KR101110515B1

KR101110515B1 - 전동기의 제어 장치

Info

Publication number: KR101110515B1
Application number: KR1020107004753A
Authority: KR
Inventors: 히데토시 기타나카
Original assignee: 미쓰비시덴키 가부시키가이샤
Priority date: 2007-10-29
Filing date: 2007-10-29
Publication date: 2012-01-31
Also published as: CN101796717A; EP2207260A4; KR20100039440A; JP4241903B1; CA2698956C; EP2207260A1; US20110062908A1; US8278855B2; CN101796717B; CA2698956A1; WO2009057188A1; JPWO2009057188A1

Abstract

전기차용의 교류 전동기를 구동하기 위한 전력 변환 장치를 구성할 때에, 냉각 장치가 대형화하는 것을 회피하여 소형, 경량, 저비용으로 구성하는 것이다. 교류 전동기를 제어하는 제어 장치 내에 구비되는 전류 지령 생성부는 전력 변환 장치 내의 주회로인 인버터가 직류 전원의 출력 전압 아래에서 발생할 수 있는 최대 전압을 출력하고 있는 상태 하에서, 또한 토크 지령이 감소한 경우에 있어서, 인버터의 손실이 증가하지 않도록 조정되어, 토크 지령에 기초한 토크를 교류 전동기가 발생하는 전류 지령을 출력한다.

Description

전동기의 제어 장치{CONTROLLER OF MOTOR}

본 발명은 전기차 구동용의 교류 전동기, 특히 영구 자석 동기 전동기의 제어에 바람직한 전동기의 제어 장치에 관한 것이다.

최근 산업 기기나 가전 분야, 자동차 분야 등의 교류 전동기 응용 분야에 있어서, 유도 전동기를 인버터로 구동 제어하는 종래부터의 방식 대신에, 영구 자석 동기 전동기를 인버터로 구동 제어하는 방식의 사례가 늘어나고 있다.

영구 자석 동기 전동기는 유도 전동기와 비교해서 영구 자석에 의한 자속이 확립되어 있기 때문에 여자 전류가 불필요한 것이나, 회전자에 전류가 흐르지 않기 때문에 2차 구리손실(銅損)이 발생하지 않는 것, 영구 자석에 의한 자속에 의해 발생하는 토크 외에, 회전자의 자기 저항의 차를 이용한 릴럭턴스 토크(reluctance torque)를 이용함으로써 효과적으로 토크를 얻어지는 것 등으로 인해 고효율의 전동기로 알려져 있어, 최근 전기차 구동용의 전력 변환 장치로의 적용도 검토되고 있다.

영구 자석 동기 전동기를 구동 제어하는 수법으로서, 예를 들어 어떤 전류에서 최대의 토크를 발생시키는 최대 토크／전류 제어나, 전동기의 효율을 최대로 유지하는 최대 효율 제어 등을 들 수 있다. 이러한 최적 제어 수법은 전동기에 인가하는 전류 진폭과 위상을, 연산식이나 사전에 테이블에 기억시킨 최적값으로 되도록 조정하는 제어 수법이고, 그 내용은 여러 가지의 문헌에 개시되어 있으므로, 여기서의 상세한 설명을 생략한다. 또한, 최대 토크／전류 제어에 대해서는 예를 들어 하기 특허 문헌 1에 개시되어 있다.

특허 문헌 1: 일본 특개 2003－33097호 공보

그런데 상기와 같은 최적 제어 수법을 실시하는 경우, 전동기의 회전 속도 및 출력 토크의 크기에 따라 토크분 전류(q축 전류), 자속분 전류(d축 전류)를 모두 최적값으로 조정하기 때문에, 전동기의 회전 속도 및 출력 토크의 크기에 따라 전동기의 최적의 쇄교 자속(鎖交磁束)이 변화하여 전동기 단자간 전압(=인버터 출력 전압)이 크게 변동하게 된다.

또, 전기차 구동에 이용되는 전력 변환 장치에 내장되는 인버터의 입력으로 되는 직류 전원의 전압은 1500V ~ 3000V 정도로 일반 산업 용도와 비교해서 고전압이고, 인버터에는 3300V ~ 6500V 정도의 내압을 가지는 고내압의 스위칭 소자를 이용한다. 그렇지만 고내압의 스위칭 소자는 스위칭 손실, 도통(導通) 손실 모두 크며, 이들의 합인 인버터 손실은 수 KW ~ 수십 KW의 단위로 되고, 이 손실을 냉각하기 위한 냉각기나 냉각 팬 등으로 구성되는 냉각 장치의 사이즈, 중량, 비용은 전력 변환 장치의 상당 부분을 차지하고 있다.

이 때문에, 스위칭 주파수는 전동기의 전류 진동, 토크 맥동(脈動), 소음, 진동이 생기지 않는 범위에서 아주 낮게 설계하여, 인버터 손실을 최소한으로 함으로써 냉각 장치를 소형화하는 것이 바람직하다. 구체적으로, 상용하는 스위칭 주파수는 750Hz 전후로 하고, 냉각 장치는 이 스위칭 주파수에 의한 인버터 손실을 냉각할 수 있는 능력을 가지도록 구성하는 것이 적합하다. 또한, 냉각기, 스위칭 소자에는 열 용량이 존재하기 때문에, 단시간이면 스위칭 주파수를 1000Hz 정도까지 올리는 것은 가능하다.

