TW201318331A

TW201318331A - 馬達控制裝置

Info

Publication number: TW201318331A
Application number: TW101103017A
Authority: TW
Inventors: Yoshitomo Hayashi; Tomohiro Miyazaki
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2011-10-17
Filing date: 2012-01-31
Publication date: 2013-05-01
Also published as: JP5084973B1; WO2013057780A1; JPWO2013057780A1

Abstract

一種馬達控制裝置，係具備：座標變換部6，使通過馬達1之一次電流變換為轉矩電流值及激磁電流值；磁通推估部8，依據激磁電流值idFB推估磁通推估值Φ S；磁通控制器13，依據磁通偏差算出激磁電流指令idcom；激磁電流限制值23，限制磁通控制器13所輸出之激磁電流指令idcom之輸出值；激磁電流控制器10，依據由激磁電流限制器23之輸出及激磁電流值idFB所產生之激磁電流偏差，產生用以控制反相電路3之開關元件的激磁電流指令Vdcom；及控制參數變更值算出部16，係構成為可產生：容許最大電流值idmax，用於變更激磁電流控制器10所輸出之激磁電流指令idcom之輸出限制值，且可產生回應帶域常數w，用於決定磁通控制器13之增益大小。

Description

馬達控制裝置

本發明係有關一種馬達之控制裝置，例如適用於控制工作機械之主軸或驅動車輌用之感應馬達者。

感應馬達係對定子通過一次電流而發生旋轉磁場者。當轉子橫切此旋轉磁場之磁通時，在轉子感應電壓而通過二次電流。此二次電流與旋轉磁場之磁通間之互相作用，使轉子發生轉矩(torque)。

於如此感應馬達，一般而言，採用向量(vector)控制，將流經定子之一次電流分為控制磁通之激磁電流與二次電流(即轉矩電流)個別加以控制。再者，轉子發生之轉矩係與磁通和轉矩電流之乘積成正比。

一般而言，於感應馬達之向量控制，係固定轉矩電流而改變磁通來控制馬達之轉矩。具體而言，在到達由繞線電阻或電感(inductance)等馬達之電氣常數、或由作為動力源之電源電壓所決定的上限電壓之旋轉速度(基底旋轉速度)前係保持磁通為固定而作為固定轉矩驅動領域，且以固定轉矩驅動(固定轉矩驅動控制)。另一方，一旦到達達成上限電壓之旋轉速度時，則與上昇之旋轉速度成反比地減低磁通。由此控制，轉矩也減低，而可進行輸出固定之驅動(固定輸出驅動控制)。

如上述，一般由向量控制所控制之感應馬達，係併用固定轉矩驅動控制與固定輸出驅動控制。因此，感應馬達在馬達啟動時，或自固定轉矩驅動控制變更為固定輸出驅動控制時，實際上之磁通需迅速隨動於磁通指令值。另一方，磁通係由激磁電流之增減所控制，但是所發生之磁通，則對激磁電流是受馬達之電氣常數所決定之時間常數而增加。其結果，在實際控制時，磁通對磁通指令之隨動會滯延。一旦發生磁通之隨動滯延，則到達規定轉矩之時間也滯延，即發生馬達之加速時間延長之問題，或無法提高控制性能之問題。

對於如此的習知技術之問題，在下述專利文獻1揭示有一種對磁通指令值與磁通推估值之偏差乘以係數，再乘相當於磁通指令之激磁電流指令以補正磁通對磁通指令滯延之技術。

又，於另一非專利文獻1揭示有將激磁電流控制系統(內含激磁電流控制器，為能縮小激磁電流指令與激磁電流間之偏差，而能使激磁電流對激磁電流指令隨動之控制系統)作為補助線路(minor loop)，而磁通控制系統(內含磁通控制器，為縮小磁通指令與磁通推估值間之偏差，而使磁通推估值對磁通指令能隨動之控制系統)作為主要線路(major loop)，將其串級(cascade)連接構成之控制系統，得以使磁通對磁通指令加速隨動之技術。

(參考專利文獻)

專利文獻1：日本特開2008-306798號公報(第4至5頁，第1圖、第2圖)

非專利文獻1：總合電氣出版社 AC伺服系統之理論與設計之實際第5版(第111至112頁、第5、14圖)

