比例ゲインＫΦ、積分ゲインＫΦｉを用いて、次式で表すことができる。
ここで、ＰＩ制御系における比例ゲインＫΦ、積分ゲインＫΦｉに用いられている定数は、モータ１のインダクタンスや巻線抵抗に依存する固定値部分と、いわゆるゲインに依存する可変値部分とで構成されるので、その可変値部分を本明細書では、磁束制御器１３の応答帯域定数ｗｃと称しており、この応答帯域定数ｗｃも用いて、比例ゲインＫΦは下記（３）式のように設定され、また、積分ゲインＫΦｉは下記（４）式のように設定されている。
上記（２）、（３）、（４）式より、磁束制御器１３は、応答帯域定数ｗｃの設定値により、ゲインの増減を行うことができる。つまり、応答帯域定数ｗｃを大きくすると、比例ゲインＫΦ、積分ゲインＫΦｉが大きくなり、磁束制御系の応答帯域を大きくすることができる。
つぎに、励磁電流制限器２３について説明する。励磁電流制限器２３は、励磁電流指令ｉｄｃｏｍの出力値を制限する機能を有している。前述のように、磁束制御器１３の出力値に対し、インバータ回路３の許容最大電流値Ｉｍａｘに応じて励磁電流指令ｉｄｃｏｍを制限する必要がある。
つぎに、励磁電流制限器２３を内部に含む磁束制御系の挙動について説明する。図３は、励磁電流制限器２３を内部に含んだ場合の磁束制御系の応答帯域に伴う磁束指令Φｃｏｍと磁束Φ、励磁電流指令ｉｄｃｏｍの挙動を説明する図である。図３（ａ）、（ｂ）は磁束制御系の応答帯域を小さくした場合の動作特性を示し、図３（ｃ）、（ｄ）は磁束制御系の応答帯域を大きくした場合の動作特性を示している。
図３（ａ）、（ｂ）について説明する。磁束制御器１３の応答帯域定数ｗｃを小さくし、磁束制御系の応答帯域を小さくした場合、図３（ｂ）に示すように、励磁電流指令ｉｄｃｏｍは制限値等にクランプされていない。これは、磁束制御器１３の出力値が励磁電流制限器２３の制限値よりも小さいため、磁束制御器１３の出力値が、励磁電流指令ｉｄｃｏｍとして出力されていることを示している。このような場合、図３（ａ）に示すように、磁束指令Φｃｏｍに対し磁束Φはオーバーシュートしないが、磁束制御系の応答低域が小さいため、磁束指令Φｃｏｍに対し磁束Φの追従が遅くなる。
図３（ｃ）、（ｄ）について説明する。磁束制御器１３の応答帯域定数ｗｃを大きくし、磁束制御系の応答帯域を大きくした場合、図３（ｄ）に示すように、励磁電流指令ｉｄｃｏｍが電流制限によってクランプされている。これは、磁束制御器１３の出力値が励磁電流制御器２３の制限値よりも大きいため、磁束制御器１３の出力値が、励磁電流制限器２３の制限値よりも大きいため、励磁電流指令ｉｄｃｏｍが電流制限にクランプされて出力されていることを示している。このような場合、図３（ｃ）に示すように、磁束指令Φｃｏｍに対し磁束Φがオーバーシュートしていまい、結果として磁束指令Φｃｏｍに対し磁束Φの到達は遅くなる。
前述のように、磁束制御系は、磁束指令Φｃｏｍと磁束推定値ΦＳとの偏差が小さくなるように、磁束指令Φｃｏｍに対し、磁束推定値ΦＳを追従させるように構成しており、磁束指令Φｃｏｍの過渡的変化が大きい場合（例えば、非励磁状態から励磁状態に切り替える場合）、磁束指令Φｃｏｍと磁束推定値ΦＳとの偏差が大きくなる。磁束指令磁束制御系の応答帯域を大きくすると、磁束制御器１３の出力も大きくなる。磁束制御器１３の出力が、励磁電流制限器２３に設定された制限値よりも大きくなると、励磁電流指令ｉｄｃｏｍは励磁電流制限器２３に設定された制限値にクランプされることになり、磁束指令Φｃｏｍに対し磁束Φを追従させるために必要となる励磁電流指令を出力することができなくなる。
以上から、磁束制御系に励磁電流制限器２３を含む場合、磁束指令Φｃｏｍに対し磁束Φをオーバーシュートさせないようにするためには、励磁電流指令ｉｄｍａｘが、励磁電流制限器２３の制限値にクランプされないように磁束制御器１３の応答帯域定数ｗｃを設定し、磁束制御系の応答帯域を設定する必要がある。これは、励磁電流制限器２３の制限値を大きくすることができれば、磁束制御器１３の応答帯域定数ｗｃを大きくすることができ、磁束制御系の応答帯域を大きくすることができることを示している。