한편, 인버터의 제어 대상인 영구 자석 동기 전동기의 극수에 관해, 전동기의 소형화 경량화의 관점에서, 전기차 구동 용도에서는 6극 또는 8극이 바람직하고, 종래의 유도 전동기의 대부분이 4극이었던 것과 비교해서 다극으로 된다. 8극기의 경우, 인버터 출력 주파수의 최대값(전기차의 설계 최고 속도에 있어서 인버터 출력 주파수)은 400Hz 정도로 되고, 종래의 유도 전동기를 이용한 경우의 2배 정도로 된다.

예를 들어 스위칭 주파수를 750Hz로 한 상태에서 인버터 출력 주파수를 400Hz로 하여 운전하는 경우, 인버터 출력 전압 반주기 중에 포함되는 펄스 수는 캐리어 주파수(=스위칭 주파수)를 인버터 출력 주파수로 나눈 1.875로 되어 상당히 적어진다. 이와 같은 상태에서 전동기를 구동하면, 인버터 출력 전압의 정(正)의 반주기와 부(負)의 반주기에 각각 포함되는 펄스 수나 펄스 위치가 언밸런스로 되어, 전동기에 인가되는 전압의 정부 대칭성이 무너져서 전동기에 전류 진동이나 토크 맥동이 발생하여 소음이나 진동의 원인으로 된다.

이와 같은 현상을 회피하기 위해, 펄스 수가 감소하는 영역인 인버터 출력 주파수가 높은 영역에 있어서, 캐리어 주파수를 인버터 출력 주파수에 동기시켜서 결정하고, 인버터 출력 전압의 정의 반주기와 부의 반주기에 각각 포함되는 펄스 수나 펄스 위치를 동일하게 하여 전동기에 인가되는 전압의 정부 대칭성을 확보하는 것을 고려한다.

예를 들어 인버터의 출력 전압 진폭을 조정할 수 있고, 또한 가능한 가장 낮은 스위칭 주파수로 할 수 있는 설정으로 하여, 캐리어 주파수를 인버터 주파수의 3배로 선정한 소위 동기 3펄스 모드로 하는 것을 생각할 수 있다. 이 경우, 인버터 출력 주파수가 400Hz인 조건에서 캐리어 주파수(스위칭 주파수)는 1200Hz로 된다.

그러나 냉각 장치의 사이즈, 중량, 비용을 고려하면, 전기차용에 이용하는 고내압의 스위칭 소자는 상시 750Hz 정도의 스위칭 주파수에서 이용하는 것이 바람직하고, 상기와 같이 1200Hz의 스위칭 주파수에서 이용하면, 인버터 손실이 과대하게 되어서 냉각 장치를 대형화할 필요가 생겨, 전력 변환 장치를 소형, 경량, 저비용으로 구성할 수 없다고 하는 문제점이 있다.

본 발명은 상기를 감안하여 이루어진 것으로, 전기차용의 전동기를 구동하기 위한 전력 변환 장치를 구성할 때에, 냉각 장치가 대형화하는 것을 회피하여, 소형, 경량, 저비용으로 구성하는 것을 가능하게 하는 전동기의 제어 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

상술한 과제를 해결하여 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 관한 전동기의 제어 장치는, 직류 전원에 접속되어, 교류 전동기에 임의 주파수, 임의 전압의 3상 교류를 출력하는 인버터에 대해, 상기 인버터 내에 구비되는 스위칭 소자를 제어하기 위한 펄스폭 변조 신호를 생성하는 전압 지령 생성부와, 입력된 토크 지령에 기초하여 상기 교류 전동기에 대한 전류 지령을 생성하는 전류 지령 생성부를 구비한 전동기의 제어 장치에 있어서, 상기 전류 지령 생성부는 소정의 조건 하에서, 상기 인버터의 손실이 증가하지 않도록 조정되어, 상기 토크 지령에 기초한 토크를 상기 교류 전동기가 발생하게 하는 전류 지령을 출력하는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 관한 전동기의 제어 장치에 의하면, 인버터에 의해서 구동되는 교류 전동기가 발생하는 토크가, 인버터의 손실이 증가하지 않도록 조정되어 전류 지령에 기초하여 생성되므로, 교류 전동기를 구동하는 전력 변환 장치를 소형, 경량, 저비용으로 구성할 수 있다고 하는 효과를 나타낸다.

도 1은 본 발명의 바람직한 실시 형태에 관한 전동기의 제어 장치의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 실시 형태에 있어서 전압 지령／PWM 신호 생성부의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 3은 영구 자석 동기 전동기의 제어 특성을 나타내는 도면이다.
도 4는 본 실시 형태에 관한 제어 수법을 적용한 경우의 제어 상태를 설명하는 도면이다.
도 5는 본 실시 형태에 관한 제어 수법을 적용한 경우 전류 벡터의 궤적을 설명하는 도면이다.
도 6은 종래 기술에 관한 제어 수법을 적용한 경우의 제어 상태를 설명하는 도면이다.
도 7은 종래 기술에 관한 제어 수법을 적용한 경우 전류 벡터의 궤적을 설명하는 도면이다.

이하에, 본 발명에 관한 전동기의 제어 장치의 바람직한 실시 형태를 도면에 기초하여 상세하게 설명한다. 또한, 이하에 나타내는 실시 형태에 의해 본 발명이 한정되는 것은 아니다.