然而，在上述專利資料1所記載之技術，雖對於有如由非激磁狀態切替為激磁狀態之階段式磁通指令之變化而言，在縮短磁通的上升時間上是有效的，但並無考慮到在固定輸出驅動領域驅動感應馬達時之磁通指令之變化的情形，故對於在固定輸出驅動領域之磁通指令，會有磁通無法隨動，或磁通之隨動會滯延等問題。

又，於非專利資料1所記載之技術，如上所述係為了縮小磁通指令與磁通推估值之偏差，而構成為磁通推估值隨動於磁通指令之磁通控制系統。為此，磁通對磁通指令之隨動速度，係依頼磁通控制系統之回應性(以下簡稱「回應帶域」)。但是，控制磁通增減之激磁電流，係受限於對馬達供應電力之反相(inverter)電路之容許最大電流值而需限制。因此，如加大磁通控制係之回應帶域，則磁通對磁通指令會過衝(overshoot)，能達成磁通指令之時間反而有變慢之問題。

本發明係針上述問題解決者，提供一種馬達控制裝置，對磁通指令加速磁通之隨動而不致過衝，能提高加速性能及控制性能。

為解決上述問題達成目的，本發明之馬達控制裝置，係將由反相電路所驅動而進出馬達之一次電流分為轉矩電流與激磁電流而個別控制，其中係具備：電流檢測器，檢測流入上述馬達之一次電流；變換裝置，將上述電流檢測器所檢測之一次電流變換為轉矩電流值及激磁電流值；磁通推估部，依據上述激磁電流值推估磁通推估值；磁通控制器，依據所輸入之磁通偏差算出激磁電流指令；激磁電流限制器，限制上述激磁電流控制器所輸出之上述激磁電流指令之輸出值；激磁電流控制器，依據上述激磁電流限制器之輸出與上述激磁電流值所產生之激磁電流偏差值，產生用以控制上述反相電路之開關元件之電壓指令；及控制參數變更值算出部，構成為可產生：第1控制訊號，用以變更上述激磁電流控制器所輸出之激磁電流指令之輸出限制值，及第2控制訊號，用以變更能決定上述磁通控制器之增益大小之回應帶域推估值。

依據本發明之馬達控制裝置，具有磁通對磁通指令不致過衝而可加速隨動，能提高加速性能及控制性能等效果。

如下參照附圖說明本發明之馬達控制裝置之實施方式。但是，本發明並不因以下之實施方式而受限制。

實施方式1

第1圖為實施方式1之馬達控制裝置之構成方塊圖。實施方式1之馬達控制裝置50，係如第1圖所示，具備：座標變換部6、7；磁通推估部8；滑移速度算出部9；激磁電流控制器10；轉矩電流控制器11；反相電路控制訊號產生部12；磁通控制器13；速度控制器14；積分器15；控制參數變更值算出部16；減算器17、18、20、21；加算器19；轉矩電流限制器22；及激磁電流限制器23。

又，於第1圖之由開關元件所構成之反相電路3為馬達控制裝置50之直接控制對象。電容器4為積蓄直流電力作為馬達動力源之元件，檢測器2為檢測馬達1之旋轉速度ω mFB之感測器，而設在反相電路3與馬達1間之電流檢測部5為檢測通過馬達1之一次電流之感測器。再者，於該圖之構成係在U、V、W相中之U、V相設有感測器，但是此構成並無限制，只要在任何2相設置之構成均可。

其次說明實施方式1有關之馬達控制裝置50之基本動作。首先自反相電路控制訊號產生部12之控制訊號(對開關元件之on/off訊號)輸入於反相電路3時，經由此反相電路3將積蓄於電容器4之直流電力變換為任意之頻率與電壓之交流電力而供給至馬達1。此時於馬達1通過一次電流而驅動旋轉馬達1。通過馬達1之一次電流，由電流檢測器5所檢測，所檢測之一次電流Iu、Iv輸入於馬達控制裝置50(更詳細為座標變換部6)。