ここで、励磁電流値ｉｄＦＢと磁束Φは、上記（１）式を伝達関数とする関係がある。一方、励磁電流値ｉｄＦＢが一定で十分に時間が経過した場合、上記（１）式における時間変化の項（即ち、「ラプラス演算子ｓ」の項）が効いてこないので、励磁電流値ｉｄＦＢと磁束Φは、次式のように表すことができる。
よって、定常時の励磁電流値ｉｄＦＢは、上記（５）式から、磁束Φを用いて次式ように表すことができる。
つぎに、制御パラメータ変更値算出部１６の細部について説明する。図２は、実施の形態１に係る制御パラメータ変更値算出部１６の一構成例を示すブロック図であり、電流制限値算出部２４と、応答帯域定数算出部２５とを備えて構成される。この制御パラメータ変更値算出部１６において、電流制限値算出部２４には、トルク電流指令ｉｑｃｏｍと、インバータ回路３がモータ１に対し供給可能な許容最大電流値Ｉｍａｘとが入力され、電流制限値算出部２４は、励磁電流指令ｉｄｃｏｍの大きさを制限するために励磁電流制限器２３に付与する電流制限値ｉｄｍａｘを算出して出力する。この電流制限値ｉｄｍａｘは、次段の応答帯域定数算出部２５にも入力される。応答帯域定数算出部２５は、モータ１を駆動する際に必要となる磁束Φ（ここでは、モータ１を駆動する際に必要となる最大磁束ΦｍａｘをΦとし、以下最大磁束Φｍａｘと示す）と、電流制限値ｉｄｍａｘとに基づき、磁束制御系の応答帯域を変更するために、磁束制御器１３の応答帯域定数ｗを算出して出力する。なお、電流制限値算出部２４の処理において、電流制限値算出部２４に入力されるトルク電流指令ｉｑｃｏｍに代えて、トルク電流値ｉｑＦＢを入力する構成であっても構わない。また、応答帯域定数算出部２５の処理において、応答帯域定数算出部２５に入力される最大磁束Φｍａｘに代えて、磁束指令値Φｃｏｍを入力する構成であっても構わない。
また、電流制限値ｉｄｍａｘは、例えば、以下の算出式を用いて算出することができる。
まず、モータ１の１次電流Ｉ１は、励磁電流値ｉｄＦＢと、トルク電流値ｉｑＦＢとにより、次式のように表すことができる。
なお、トルク電流値ｉｑＦＢは、トルク電流制御系によりトルク電流指令ｉｑｃｏｍと同じ値になるように制御されるため、トルク電流値ｉｑＦＢとトルク電流指令ｉｑｃｏｍは同じ値になる。また、励磁電流値ｉｄＦＢも、励磁電流制御系により励磁電流指令ｉｄｃｏｍと同じ値になるように制御されるため、励磁電流値ｉｄＦＢと励磁電流指令ｉｄｃｏｍは同じ値になる。以上から上記（７）式を以下のように表すことができる。
一方、モータ１の１次電流Ｉ１は、インバータ回路３からモータ１に供給される電流でもあるため、インバータ回路３がモータ１に供給可能な許容最大電流値Ｉｍａｘにより、その値が決定される。結果として、電流制限値ｉｄｍａｘは、トルク電流指令ｉｑｃｏｍと、インバータ回路３の許容最大電流値Ｉｍａｘとにより、次式を用いて求めることができる。
つぎに、応答帯域定数ｗの算出式について説明する。図４は、電流制限値ｉｄｍａｘと応答帯域定数ｗの関係を示す図である。この図４は、励磁電流制限器２３に付与する電流制限値ｉｄｍａｘを設定した場合に、磁束Φがオーバーシュートしない磁束制御器１３の応答帯域定数ｗをシミュレーションにて求めた値を示している。前述のように、電流制限値ｉｄｍａｘを大きくすれば、応答帯域定数ｗを大きくしても、磁束Φがオーバーシュートすることなく、磁束指令Φｃｏｍに対する磁束Φの追従を速くすることができる。
図４に示す関係から、応答帯域定数ｗは、励磁電流値ｉｄＦＢと、電流制限値ｉｄｍａｘとを用いて次式のように表すことができる。
上記（１０）式において、Ａは傾き（電流制限値ｉｄｍａｘに対する応答帯域定数ｗの変化率）であり、Ｂは切片（励磁電流値ｉｄＦＢが電流制限値ｉｄｍａｘに一致するときの応答帯域定数ｗの値）である。