도 1은 본 발명의 바람직한 실시 형태에 관한 전동기의 제어 장치의 구성예를 나타내는 도면이다. 도 1에 나타내는 바와 같이, 전동기의 제어 장치(100)의 주변부에는 직류 전원으로 되는 컨덴서(1), 컨덴서(1)의 직류 전압으로부터 임의의 주파수의 교류 전압으로 변환하는 인버터(2), 영구 자석 동기 전동기(이하, 간단히 「전동기」라고 함; 6)가 구비되어 있다.

인버터(2)의 입력측 또는 출력측에 위치하는 주변 회로부에는 컨덴서(1)의 전압을 검출하는 전압 검출기(8), 인버터(2)의 출력선의 전류 iu, iｖ, iw를 검출하는 전류 검출기(3, 4, 5)가 배치되고, 전동기(6)에는 로터 기계각 θm을 검출하는 리졸버(7)가 배치되어 있고, 각각의 검출 신호는 전동기의 제어 장치(100)에 입력되고 있다.

또한, 리졸버(7) 대신에 인코더를 이용해도 되고, 리졸버(7)로부터 얻어지는 위치 신호 대신에, 검출한 전압, 전류 등으로부터 위치 신호를 연산하여 구하는 위치 센서리스 방식을 이용해도 되는데, 이 경우 리졸버(7)는 불필요하게 된다. 즉, 위치 신호의 취득은 리졸버(7)를 이용하는 것으로 한정되지 않는다. 또, 전류 검출기(3, 4, 5)에 관해, 1상분의 전류는 다른 2상의 전류로부터 연산에 의해 구할 수 있으므로, 최저 2상분으로 설치되어 있으면 된다. 또, 인버터(2)의 직류측 전류로부터 인버터(2)의 출력 전류를 재현하여 취득하는 구성이어도 된다.

인버터(2)에는 전동기의 제어 장치(100)에 의해 생성되는 게이트 신호 U, V, W, X, Y, Z가 입력되어, 인버터(2)에 내장되는 스위칭 소자가 PWM(Pulse Width Modulation： 펄스폭 변조) 제어된다. 인버터(2)는 전압형 PWM 인버터가 바람직하고, 그 구성은 공지된 것이므로 상세한 설명은 생략한다.

전동기의 제어 장치(100)에는 도시하지 않은 외부의 제어 장치로부터 토크 지령 T*가 입력되는 구성으로 되어 있고, 전동기의 제어 장치(100)는 토크 지령 T*에 전동기(6)의 발생 토크 T가 일치하도록 인버터(2)를 제어하는 구성으로 하고 있다.

다음으로, 전동기의 제어 장치(100)의 구성을 설명한다. 전동기의 제어 장치(100)는 로터 기계각 θm으로부터 기준 위상각 θe를 산출하는 기준 위상각 연산부(95), 전류 검출기(3, 4, 5)로부터 검출된 3상 전류 iu, iｖ, iw와 기준 위상각 θe로부터 d축 전류 id, q축 전류 iq를 생성하는 3상-dq축 좌표 변환부(90), 기준 위상각 θe로부터 인버터 출력 각주파수 ω를 산출하는 인버터 각주파수 연산부(70), 외부로부터 입력된 토크 지령 T*와 인버터 출력 각주파수 ω로부터 d축 전류 지령 id*, q축 전류 지령 iq*를 생성하는 전류 지령 생성부(10), d축 전류 지령 id*와 d축 전류의 차를 비례 적분 제어하여 d축 전류 오차 pde를 생성하는 d축 전류 제어부(20), q축 전류 지령 iq*와 q축 전류의 차를 비례 적분 제어하여 q축 전류 오차 pqe를 생성하는 q축 전류 제어부(23), d축 전류 지령 id*와 인버터 출력 각주파수 ω로부터 q축 피드포워드(feed forward) 전압 ｖqFF를 연산하는 q축 비간섭 연산부(21), q축 전류 지령 iq*와 인버터 출력 각주파수 ω로부터 d축 피드포워드 전압 ｖdFF를 연산하는 d축 비간섭 연산부(22), d축 전류 오차 pde와 d축 피드포워드 전압 ｖdFF의 합인 d축 전압 지령 ｖd*와, q축 전류 오차 pqe와 q축 피드포워드 전압 ｖqFF의 합인 q축 전압 지령 ｖq*와, 기준 위상각 θe와, 전압 검출기(8)의 전압 EFC로부터 변조율 PMF를 연산하는 변조율 연산부(30), d축 전류 오차 pde와 d축 피드포워드 전압 ｖdFF의 합인 d축 전압 지령 ｖd*와, q축 전류 오차 pqe와 q축 피드포워드 전압 ｖqFF의 합인 q축 전압 지령 ｖq*와, 기준 위상각 θe로부터, 제어 위상각 θ를 연산하는 제어 위상각 연산부(40), 변조율 PMF와 제어 위상각 θ로부터 인버터(2)로의 게이트 신호 U, V, W, X, Y, Z를 생성하는 전압 지령／PWM 신호 생성부(50)를 구비하여 구성되어 있다.