座標變換部6則依據電流檢測部5所檢測之一次電流Iu、Iv，及馬達1之旋轉位置推估值θ 1，算出激磁電流值idFB與轉矩電流值iqFB。

將激磁電流idFB輸入於磁通推估部8，而磁通推估部8算出磁通推估值Φ S。將轉矩電流值iqFB與磁通推估值 Φ S輸入於速度算出部9，而滑移速度算出部9算出滑移速度ω S。將此滑移速度ω S與檢測部2之輸出值之旋轉速度ω mFB，輸入於加算器19，而加算器19算出馬達1之旋轉速度推估值ω 1。將旋轉速度推估值ω 1輸入於積分器15，而積分器15算出上述旋轉位置推估值θ 1。旋轉位置推估值θ 1輸入於座標變換部6與座標變換部7。座標變換部6依據旋轉位置推估值θ 1、對一次電流Iu、Iv作UV-dq座標變換，而算出上述之激磁電流值idFB及轉矩電流值iqFB。座標變換部7依據旋轉位置推估值θ 1對激磁電壓指令Vdcom與轉矩電壓指令Vqcom作dq-UVW座標變換，產生U相電壓指令Vu、V相電壓指令Vv、W相電壓指令Wv，輸入於反相電路控制訊號產生部12。反相電路控制訊號產生部12，依據此等U相電壓指令Vu、V相電壓指令Vv、W相電壓指令Wv，產生所欲之控制訊號(on/off訊號)用以控制反相電路3之開關元件。由此控制，對馬達1供給所欲之交流電力而啟動馬達1。

其次，說明構成馬達控制裝置50之主要控制系統之一之速度控制系統。於第1圖，速度控制系統(廣義之速度控制系統，以下視需要稱為「廣義之速度控制系統」)為內含轉矩電流控制器11之轉矩電流控制系統作為輔助回路(minor loop)(更進入內部之反饋回路)，且將內含速度控制器14之速度控制系統(狹義之速度控制系統，以下視需要稱為「狹義之速度控制系統」)作為主要回路(major loop)(更進入外側之反饋回路)，由此等狹義之速度控制系統及轉矩電流控制系統按此順序級聯連接(cascade connection)所構成之控制系統。

於此廣義之速度控制系統，係將馬達1之旋轉速度指令值ω mcom，與由檢測器2所檢測之馬達1之旋轉速度ω mFB輸入於減算器21。減算器21之輸出作為速度偏差而輸入於速度控制器14。速度控制器14依據速度偏差算出轉矩指令值iqcom。但是，於本實施方式，係在對轉矩電流控制器11算出輸入訊號之減算器18，與速度控制器14之間設有轉矩電流控制器22，將轉矩電流限制器22之輸入值作為轉矩電流指令iqcom。於減算器18可算出，座標變換部所算出之轉矩電流值iqFB與轉矩電流限制值22所算出之轉矩電流指令iqcom之偏差。此減算器18之輸出，作為轉矩電流偏差輸入於轉矩電流控制器11。轉矩電流控制器11，依據轉矩電流偏差，算出轉矩電壓指令Vqcom輸入於座標變換部7。隨後之動作將如上述。

其次說明構成馬達控制裝置50之主要控制系統之另一磁通控制系統。於第1圖，磁通控制(廣義之磁通控制系統，以下視需要稱為「廣義磁通控制系統」)為內含激磁電流控制器10之激磁電流控制系統作為補助回路，且將內含磁通控制器13之磁通控制系統(狹義之磁通控制系統，以下視需要稱為「狹義之磁通控制系統」)作為主要線路，由此等狹義之磁通控制系統及激磁電流控制系統按此順序級聯連結所構成之控制系統。

於此廣義之磁通控制系統，係將馬達1之磁通指令值 Φ com，與磁通推估部8之輸出值之磁通推估值Φ S輸入於減算器20。減算器20之輸出作為磁通偏差輸入於磁通控制器13。磁通控制器13依據磁通偏差算出激磁電流指令idcom。但是，於本實施方式，係在算出對激磁電流控制器10的輸入訊號之減算器17，及磁通控制器13之間設有激磁電流限制器23，並將激磁電流限制器23之輸出作為激磁電流指令idcom。於減算器17可算出：座標變換部6所算出之激磁電流值idFB，及激磁電流限制值23所算出之激磁電流指令idcom之間之偏差。此減算器17之輸出，作為激磁電流偏差輸入於激磁電流控制器10。激磁電流控制器10，依據激磁電流偏差，算出激磁電壓指令Vdcom輸入於座標變換部7。隨後之動作則如上述。