また、上記（５）式を用いると、上記（１０）式は、次式のように表すことができる。
応答帯域定数算出部２５は、電流制限値ｉｄｍａｘと、モータ１を駆動の際に必要となる磁束Φ（ここでは、最大磁束Φｍａｘとする）とに基づき、（１１）式に従って応答帯域定数ｗを算出し、算出した応答帯域定数ｗを出力する。
以上の説明のように、制御パラメータ変更値算出部１６は、インバータ回路３の許容最大電流値Ｉｍａｘと、トルク電流指令ｉｑｃｏｍと、最大磁束Φｍａｘに基づいて、電流制限値ｉｄｍａｘと、応答帯域定数ｗを算出し、電流制限値算出部２４の出力である電流制限値ｉｄｍａｘを含む制御信号を第１の制御信号として励磁電流制限器２３に出力すると共に、応答帯域定数算出部２５の出力である応答帯域定数ｗを含む制御信号を第２の制御信号として磁束制御器１３に出力する。第１の制御信号に含まれる電流制限値ｉｄｍａｘは、励磁電流制限器２３に入力され、励磁電流指令の出力制限値が電流制限値ｉｄｍａｘに設定される。また、第２の制御信号に含まれる応答帯域定数ｗは、磁束制御器１３に入力され、磁束制御器１３の応答帯域定数ｗｃが応答帯域定数ｗとして設定される。
図５は、実施の形態１に係るモータ制御装置によって制御されるモータ１の特性を示す図であり、（ａ）は横軸を回転速度、縦軸を出力とした回転速度－出力特性であり、（ｂ）は横軸を回転速度、縦軸をトルクとした回転速度－トルク特性を示している。誘導モータであるモータ１をベクトル制御する場合、一般的には、巻線抵抗やインダクタンス等のモータの電気的定数や、動力源となる電源電圧によって決まる上限電圧に達するまでの回転速度（モータ基底回転速度：ωｂ）までは定トルク駆動領域としてトルク一定で駆動を行う。一方、モータ１の回転速度が、上限電圧に達する回転速度、即ちモータ基底回転速度ωｂを超えると、回転速度に反比例してトルクＴを低減させ、出力一定での駆動を行う。なお、図５の図中に一部を示しているが、モータ１の特性を決めるパラメータは以下の通りである。
・モータの上限電圧によって決まるモータ基底回転速度：ωｂ
・モータ最高回転速度：ωｍａｘ
・モータ最大トルク：Ｔｍａｘ
・モータ最大出力：Ｐｏｕｔ
・負荷イナーシャ：Ｊｍ
・モータ最高回転速度：ωｍａｘ
・モータ最大トルク：Ｔｍａｘ
・モータ最大出力：Ｐｏｕｔ
・負荷イナーシャ：Ｊｍ
また、モータ１の運転条件は、以下の通りとする。
・０～ωｍａｘまでの加速運転とする。
・モータ駆動前は非励磁状態であり、初期磁束は０である。
・モータ駆動時直後に非励磁状態から励磁状態となるステップ状の磁束指令が入力される。
・摩擦負荷等の負荷トルクは０とする。
・モータ駆動前は非励磁状態であり、初期磁束は０である。
・モータ駆動時直後に非励磁状態から励磁状態となるステップ状の磁束指令が入力される。
・摩擦負荷等の負荷トルクは０とする。
図６は、実施の形態１に係るモータ制御装置の効果を説明する図であり、実施の形態１のモータ制御装置において設けた磁束遅れ補償器として機能する制御パラメータ変更値算出部１６を有する場合と有さない場合とを比較して示した図である。より詳細に説明すると、図６（ａ）は、横軸を時間、縦軸を回転速度とし、回転速度－時間特性を示す図であり（実線部：磁束遅れ補償器あり、破線部：磁束遅れ補償器なし）、図６（ｂ）は、制御パラメータ変更値算出部１６を付加していない場合の磁束指令Φｃｏｍに対する磁束Φの追従の速さを示す図であり、図６（ｃ）は、制御パラメータ変更値算出部１６を付加した場合の磁束指令Φｃｏｍに対する磁束Φの追従の速さを示す図である。