다음으로, 상기에서 설명한 각 제어 블록의 기능에 대해 설명한다. 우선 기준 위상각 연산부(95)에서는 이하의 식 (1)에 기초하여, 로터 기계각 θm으로부터 전기각인 기준 위상각 θe를 산출한다.

여기서, PP는 전동기(6)의 극대수(極對數)이다.

3상-dq축 좌표 변환부(90)에서는 이하의 식 (2)에 기초하여 3상 전류 iu, iｖ, iw와 기준 위상각 θe로부터 d축 전류 id, q축 전류 iq를 생성한다.

인버터 각주파수 연산부(70)에서는 이하의 식 (3)에 기초하여 기준 위상각 θe를 미분함으로써 인버터 출력 각주파수 ω를 산출한다.

또, 인버터 출력 각주파수 ω를 2π로 나눔으로써, 인버터 출력 주파수 FINV를 연산한다.

다음으로, 전류 지령 생성부(10)의 기능에 대해 설명한다. 전류 지령 생성부(10)에서는 외부로부터 입력된 토크 지령 T*와 인버터 출력 각주파수 ω로부터 d축 전류 지령 id*, q축 전류 지령 iq*를 생성한다. 생성 수법으로는, 어떤 전류에서 최대의 토크를 발생시키는 최대 토크／전류 제어나, 전동기의 효율을 최대로 유지하는 최대 효율 제어에 의한 최적 제어 수법 등을 들 수 있다. 이러한 최적 제어 수법은 전동기의 회전 속도와 출력 토크의 크기 등을 파라미터로 하여, 연산식이나 미리 테이블에 기억시켜 얻은 최적의 토크분 전류 지령(q축 전류 지령 iq*), 자속분 전류 지령(d축 전류 지령 id*)에 전동기(6)의 실전류가 일치하도록 조정을 실시하는 방식이다. 또한, 전류 지령 생성부(10)의 구성은 본 발명의 중심이 되는 부분이므로 상세한 설명은 후술한다.

이어서, d축 전류 제어부(20), q축 전류 제어부(23)에 의해, 각각 다음 식 (4), (5)에 기초하여 d축 전류 지령 id*와 d축 전류의 차를 비례 적분 증폭한 d축 전류 오차 pde와, q축 전류 지령 iq*와 q축 전류의 차를 비례 적분 증폭한 q축 전류 오차 pqe를 생성한다.

여기서, K1, K3은 비례 게인, K2, K4는 적분 게인, s는 미분 연산자이다.

또한, pqe, pde는 특히 1펄스 모드에서의 운전인 경우 등에 있어서, 필요에 따라서 제로로 하는 등 제어에 이용하지 않도록 해도 된다.

또, d축 비간섭 연산부(22), q축 비간섭 연산부(21)는 각각 다음 식 (6), (7)에 기초하여 d축 피드포워드 전압 ｖdFF, q축 피드포워드 전압 ｖqFF를 연산한다.

여기서, R1은 전동기(6)의 1차 코일 저항(Ω), Ld는 d축 인덕턴스(H), Lq는 q축 인덕턴스(H), φa는 영구 자석 자속(Wb)이다.

또, 변조율 연산부(30)에서는 d축 전류 오차 pde와 d축 피드포워드 전압 ｖdFF의 합인 d축 전압 지령 ｖd*와, q축 전류 오차 pqe와 q축 피드포워드 전압 ｖqFF의 합인 q축 전압 지령 ｖq*와, 기준 위상각 θe와, 컨덴서(1)의 전압 EFC로부터, 다음 식 (8)에 기초하여 변조율 PMF를 연산한다.

단,

이다.

또한, 변조율 PMF는 인버터 출력 전압 지령 벡터의 크기 VM*를, 인버터가 출력 가능한 최대 전압 VMmax(식 (9)에서 정의)에 대한 비율로 나타낸 것이고, PMF=1.0의 경우는 인버터 출력 전압 지령 벡터의 크기 VM*는 인버터가 출력 가능한 최대 전압 VMmax와 동일하게 되는 것을 나타내고 있다. 또, 식 (2) ~ (10)으로부터 알 수 있는 바와 같이, 전류 지령 생성부(10)에 의해 생성되는 d축 전류 지령 id*, q축 전류 지령 iq*에 의해 변조율 PMF가 변화하는 것을 알 수 있다.

제어 위상각 연산부(40)에서는 d축 전류 오차 pde와 d축 피드포워드 전압 ｖdFF의 합인 d축 전압 지령 ｖd*, q축 전류 오차 pqe와 q축 피드포워드 전압 ｖqFF의 합인 q축 전압 지령 ｖq*, 및 기준 위상각 θe로부터, 다음 식 (11)에 기초하여 제어 위상각 θ를 연산한다.

여기서,

이다.

다음으로, 전압 지령／PWM 신호 생성부(50)의 구성, 기능 및 동작에 대해 설명한다. 도 2는 본 실시 형태에 있어서 전압 지령／PWM 신호 생성부(50)의 구성예를 나타내는 도면이다. 도 2에 나타내는 바와 같이, 전압 지령／PWM 신호 생성부(50)는 곱셈기(53), 조정 게인 테이블(54), 전압 지령 연산부(55), 비동기 캐리어 신호 생성부(57), 동기 3펄스 캐리어 생성부(58), 스위치(59), 펄스 모드 전환 처리부(60), 비교기(61 ~ 63), 및 반전 회로(64 ~ 66)를 구비하여 구성되어 있다.