其次說明磁通推估部8。磁通推估部8係具備如上述由激磁電流值idFB算出磁通推估值Φ S之功能。如磁通推估部8之傳輸函数表示為Gid_Φ(s)，則此Gid_Φ(s)，可用馬達1之轉子之二次電阻Rr、馬達1之轉子本身之電感Lr、馬達1繞線間之互感M、Laplace運算子s、表示如次：[數1]Gid_Φ(s)=M/(l+s．(Lr/Rr))………(1)

其次，說明磁通控制器13。磁通控制器13為決定磁通控制系統之部分，於磁通控制器13所設定之增益決定回應帶域。例如構成於PI控制系統，磁通控制器13之傳輸函數標記為G Φ(s)，則此G Φ(s)可用比例增益K Φ、積分增益K Φ i表示如次式。

[數2]G Φ(s)=K Φ+K Φ i/s………(2)

在此，PI控制系統之比例增益K Φ、積分增益K Φ i所用之常數，係由馬達1所依靠之電感及繞線電阻之固定值部分，及依靠增益之所謂可變值部分所構成，而其可變值部分在本說明書稱為磁通控制器13之回應帶域常數wc，以此回應帶域常數wc，可設定比例增益K Φ如下述(3)式，又積分增益K Φ i則設定如下述(4)式。

[數3]K Φ=wc．Lr/(Rr．M)………(3)

[數4]K Φ i=wc/M………(4)

由上述(2)、(3)、(4)式，磁通控制器13可由回應帶域常數wc之設定值，進行增益之增減。即，加大回應帶域常數wc時，比例增益K Φ、積分增益K Φ i增大，而加大磁通控制系統之回應帶域。

其次，說明激磁電流限制器23。激磁電流限制器23具有限制激磁電流指令idcom之功能。如上述，對於磁通控制器13之輸出值，必須因應反相電路3之容許最大電流值imax而限制激磁電流指令idcom。

其次說明內部含有激磁電流限制器23之磁通控制系統之動作。第3圖為說明內部含有激磁電流限制器23時之磁通控制系統隨回應帶域之磁通指令Φ com與磁通Φ、激磁電流指令idcom之動作。第3圖(a)、(b)為縮小磁通控制系統之回應帶域時之動作特性，第3圖(c)、(d)為放大磁通控制系統之回應帶域時之動作特性。

茲說明第3圖(a)、(b)。縮小磁通控制器13之回應帶域常數wc，縮小磁通控制系統之回應帶域時，將如第3圖(b)所示，激磁電流指令idcom並無被限制值等所箝位(clamp)。此係因磁通控制器13之輸出值小於激磁電流控制值23之限制值之故，顯示磁通控制值13之輸出值成為激磁電流指令idcom而輸出。如此時，如第3圖(a)所示，磁通Φ對磁通指令Φ com不過衝，但是因磁通控制系統之回應帶域過小，磁通Φ對磁通指令Φ com之隨動變慢。

茲說明第3圖(c)、(d)。放大磁通控制器13之回應帶域常數wc，放大磁通控制系統之回應帶域時，將如第3圖(d)所示，激磁電流指令idcom將被電流限制所箝位。此係因磁通控制器13之輸出值大於激磁電流控制值23之限制值，顯示激磁電流指令idcom被電流限制所箝位而輸出。如此時，如第3圖(c)所示，磁通Φ對磁通指令Φ com將過衝，以致磁通Φ對磁通指令Φ com之達成變慢。

如上述，磁通控制系統，為縮小磁通指令Φ com與磁通推估值Φ S間之偏差，構成磁通推估值Φ S對磁通指令Φ com能隨動，而當磁通指令Φ com之過渡性變化大時(例如自非激磁狀態切換為激磁狀態時)，磁通指令Φ com與磁通指定值Φ S之偏差變大。如加大磁通指令磁通控制系統之回應帶域，則磁通控制器13之輸出也變大。當磁通控制器13之輸出較大於激磁電流限制器23所設定之限制值時，激磁電流指令idcom將被激磁電流限制器23所設定之限制值箝位，無法輸出為磁通Φ對磁通指令Φ com隨動所需之電流指令。