磁束遅れ補償器（制御パラメータ変更値算出部１６）がある場合とない場合とを比較すると、図６（ａ）に示すように、磁束遅れ補償器を設けた場合では、モータ最高回転速度ωｍａｘに達する時間が短縮されていることが分かる。また、磁束遅れ補償器を設けない場合、図６（ｂ）に示すように、磁束指令Φｃｏｍに対する磁束Φの追従性が低下しているのに対し、磁束遅れ補償器を設けた場合では、図６（ｃ）に示すように、磁束指令Φｃｏｍに対する磁束Φの追従性は改善されている。定量的に見ると、例えば、ステップ状に変化する磁束指令Φｃｏｍが定常値になる所定時間ｔ０において、磁束遅れ補償器を設けない場合の磁束偏差Φ１（図６（ｂ））に対し、磁束遅れ補償器を設けた場合の磁束偏差Φ２（図６（ｃ））は小さく（概略１／２以下）なっており、磁束Φの追従が速くなっていることが分かる。
このように、実施の形態１のモータ制御装置によれば、磁束遅れ補償器としての制御パラメータ変更値算出部１６を設けることにより、磁束指令Φｃｏｍに対し、磁束Φがオーバーシュートすることなく、速やかに追従することができる。例えば定トルク駆動領域では、所定のトルクに速やかに到達させることができ、定出力駆動領域では、磁束指令通りに磁束を追従させることができている。また、定トルク駆動領域および定出力駆動領域の双方において、磁束指令Φｃｏｍに対する追従が速くなるので、回転速度の上昇が速やかに行われ、モータ最高回転速度ωｍａｘまでの加速時間も短縮することが可能となる。
実施の形態２．
図７は、実施の形態２に係るモータ制御装置の一構成例を示すブロック図である。図７において、制御パラメータ変更値算出部１６の出力に、インバータ回路３のスイッチング素子を制御する際のスイッチング周波数を変更するための制御信号（第３の制御信号）ＳＷが付加されていることを除き、実施の形態１に示すモータ制御装置と同一の構成である。なお、図１と図７の同一部分については、同一符号を付して示し、重複する内容は適宜省略した説明とする。
図７は、実施の形態２に係るモータ制御装置の一構成例を示すブロック図である。図７において、制御パラメータ変更値算出部１６の出力に、インバータ回路３のスイッチング素子を制御する際のスイッチング周波数を変更するための制御信号（第３の制御信号）ＳＷが付加されていることを除き、実施の形態１に示すモータ制御装置と同一の構成である。なお、図１と図７の同一部分については、同一符号を付して示し、重複する内容は適宜省略した説明とする。
つぎに、実施の形態２に係る制御パラメータ変更値算出部１６の細部について説明する。図８は、実施の形態２に係る制御パラメータ変更値算出部１６の一構成例を示すブロック図である。実施の形態２に係る制御パラメータ変更値算出部１６は、図２に示した実施の形態１の制御パラメータ変更値算出部１６の構成において、許容最大電流値算出部２６が追加され、この許容最大電流値算出部２６から許容最大電流値Ｉｍａｘが生成されて電流制限値算出部２４に入力される構成であるのと共に、許容最大電流値算出部２６から上述した第３の制御信号が生成されて外部に出力される構成である。なお、これらの構成以外は、実施の形態１に示す制御パラメータ変更値算出部１６と同一の構成であり、図２と図８の同一部分については、同一符号を付して示し、重複する内容は適宜省略した説明とする。
つぎに、許容最大電流値算出部２６について説明する。許容最大電流値算出部２６は、インバータ回路３がモータ１に対し供給可能な許容最大電流値Ｉｍａｘを算出して出力する機能を有する構成部である。
インバータ回路３のスイッチング素子は、スイッチング損失と導通損失があり、この２つの損失により、許容最大電流値Ｉｍａｘを算出することができる。具体的に、インバータ回路３の総損失をＷａｌｌ、導通損失をＷｏｎ、スイッチング損失をＷｓｗとするとき、総損失Ｗａｌｌは、導通損失Ｗｏｎと、スイッチング損失Ｗｓｗとにより次式のように表すことができる。
ここで、導通損失Ｗｏｎは、スイッチング素子がオンしているときに流れる電流値で決定される。いま、スイッチング素子がオンしているときのスイッチング素子コレクタ－エミッタ間電圧をＶｏｎとするとき、スイッチング素子に許容最大電流値Ｉｍａｘが流れた場合の導通損失Ｗｏｎは、次式のように表される。