전압 지령 연산부(55)에서는 변조율 PMF와 제어 위상각 θ로부터, 다음 식 (13) ~ (15)에 기초하여, 3상 전압 지령인 U상 전압 지령 Vu*, V상 전압 지령 Vｖ*, W상 전압 지령 Vw*를 생성한다.

여기서, PMFM은 후술하는 바와 같이, 변조율 PMF에 조정 게인 테이블(54)의 출력을 곱한 전압 지령 진폭이다.

또 후술하는 바와 같이, 상기의 각 전압 지령과 비교되는 캐리어 신호 CAR은 적어도 비동기 캐리어 신호, 동기 캐리어 신호로서 출력되는 신호이고, 도 2의 구성에서는 펄스 모드 제어부인 펄스 모드 전환 처리부(60)가 결정한 펄스 모드에 따른 캐리어 신호가 선택 가능하게 되도록 구성되어 있다.

또한, 비동기 캐리어 신호는 인버터 출력 주파수 FINV에 관련없이 정해진 주파수의 캐리어 신호이고, 여기서는 예를 들어 상술한 바와 같은 냉각 장치의 사이즈, 중량, 비용의 최적화를 고려한 스위칭 주파수인 750Hz를 상정하고 있다.

또, 동기 캐리어 신호는 인버터 출력 전압을 구성하는 펄스 수와 그 위치가 인버터 출력 전압의 정측 반주기와 부측 반주기에서 같아지도록, 캐리어 신호의 주파수를 인버터 출력 주파수의 함수로서 동기시킨 것이다.

또한, 본 실시 형태에서는 동기 캐리어 신호로서 동기 3펄스 캐리어 신호를 이용한 예로 설명하지만, 이 밖의 예를 들어 동기 5 펄스 캐리어 신호등이어도 상관없으며, 복수의 동기 캐리어 신호를 준비해 두고 필요에 따라서 전환하도록 해도 된다.

또, 상술한 바와 같이, 식 (13) ~ (15) 중 계수 PMFM은 변조율 PMF에 곱셈기(53)에서 조정 게인 테이블(54)의 출력을 곱한 전압 지령 진폭이다. 조정 게인 테이블(54)은 비동기 펄스 모드 및 동기 3펄스 모드에 있어서, 변조율 PMF에 대한 인버터 출력 전압 VM의 관계가 다른 것을 보정하기 위한 것이고, 개략은 이하와 같다.

비동기 펄스 모드에서, 인버터가 변형없이 출력 가능한 최대 전압(실효값)은 0.612ㆍEFC로 되지만, 동기 3펄스 모드에서는 0.7797ㆍEFC(=

(6)／π)로 된다. 즉, 비동기 펄스 모드에서는 동기 3펄스 모드와 비교하여, 변조율 PMF에 대한 인버터 출력 전압이 1／1.274(=0.612／0.7797)로 된다. 이 양쪽의 차를 없애기 위해, 비동기 펄스 모드에서는 변조율 PMF를 1.274배한 값을 전압 지령 진폭 PMFM로서 상술한 전압 지령 연산부(55)에 입력하고 있다. 한편, 동기 3펄스 모드에서는 변조율 PMF를 1.0배한 값을 전압 지령 진폭 PMFM로서 상술한 전압 지령 연산부(55)에 입력하고 있다. 또한, 엄밀하게는 변조율 PMF에 대한 인버터 출력 전압의 관계는 비선형이므로, 이 비선형성을 고려한 테이블을 이용하도록 해도 된다.

이어서, U상 전압 지령 Vu*, V상 전압 지령 Vｖ*, W상 전압 지령 Vw*는 비교기(61 ~ 63)에서 캐리어 신호 CAR과 대소 비교되어 게이트 신호 U, V, W, 및 이들 게이트 신호를 입력으로서 반전 회로(64 ~ 66)를 통해 얻어지는 X, Y, Z가 생성된다. 캐리어 신호 CAR은 펄스 모드 전환 처리부(60)에 의해 비동기 캐리어 신호 생성부(57)에서 생성하는 비동기 캐리어 신호 A, 동기 3펄스 캐리어 생성부(58)에서 생성하는 동기 3펄스 캐리어 신호 B, 1펄스 모드에서 선택되는 제로값 C가 스위치(59)에 의해 선택된 신호이고, 비동기 캐리어 신호 A, 동기 3펄스 캐리어 신호는 제로를 중심으로 하여 -1 ~ 1까지의 값을 취한다.

또한, 펄스 모드 전환 처리부(60)는, 변조율 PMF가 0.785 미만에서는 비동기 펄스 모드, 변조율 PMF가 0.785 이상 1.0 미만에서는 동기 펄스 모드, 변조폭 PMF가 1.0 이상에서는 1펄스 모드를 선택하도록 동작하는 것으로 한다.

다음으로, 본 발명의 중심이 되는 전류 지령 생성부(10)의 구성 및 동작에 대해 설명한다. 또한, 전류 지령 생성부(10)는 후술하는 내용에 따라, q축 전류 iq의 지령인 d축 전류 지령 id* 및 q축 전류 지령 iq*를 생성한다.