由上，在磁通控制系統含有激磁電流限制器23時，為使磁通Φ對磁通指令Φ com不過衝，必須以使激磁電流指令idmax不受激磁電流限制器23之限制值所箝位的方式設定磁通控制器13之回應帶域常數wc，而設定磁通控制系統之回應帶域。此係表示如可加大激磁電流限制器23之限制值，則可加大磁通控制器13之回應帶域常數wc，也可加大磁通控制系統之回應帶域。

在此，於激磁電流值idFB與磁通Φ間存有以上述(1)式作為傳輸函數之関係。另一方激磁電流值idFB為固定而經過充分時間時，於上述(1)式之時間變化一項(即，「Laplace運算子s」之一項)無效果，故激磁電流值idFB與磁通Φ可表示如次式。

[數5]Φ=M×idFB………(5)

如是，恒定時之激磁電流值idFB，可自上述(5)式。用磁通Φ表示如次式。

[數6]idFB=Φ/M………(6)

其次，說明控制參數變更值算出部16之細節。第2圖為實施方式1有關之控制參數變更值算出部16之一種構成例之方塊圖，備有電流限制值算出部24與回應帶域常數算出部25所構成。於此控制參數變更值算出部16中，係對電流限制值算出部24輸入轉矩電流指令iqcom，及反相電路3能對馬達1供應之容許最大電流值Imax，電流限制值算出部24為了限制激磁電流指令idcom之大小而算出並輸出附加於激磁電流限制器之電流限制值idmax。此電流限制值idmax，也輸入於次階段之回應帶域常數算出部25。回應帶域常數算出部25，算出為驅動馬達1所需之磁通Φ(在此，以驅動馬達1所需之最大磁通Φ max作為Φ，以下稱為最大磁通Φ max)，及依據電流限制值Imax，為變更磁通控制系統之回應帶域，而算出並輸出磁通控制器13之回應帶域常數w。再者，在電流限制值算出部24的處理過程中，亦可構成為可以輸入轉矩電流值iqFB以代替輸入於電流限制值算出部24之轉矩電流指令iqcom。又，於回應帶域常數算出部25的處理過程中，亦可構成為可以輸入磁通指令值Φ com以代替輸入於回應帶域常數算出部25之最大磁通Φ max。

又，電流限制值idmax，例如可用如下式算出。

首先，馬達1之一次電流I1，可由激磁電流idFB與轉矩電流值iqFB表示如次式。

[數7]I1=(idFB^{^}2+iqFB^{^}2)^{^}(1/2)………(7)

再者，轉矩電流值iqFB，係受轉矩控制系統控制為與轉矩電流指令iqcom同值，因此轉矩電流值iqFB與轉矩電流指令iqcom成為同值。又，激磁電流值idFB也由激磁電流控制系統控制為與激磁電流指令idcom同值，因此激磁電流值idFB與激磁電流指令idcom成為同值。由上述(7)式可如下表示。

[數8]I1=(idcom^2+iqcom^2)^(1/2)………(8)

另一方，馬達1之一次電流I1，為自反相電路3供應至馬達1之電流之故，可由反相電路3供應至馬達1之容許最大電流值Imax來決定其數值。其結果，電流限制值Imax，可自轉矩電流指令iqcom、反相電路3之容許最大電流值I max，使用下式求得。

[數9]Idmax=(Imax^2-iqcom^2)^(1/2)………(9)

其次，說明回應帶域常數w之算出式。第4圖為電流限制值idmax與回應帶域常數w之相關圖。此第4圖係設定附加在激磁電流限制器23之電流限制值idmax時，模擬求得在磁通Φ不致過衝之磁通控制器13之回應帶域常數w之數值。如上述，當加大電流限制值idmax時，既使加大回應帶域常數w，磁通Φ也不致過衝，而可加快磁通Φ對磁通指令Φ com之隨動。

由第4圖所示之關係，回應帶域常數w，可由激磁電流值idFB與電流限制值idmax表示如下式。

[數10]W=A．(idmax-idFB)+B………(10)