また、スイッチング損失Ｗｓｗは、スイッチング素子がスイッチングオン動作やスイッチングオフ動作する際に発生する損失であり、１秒間あたりのスイッチング損失は、インバータ回路３のスイッチング周波数によって決定される。
スイッチング周波数がｆｓｗのときの１秒間あたりのスイッチング損失をＷｓｗ１とするとき、例えば、スイッチング周波数を１／２にしたときの１秒間あたりのスイッチング損失Ｗｓｗ２は、次式で表される。
上記（１４）式の意味するところは、スイッチング周波数を１／２にすれば、スイッチング損失Ｗｓｗを１／２にできるということである。スイッチング損失Ｗｓｗが小さくなれば、上記（１２）式から明らかなように、総損失Ｗａｌｌが小さくなる。一方、総損失Ｗａｌｌを一定とすれば、スイッチング損失Ｗｓｗを低減させた分、導通損失Ｗｏｎを大きくできるので、インバータ回路３に流す電流を大きくすることができる。
許容最大電流値算出部２６は、インバータ回路３のスイッチング周波数ｆｓｗに基づき、インバータ回路３の総損失Ｗａｌｌを算出後、インバータ回路３の許容最大電流値Ｉｍａｘを算出して、電流制限値算出部２４に入力する。
また、許容最大電流値算出部２６は、磁束指令Φｃｏｍに対し、磁束Φが立ち上がるまでは、スイッチング周波数を、本来のスイッチング周波数よりも低値のスイッチング周波数（例えば１／２）に変更する制御信号ＳＷを生成する。この制御信号ＳＷは、インバータ回路制御信号生成部１２に入力され、スイッチング周波数ｆｓｗが、より低値のスイッチング周波数ｆｓｗ１に変更される。スイッチング周波数ｆｓｗを小さくすると、インバータ回路３の総損失Ｗａｌｌは小さくなるので、インバータ回路３の許容最大電流値Ｉｍａｘを大きくすることが可能となる。磁束指令Φｃｏｍに磁束Φが追従できたならば、変更したスイッチング周波数ｆｓｗ１を本来のスイッチング周波数ｆｓｗに戻す制御を行う。
図３からも理解できるように、励磁電流値ｉｄＦＢが最も必要となるのは、磁束立ち上がり時である。このため、追従後に、励磁電流値ｉｄＦＢが極度に大きくなることはない。よって、励磁電流制限器２３の電流制限値は、本来のスイッチング周波数に基づく電流制限値ｉｄｍａｘに戻す制御を行う。ただし、磁束制御器１３の応答帯域定数は戻す必要はなく、応答性は高いままに維持することができる。
また、実施の形態２のモータ制御装置において、図８に示す制御パラメータ変更値算出部１６を付加した場合、実施の形態１のモータ制御装置に比して、励磁電流制限器２３の電流制限値をさらに大きく設定することができるため、応答帯域定数ｗをさらに大きく設定することが可能となる。これにより、磁束指令Φｃｏｍに対する磁束Φの追従をさらに速くすることが可能となる。
実施の形態３．
実施の形態３では、インバータ回路３に具備されるスイッチング素子について説明する。インバータ回路３に用いられるスイッチング素子としては、珪素（Ｓｉ）を素材とする半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなど、以下「Ｓｉ－ＳＷ」と略記）が一般的である。上記実施の形態１，２で説明した技術は、この一般的なＳｉ－ＳＷを用いて構成することができる。
実施の形態３では、インバータ回路３に具備されるスイッチング素子について説明する。インバータ回路３に用いられるスイッチング素子としては、珪素（Ｓｉ）を素材とする半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなど、以下「Ｓｉ－ＳＷ」と略記）が一般的である。上記実施の形態１，２で説明した技術は、この一般的なＳｉ－ＳＷを用いて構成することができる。
一方、上記実施の形態１の技術は、このＳｉ－ＳＷに限定されるものではない。この珪素（Ｓｉ）に代え、近年注目されている炭化珪素（ＳｉＣ）を素材とする半導体スイッチング素子（以下「ＳｉＣ－ＳＷ」と略記）を上述したインバータ回路３のスイッチング素子として用いることも無論可能である。