도 3은 영구 자석 동기 전동기의 제어 특성을 나타내는 도면이다. 또한, 도 3을 포함하여 이하의 도면에 나타내는 제어 특성은 최대 출력 토크가 1500Nm, 인버터(2)로의 입력 전압 EFC가 3000V인 전기차용으로 설계한 전동기에 의한 것이지만, 그 외의 전동기에서도 유사한 특성으로 된다.

도 3에 있어서, 가로축은 d축 전류 id, 세로축은 q축 전류 iq이고, 도면 중 오른쪽 위로부터 왼쪽 아래를 향해 복수개 존재하는 곡선(실선)이 토크 일정 곡선이고, 이들 곡선은 도면 중 좌단에 기재하고 있는 각 토크값(토크 T)에 있어서 d축 전류 id와 q축 전류 iq의 관계(전류 벡터의 관계)를 나타내는 것이다.

한편, 도면 중 왼쪽 위로부터 오른쪽 아래로의 곡선(파선)은 최소 전류 조건을 나타내는 곡선이고, 어떤 토크 T를 출력하는 경우에 전동기 전류가 최소로 되는 곡선이다. 바꾸어 말하면, 최소의 전류로 최대의 토크를 발생할 수 있는 소위 최대 토크／전류 제어가 가능한 조건을 나타내는 곡선이다.

상기 최소 전류 조건을 나타내는 곡선과 토크 일정 곡선의 교점에 전류 벡터를 제어하면, 당해 토크 T를 최소의 전류로 얻을 수 있다. 이와 같이 제어함으로써, 어느 토크 T를 얻는 경우 전동기(6)의 구리손실, 인버터 손실을 최소로 할 수 있고, 전동기(6), 인버터(2)를 소형 경량으로 구성할 수 있다고 하는 메리트가 생긴다.

예를 들어 1000Nm의 토크 T를 출력시키고 싶은 경우, d축 전류 id=－127A 부근, q축 전류 iq=220A 부근이 되는 도시(圖示) A점의 위치에서 인버터(2)를 제어(전류 제어)하면, 최소의 전류로 1000Nm의 토크를 발생할 수 있다.

또한, 도면 중에 있어서, 1점 쇄선으로 나타낸 곡선은 전압 제한 곡선이기도 한 유기 전압 일정 곡선이고, 어느 인버터 출력 주파수 FINV에 있어서 전동기(6)의 단자 전압이 최대로 되는 d축 전류 id와 q축 전류 iq의 관계(전류 벡터의 관계)를 나타낸 곡선이다. 또한, 도면 중에는 인버터(2)의 입력 전압 EFC를 3000V로 한 조건에서, 인버터 출력 주파수 FINV를 파라미터로 한 3개의 케이스(160Hz, 240Hz, 320Hz)에 있어서 전압 제한 곡선을 나타내고 있다.

이론적으로 선택 가능한 d축 전류 id와 q축 전류 iq의 조합(전류 벡터)은 이들 전압 제한 곡선의 내측(곡선의 하측)이다. 즉, 전압 제한 곡선의 선 상에 존재하는 전류 벡터에서 전동기(6)를 운전한 경우, 전동기(6)의 선간 전압은 최대(즉, 인버터(2)의 변조율 PMF는 1.0에서 최대 전압을 출력하고 있는 상태)로 되고, 이 때 출력 가능한 토크 T는 전압 제한 곡선과 토크 일정 곡선의 교점에 해당하는 토크 T로 된다.

한편, 전압 제한 곡선의 내측(하측)에 존재하는 전류 벡터에서 전동기(6)를 운전한 경우, 인버터(2)의 변조율 PMF는 1.0 미만으로 되고, 전동기(6)의 선간 전압은 제로값 이상, 최대값 미만의 값을 취한다. 또한, 전압 제한 곡선의 외측(곡선의 상측)에 존재하는 전류 벡터는 인버터(2)의 최대 출력 전압을 넘은 영역으로 되므로 선택할 수 없다.

여기서, 도 3에 나타내는 전압 제한 곡선의 3개의 케이스(인버터 출력 주파수 FINV：160Hz, 240Hz, 320Hz)에 주목한다. 이들 전압 제한 곡선으로부터 분명한 바와 같이, 전동기(6)의 속도가 증가하여 인버터 출력 주파수 FINV가 커짐에 따라, 전압 제한 곡선은 도면의 하측으로 이동하여, 선택 가능한 전류 벡터는 제한됨과 아울러, 출력 가능한 토크 T의 크기는 작아진다. 또, 인버터 출력 주파수 FINV가 커짐에 따라, 최소 전류 조건을 나타내는 곡선 상에서 발생할 수 있는 토크 T가 작아진다.

예를 들어 인버터 출력 주파수 FINV가 160Hz인 경우, 최대 토크 1500Nm을 최소 전류 조건 상(d축 전류 id=－185A 부근, q축 전류 iq=285A 부근：도시 B점)에서 발생할 수 있다. 그렇지만 인버터 출력 주파수 FINV가 240Hz인 경우, 발생할 수 있는 최대 토크는 당해 전압 제한 곡선 상의 도시 C점(d축 전류 id=－250A 부근, q축 전류 iq=245A 부근)에 있어서 얻어지는 거의 1480Nm이다. 또, 최소 전류 조건에서 발생할 수 있는 최대 토크는 최소 전류 조건과 전압 제한 곡선의 교점인 도시 D점(d축 전류 id=－170A 부근, q축 전류 iq=260A 부근)의 1300Nm으로 된다. 또한, 1300Nm ~ 1480Nm의 사이는 최소 전류 조건에서의 운전이 불가능하고, d축 전류 id를 부측으로 증가시키는 소위 약한 자속 제어를 행항는 것으로 운전이 가능한 영역이다.