由上述(10)式，A為傾斜(回應帶域常數w對電流限制值idmax之變化率)，B為載段(激磁電流值idFB與電流限制及idmax一致時之回應帶域常數w之數值)。

又，採用上述(5)式時，上述(10)式可表示如次式。

[數11]W=A．(idmax-Φ/M)+B………(11)

回應帶域常數算出部25，係依據電流限制值idmax，與驅動馬達1所需之磁通Φ(在此為最大磁通Φ max)，由(11)式算出回應帶域常數w，並輸出回應帶域常數w。

如上說明，控制參數變更值算出部16，係依據反相電路3之容許最大電流值Imax、轉矩電流指令iqcom、與最大磁通Φ max，算出電流限制值idmax與回應帶域常數w，將含有電流限制值算出部24所輸出之電流限制值idmax之控制訊號作為第1控制訊號，輸出至激磁電流限制器23，同時將含有回應帶域常數算出部25所輸出之回應帶域常數w之控制訊號作為第2控制訊號輸出至磁通控制器13。第1控制訊號所含之電流限制值idmax輸入至激磁電流控制器23，而激磁電流指令之輸出限制值設定為電流限制值idmax。又，包含於第2控制訊號之回應帶域常數w被輸入至磁通控制器13，磁通控制器13之回應帶域常數wc被設定為回應帶域常數w。

第5圖為由實施方式1之馬達控制裝置所控制之馬達1之特性圖，(a)為橫軸為旋轉速度，縱軸為輸出之旋轉速度-輸出特性圖，(b)為橫軸為旋轉速度，縱軸為轉矩之旋轉速度-轉矩特性圖。在欲以向量控制感應馬達之馬達1 時，一般是將繞線電阻、電感等馬達之電氣常數，及到達動力源之電源電壓所決定之上限電壓為止之旋轉速度(馬達基本速度：ω b)作為庫固定轉矩領域，並以固定轉矩驅動。另一方，馬達1之旋轉速度到達上限電壓之旋轉速度，即超過馬達基本旋轉速度ω b時，減低轉矩T成為與旋轉速度成反比，作固定輸出之驅動。再者，在第5圖中有部分表示、決定馬達1之特性之參數有如下。

．由馬達之上限電壓所決定之馬達基本速度：ω b

．馬達最高旋轉速度：ω max

．馬達最大轉矩：Tmax

．馬達最大輸出：Pout

．負載慣性：Jm

又，馬達1之運轉條件有如下。

．自0至ω max之加速運轉

．在馬達驅動以前為非激磁狀態，初期磁通為0。

．在馬達驅動時，隨後輸入自非激磁狀態至激磁狀態之階段(step)狀磁通指令。

．摩擦負載等負載轉矩為0。

第6圖為說明在實施方式1之馬達控制裝置之效果，在實施方式1之馬達控制裝置中，有無設磁通滯延補償器功能之控制參數變更值算出部16時之比較圖。詳說之，於第6圖(a)，橫軸為時間，縱軸為旋轉速度，是旋轉速度-時間特性之圖(實線部：有磁通滯延補償器，虛線部：無磁通滯延補償器)，第6圖(b)，表示在不附加控制參數變更值算出部16時之磁通Φ對磁通指令Φ com之隨動速度，第6圖(c)，表示在附加控制參數變更值算出部16時之磁通Φ對磁通指令Φ com之隨動速度。

比較有無磁通滯延補償器(控制參數變更值算出部16)時，如第6圖(a)所示，可知設有磁通滯延補償器時，能縮短到達馬達最高旋轉速度ω max之時間。又，不設磁通滯延補償器時，如第6圖(b)所示，磁通Φ對磁通指令Φ com之隨動性降低，與此相比，設有磁通滯延補償器時，將如第6圖(c)所示，磁通Φ對磁通指令Φ com之隨動性有所改善。定量看之，例如，在階段狀變化之磁通指令值Φ com成為定常值時之規定時間t0，對於不設磁通滯延補償器時之磁通偏差Φ 1(第6圖(b))，在設有磁通滯延補償器時之磁通偏差Φ 2(第6圖(c))較小(約略1/2)，可知磁通Φ之隨動變快。