前述したように、インバータ回路３の損失は、スイッチング損失と導通損失が主となるが、スイッチング素子としてＳｉＣ－ＳＷを用いれば、スイッチング損失を大幅に低減することが可能となる。このため、スイッチング損失の低減分を導通損失の増加分に振り向けることができ、インバータ回路３に流す電流を大きくすることができる。また、インバータ回路３に流す電流を大きくできるので、励磁電流制限器２３に付与する電流制限値ｉｄｍａｘを更に増加させることができ、磁束制御器１３に付与する応答帯域定数ｗを大きく設定することができる。このように、インバータ回路３のスイッチング素子としてＳｉＣ－ＳＷを用いることにより、磁束制御系の応答帯域を大きくすることができ、磁束指令Φｃｏｍに対する磁束Φの追従をさらに速くすることが可能となる。
なお、ＳｉＣは、Ｓｉよりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である（これに対し、Ｓｉは、ナローバンドギャップ半導体と称される）。このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性も炭化珪素に類似した点が多い。したがって、炭化珪素以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。
また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
また、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐熱性も高いため、ヒートシンク等の冷却機構を必要とするスイッチング素子の場合、冷却機構の小型化が可能となり、スイッチング素子モジュールの更なる小型化が可能になる。
以上のように、本発明は、磁束指令に対する磁束の追従を速くし、加速性能および制御性能の向上を可能とするモータ制御装置として有用である。
１ モータ
２ 検出器
３ インバータ回路
４ キャパシタ
５ 電流検出部
６，７ 座標変換部
８ 磁束推定部
９ すべり速度算出部
１０ 励磁電流制御器
１１ トルク電流制御器
１２ インバータ回路制御信号生成部
１３ 磁束制御器
１４ 速度制御器
１５ 積分器
１６ 制御パラメータ変更値算出部
１７，１８，２０，２１ 減算器
１９ 加算器
２２ トルク電流制限器
２３ 励磁電流制限器
２４ 電流制限値算出部
２５ 応答帯域定数算出部
２６ 許容最大電流値算出部
５０ モータ制御装置
２ 検出器
３ インバータ回路
４ キャパシタ
５ 電流検出部
６，７ 座標変換部
８ 磁束推定部
９ すべり速度算出部
１０ 励磁電流制御器
１１ トルク電流制御器
１２ インバータ回路制御信号生成部
１３ 磁束制御器
１４ 速度制御器
１５ 積分器
１６ 制御パラメータ変更値算出部
１７，１８，２０，２１ 減算器
１９ 加算器
２２ トルク電流制限器
２３ 励磁電流制限器
２４ 電流制限値算出部
２５ 応答帯域定数算出部
２６ 許容最大電流値算出部
５０ モータ制御装置
Claims (10)
- インバータ回路によって駆動されるモータに流出入する１次電流をトルク電流と励磁電流に分けてそれぞれを個別に制御するモータ制御装置において、
前記モータに流れる１次電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器で検出された１次電流をトルク電流値および励磁電流値に変換する変換手段と、
前記励磁電流値に基づいて磁束推定値を推定する磁束推定部と、
入力される磁束偏差に基づいて励磁電流指令を算出する磁束制御器と、
前記磁束制御器が出力する前記励磁電流指令の出力値を制限する励磁電流制限器と、
前記励磁電流制限器の出力と前記励磁電流値とにより生成された励磁電流偏差に基づき、前記インバータ回路のスイッチング素子を制御するための電圧指令を生成する励磁電流制御器と、