즉, 상술한 바와 같이, 전동기(6)의 구리손실, 인버터(2)의 손실을 최소로 하기 위해, 극력, 최소 전류 조건이 성립하는 전류 벡터에서 원하는 토크를 발생시키도록 인버터(2)를 제어하는 경우에, 전동기(6)의 회전 속도가 증가함으로써 인버터 출력 주파수 FINV가 증가하여, 최소 전류 곡선 상에서의 제어(최대 토크／전류 제어)가 불가능하게 될 때에는 d축 전류 id를 부측으로 증가시킨 약한 자속 제어를 행하는 것이 일반적인 제어 수법으로 된다.

또한, 이상에서 기술한 최소 전류 조건에서의 제어(최대 토크／전류 제어) 외, 전동기(6)의 철 손실은 포함한 전동기(6)의 손실이 최소로 되는 최대 효율 곡선(도시하지 않음) 상에 전류 벡터를 제어하여 전동기(6)를 운전 제어하는 소위 최대 효율 제어를 적용하는 것도 가능하다.

다음으로, 속도 제로 상태로부터 인버터(2)에 의해 전동기(6)를 구동하여 전기차를 역행(力行) 가속시켜, 어느 속도로 된 시점에서 가속을 멈추고 속도를 일정하게 유지하는 정속 운전으로 이행하는 경우와, 가속이 불필요하게 됐으므로 토크 T를 줄여서 인버터(2)를 정지시키는 경우를 일례로 하여, 그러한 동작 형태를 상세하게 설명한다.

또한, 설명에 있어서 우선 종래 기술에 관한 제어 수법을 설명함으로써, 상술한 과제의 상세 부분을 명확화한다. 이어서, 본 과제를 해결하기 위한 일례로서 나타낸 본 실시 형태에 관한 제어 수법에 대해 설명한다.

도 6은 종래 기술에 관한 제어 수법을 적용한 경우의 제어 상태를 설명하는 도면이고, 도 7은 같은 제어 수법을 적용한 경우 전류 벡터의 궤적을 설명하는 도면이다. 또한, 도 6의 하단에 나타내는 동작 시간 (1) ~ (6)은 각각 도 7에 있어서 동작점 (1) ~ (6)에 각각 대응하고 있다.

우선 도 6을 참조하여, 종래 기술에 관한 동작 시간 (1)부터 (3)까지의 동작을 설명한다. 동작 시간 (1)에 있어서, 인버터(2)를 기동하고 전동기(6)로 전압을 인가하여 가속을 개시한다. 동작 시간 (1)부터 (2)까지는 토크 지령 T*를 제로로부터 1300Nm까지 램프 형상으로 상승시키고 있는 구간이다. 이 때, 인버터(2)의 출력 전류(이하 「인버터 전류 IA」라고 기록함)를 0A로부터 180A까지 램프 형상으로 상승시킨다. 또한, 인버터 전류 IA는 전동기(6)의 전류와 동일하고, 그 값은 실효값을 나타내고 있다.

토크 지령 T*가 1300Nm까지 도달하면, 인버터 전류 IA는 180A의 일정값으로 제어되고, 동작 시간 (3)까지의 동안, 전동기(6)는 일정 토크를 출력하여 가속한다. 이 때, 인버터(2)의 변조율 PMF는 인버터 출력 주파수 FINV에 비례하여 증가한다.

동작 시간 (2)－1에서 변조율 PMF가 0.785 이상으로 되면, 인버터(2)의 펄스 모드를 캐리어 주파수 750Hz의 비동기 펄스 모드로부터 동기 펄스 모드로 전환한다. 또한, 동 도면에서는 동기 펄스 모드로서 동기 3펄스 모드를 일례로 하여 나타내고 있으나, 3펄스 이외의 예를 들어 동기 5 펄스 모드 등이어도 되고, 과변조를 조합해도 된다.

동작 시간 (2)부터 (2)－1의 구간은 인버터 전류 IA(180A)와 인버터(2)의 스위칭 주파수(750Hz)는 일정하므로, 인버터(2)의 스위칭 소자의 도통 손실 및 스위칭 손실의 합으로 이루어진 인버터 손실 P는 일정값으로 된다. 또한, 동작 시간 (2)－1에서, 인버터(2)의 펄스 모드는 동기 3펄스 모드로 되고, 스위칭 주파수는 인버터 출력 주파수 FINV의 3배로 동기한 값(동 도면의 예에서는 대체로 500Hz(≒170Hz×3))로 감소하므로 인버터 손실 P는 감소한다.

동작 시간 (2)－1부터 (3)까지의 구간은 인버터(2)의 펄스 모드가 동기 3펄스 모드이고, 인버터 출력 주파수 FINV의 증가에 동기하여 스위칭 주파수가 증가한다. 또, 스위칭 주파수의 증가에 수반하여 인버터 손실 P도 증가한다.