如此，依據實施方式1之馬達控制裝置，由於設有作為磁通滯延補償器之控制參數變更值算出部16，磁通Φ對磁通指令Φ com不致過衝，能迅速隨動。例如，於固定轉矩驅動領域時，能迅速到達規定轉矩，而於固定輸出驅動領域，能使磁通Φ照磁通指令Φ com隨動。又，於固定轉矩驅動領域與固定輸出驅動領域之双方時，磁通Φ對磁通指令Φ com之隨動加快，旋轉速度之上昇也迅速，馬達到達最高旋轉速度ω max之加速時間也能縮短。

實施方式2

第7圖為實施方式2之馬達控制裝置之構成一例之方塊圖。於第7圖在控制參數變更值算出部16之輸出，除追加在控制反相電路3之開關元件時之為變更開關頻率之控制訊號(第3控制訊號)之外，其構成均與實施方式1之馬達控制裝置相同。再者，在第1圖與第7圖之相同部分，附上相同符合，會有重複之內容則適當省略其說明。

其次，說明在實施方式2之控制參數變更值算出部16之細節。第8圖為實施方式2之控制參數變更值算出部16之一構成例之方塊圖。於實施方式2之控制參數變更值算出部16，係如第2圖所示之於實施方式1之控制參數變更值算出部16之構成中，追加容許最大電流算出部26，構成為自此容許最大電流算出部26產生容許最大電流值I max輸入至電流限制值算出部24，同時構成為自容許最大電流算出部26產生上述第3控制訊號輸出至外部。再者，除此等構成以外，均同於實施方式1所示控制參數變更值算出部16之構成，而在第2圖與第8圖之相同部分，附上相同符號，重複之內容則適當省略其說明。

其次說明容許最大電流算出部26。容許最大電流算出部26為具有算出並輸出反相電路3對馬達1可供應之容許最大電流值I max之構成。

反相電路3之開關元件，係有開關耗損與導電耗損，由此兩耗損可算出容許最大電流值Imax。具體而言，設反相電路3之總耗損為Wall，導電耗損為為Won，開關耗損為Wsw時，總耗損Wall可由導電耗損Won與開關耗損Wsw表示如下式。

[數12]Wall=Won+Wsw………(12)

在此，導電耗損Won係由開關元件on時所通過之電流值所決定。茲，設開關元件在on時之開關元件之集極與射極間之電壓為Von時，當開關元件通過容許最大電流值Imax之導電耗損Won將如次式。

[數13]Won=Von×Imax………(13)

又，開關耗損Wsw為開關元件在on或off之動作時發生之耗損，每秒間之開關耗損，係由反相電路3之開關頻率所決定。

開關頻率為fsw時，設每秒間之開關耗損為Wsw1時，例如使開關頻率為1/2時之每秒間之開關耗損為Wsw2，則將如下式。

[數14]Wsw2=1/2×Wsw1………(14)

上述(14)式係意指使開關頻率為1/2時，即可使開關耗損Wsw為1/2。開關耗損Wsw變小，則可自上述(12)式明白，總耗損Wall也變小。另一方如總耗損Wall固定，即可將減低開關耗損Wsw之部分，轉為加大導電耗損Won，因此可加大通過反相電路3之電流。

容許最大電流值算出部26，依據反相電路3之開關頻率fsw算出反相電路3之總耗損Wall之後，算出反相電路3之容許最大電流值Imax，輸入至電流限制值算出部24。

又，容許最大電流值算出部26，在磁通Φ能對磁通指令Φ com開始隨動之前，產生控制訊號SW，將開關頻率變更為較原來之開關頻率為低值之開關頻率(例如1/2)。此控制訊號SW輸入至反相電路控制訊號產生部12，將開關頻率fsw變更為更低值之開關頻率fsw1。減小開關頻率fsw，則反相電路3之總耗損Wall變小，即可加大反相電路3之容許最大電流值Imax。當磁通Φ能隨動磁通指令Φ com時，即可控制所變更之開關頻率fsw1回歸為原來之開關頻率fsw。

由第3圖亦可獲知，最需要激磁電流值idFB的是磁通Φ開始隨動時。為此在隨動後激磁電流值idFB不致會極度變大。因此激磁電流限制器23之電流限制值，係控制回歸為依據原來之開關頻率之電流限制值idmax。但是，磁通控制器13之回應帶域常數則無需回歸，仍可維持高回應性。