前記励磁電流制限器が出力する励磁電流指令の出力制限値を変更する第１の制御信号と、前記磁束制御器のゲインの大きさを決定する応答帯域定数を変更する第２の制御信号とを生成可能に構成される制御パラメータ変更値算出部と、
を備えたことを特徴とするモータ制御装置。 - 前記制御パラメータ変更値算出部は、
前記インバータ回路の許容最大電流値と、トルク電流値またはトルク電流指令に基づいて、前記励磁電流制限器の電流制限値を算出する電流制限値算出部と、
前記電流制限値と、前記モータで必要となる所定の磁束または磁束指令に基づいて、前記磁束制御器のゲインの大きさを決定する応答帯域定数を算出する応答帯域定数算出部と、
を備え、
前記算出した電流制限値を前記第１の制御信号として前記励磁電流制限器に出力すると共に、前記算出した応答帯域定数を前記第２の制御信号として前記磁束制御器に出力することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。 - 前記制御パラメータ変更値算出部は、前記第１および第２の制御信号に加え、前記インバータ回路のスイッチング素子を制御するスイッチング周波数を変更する第３の制御信号を生成可能に構成されることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
- 前記制御パラメータ変更値算出部は、
入力されたスイッチング周波数をより低値のスイッチング周波数に変更し、変更後のスイッチング周波数に基づいて前記インバータ回路の許容最大電流値を算出する許容最大電流値算出部と、
前記許容最大電流値と、トルク電流値またはトルク電流指令に基づいて、前記励磁電流制限器の電流制限値を算出する電流制限値算出部と、
前記電流制限値と、前記モータを駆動するために必要となる磁束または磁束指令値に基づいて、前記磁束制御器のゲインの大きさを決定する応答帯域定数を算出する応答帯域定数算出部と、
を備え、
前記算出した電流制限値を前記第１の制御信号として前記励磁電流制限器に出力し、前記算出した応答帯域定数を前記第２の制御信号として前記磁束制御器に出力すると共に、前記変更後のスイッチング周波数を前記第３の制御信号として出力することを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。 - 前記応答帯域定数算出部は、磁束指令に追従する磁束がオーバーシュートしないように前記応答帯域定数を算出することを特徴とする請求項２または４に記載のモータ制御装置。
- 前記許容最大電流値算出部は、前記スイッチング周波数に基づいて前記インバータ回路の総損失を算出すると共に、算出した総損失に基づいて前記許容最大電流値を算出することを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。
- 前記制御パラメータ変更値算出部は、前記磁束指令に対し、磁束の立ち上がり時には前記スイッチング周波数を本来のスイッチング周波数よりも低値に設定し、前記磁束の立ち上がり後においては、前記スイッチング周波数を、前記本来のスイッチング周波数に戻すことを特徴とする請求項３、４または６に記載のモータ制御装置。
- 前記制御パラメータ変更値算出部は、前記磁束指令に対し、前記磁束が追従した後は、前記スイッチング周波数を前記本来のスイッチング周波数に戻す一方で、前記応答帯域定数は前記スイッチング周波数を低値に設定した状態で算出したときの応答帯域定数を維持することを特徴する請求項４または７に記載のモータ制御装置。
- 前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されることを特徴とする請求項１または３に記載のモータ制御装置。
- 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項９に記載のモータ制御装置。
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