又，於實施方式2之馬達控制裝置，如第8圖所示附加控制參數變更值算出部16時，較實施方式1之馬達控制裝置，因可更加大設定激磁電流限制器23之電流限制值，因此也可設定更大之回應帶域常數w。由此，可使磁通Φ更快隨動磁通指令Φ com。

實施方式3

於此實施方式3，係說明具備於反相電路3之開關元件。反相電路3所用之開關元件一般為矽(Si)為原料之半導體開關元件(IGBT、MOSFET等，以下略稱為「Si-SW」)。在以上之實施方式1、2所說明之技術、均可使用此一般性Si-SW所構成。

另一方，上述實施方式1之技術，並不受限於此Si-SW。代替此矽(Si)，亦可將近來受注目之碳化矽(SiC)作為原料之半導體開關元件(以下略稱為「SiC-SW」)採用為上述反相電路3之開關元件。

如上述，反相電路3之耗損，主要為開關耗損與導電耗損，但是如使用SiC-SW為開關元件時、即可大幅減低開關耗損。因此，可將開關耗損部分轉向為導電耗損之增加部分。又可加大流向反相電路3之電流，更可增加附加於激磁電流限制器23之電流限制值idmax，並可加大設定附加於磁通控制器13之回應帶域常數w。如此，採用SiC-SW作為反相電路3之開關元件，則可加大磁通控制系統之回應帶域，更可加速磁通Φ對磁通指令Φ com之隨動。

再者，SiC係比Si有較大頻帶間隙之特性，而被稱之為寬頻帶間隙半導體之一例(與此相比較，Si稱為窄頻帶間隙半導體)。除此SiC之外、例如也有氮化鎵系材料，或使用鑽石所形成之半導體也屬於寬頻帶間隙半導體，其等特性也諸多類似碳化矽。因此，使用碳化矽以外之寬頻帶間隙半導體之構成，也能符合本發明之主旨。

又，由如此寬頻帶間隙半導體所形成之開關元件，因耐電壓性較高，容許電流密度亦高，因此開關元件可小型化，而使用此等小型化之開關元件，組裝此元件之半導體模組亦可小型化。

又，由寬頻帶間隙半導體所形成之開關元件，其耐熱性高，在需要散熱器等冷却機構之開關元件，亦可使冷却機構小型化，開關元件模組更可小型化。

(產業上之可利用性)

如上，本發明係加速對磁通指令之磁通隨動，作為馬達控制裝置而可提高加速性能及控制性能，至為有用。

1‧‧‧馬達

2‧‧‧檢測器

3‧‧‧反相電路

4‧‧‧電容器

5‧‧‧電流檢測部

6、7‧‧‧座標變換部

8‧‧‧磁通推估部

9‧‧‧滑移速度算出部

10‧‧‧激磁電流控制器

11‧‧‧轉矩電流控制器

12‧‧‧反相電路控制訊號產生部

13‧‧‧磁通控制器

14‧‧‧速度控制器

15‧‧‧積分器

16‧‧‧控制參數變更值算出部

17、18、20、21‧‧‧減算器

19‧‧‧加算器

22‧‧‧轉矩電流限制器

23‧‧‧激磁電流限制器

24‧‧‧電流限制值算出部

25‧‧‧回應帶域常數算出部

26‧‧‧容許最大電流值算出部

50‧‧‧馬達控制裝置

第1圖係實施方式1有關之馬達控制裝置之構成方塊圖。

第2圖係實施方式1有關之控制參數變更值算出部之一構成例方塊圖。

第3圖(a)至(d)係說明內部含有激磁電流控制器時之磁通控制系統之隨回應帶域之磁通指令與磁通、激磁電流之舉動之圖。

第4圖係表示電流控制值與回應帶域常數間之關係圖

第5圖(a)及(b)係由實施方式1之馬達控制裝置所控制之馬達特性圖。

第6圖(a)至(c)係說明實施方式1之馬達控制裝置之效果之圖。

第7圖係實施方式2有關之馬達控制裝置之構成一例之方塊圖。

第8圖係實施方式2有關之控制參數變更值算出部之構成一例方塊圖。