여기서, 상술한 동작 시간 (1)부터 (3)까지 전류 벡터의 궤적을, 도 7을 참조하여 설명한다. 도 7에 있어서, 동작점 (1)부터 (2)까지의 사이는 전류 벡터가 최소 전류 조건을 나타내는 곡선 상을 증가해 간다. 또, 동작점 (2)부터 (3)까지의 동안은 토크 T=1300Nm로 되는 포인트로 유지된다. 또한, 전압 제한 곡선은 인버터 출력 주파수 FINV의 증가에 수반하여 도면의 하측 방향으로 이동한다.

다음으로, 도 6으로 돌아와서, 동작 시간 (3)부터 (4)까지 구간의 동작을 설명한다. 동작 시간 (3)에서 변조율 PMF가 1.0으로 되고, 인버터(2)의 출력 전압의 크기는 입력 전압 EFC로부터 정해지는 최대값에서 한계점에 도달하게 된다. 이 때문에, 동작 시간 (3) 이후는 인버터(2)의 펄스 모드는 1펄스 모드가 선택된다. 이 때, 토크 지령 T*는 최대 토크／전류 제어를 유지하기 위해 1300Nm으로부터 750Nm까지 감소시키는 제어가 행해지므로, 인버터 전류 IA도 이 제어에 수반하여 감소한다.

또, 동작 시간 (3)에서, 인버터(2)의 펄스 모드는 동기 3펄스 모드로부터 1펄스 모드로 전환되므로, 스위칭 주파수는 인버터 출력 주파수 FINV와 동일하게 된다. 이 때문에, 스위칭 손실이 감소하고, 이에 수반하여 인버터 손실 P가 감소한다.

한편, 동작 시간 (3)부터 (4)의 구간에서, 인버터 전류 IA는 서서히 감소하지만, 인버터 출력 주파수 FINV의 증가에 동기하여 스위칭 주파수도 증가하므로, 인버터 손실 P 전체적으로 증가해 간다.

다음으로, 상술한 동작 시간 (3)부터 (4)까지의 구간에 있어서 전류 벡터의 궤적을, 도 7을 참조하여 설명한다. 우선, 동작점 (3)에서, 변조율 PMF가 1.0으로 된다. 즉, 토크 일정 곡선(토크 T=1300Nm)과 최소 전류 조건을 나타내는 곡선과 전압 제한 곡선의 교점 상에 동작점이 존재하게 된다.

이후, 인버터 출력 주파수 FINV의 증가에 수반하여 전압 제한 곡선은 도면의 하측으로 이동하므로, 전류 벡터의 궤적은 전압 제한 곡선과 최소 전류 조건을 나타내는 곡선의 교차점 상을 동작점 (4)를 향해 이동하게 된다.

또한, 상기에서는 최소 전류 조건을 나타내는 곡선 상에 전류 벡터를 유지한 경우를 예로 하여 설명하고 있지만, 반드시 최소 전류 조건을 나타내는 곡선 상에 전류 벡터를 유지할 필요는 없으며, 전술한 바와 같이, 토크 T를 더욱 증가시키기 위해 d축 전류를 부로 증가시키는 약한 자속 운전을 행해도 된다. 예를 들어 인버터 출력 주파수 FINV=240Hz의 조건에서는 토크 일정 곡선이 전압 제한 곡선과 접하는 점(d축 전류 id=－250A 부근, q축 전류 iq=245A 부근：도 3의 C점)에 전류 벡터를 제어함으로써, 토크 T는 거의 1480Nm까지 출력 가능하게 된다.

다시 도 6으로 돌아와서, 동작 시간 (4)부터 (6)까지 구간의 동작을 설명한다. 동작 시간 (4)에서는 토크 지령 T*를 좁히기 시작하고, 그 후 동작 시간 (6)에 있어서 제로로 하고 있다. 이와 같은 제어 상태는 전기차의 속도가 충분히 증가했으므로 토크 지령 T*를 감소시킨 경우, 또는 전기차의 가속을 중지하기 위해 토크 T*를 감소시켜 인버터(2)를 정지하는 경우 등을 상정하고 있다.

이 제어에 의해, 인버터 전류 IA는 제로를 향해 감소한다. 또, 인버터 전류 IA의 감소에 의해 전기자 반작용에 의한 자속이 감소하므로, 전기자에 쇄교하는 쇄교 자속의 크기가 감소하여 변조율 PMF도 감소한다. 또한, 변조율 PMF의 감소에 부수하여 펄스 모드는 1펄스 모드로부터 동기 3펄스 모드로 전환된다.

여기서, 동작 시간 (4)에 있어서, 펄스 모드는 1펄스 모드로부터 동기 3펄스 모드로 전환되기 때문에, 스위칭 주파수는 인버터 출력 주파수 FINV와 동일한 320Hz로부터, 인버터 출력 주파수 FINV의 3배인 960Hz로 증가한다. 스위칭 주파수의 증가에 수반하여 인버터 손실 P도 증가한다.

또한, 그 후 동작 시간 (4)에서부터 (6)을 향해, 인버터 전류 IA가 제로를 향해 감소하므로, 스위칭 소자의 도통 손실 및 스위칭 손실 양쪽이 감소하고, 이들의 합인 인버터 손실 P도 감소한다.

상기와 동양(同樣)으로, 동작 시간 (4)부터 (6)까지의 전류 벡터의 궤적을, 도 7을 참조하여 설명한다. 우선, 동작점 (4)에서 변조율 PMF가 1.0 미만으로 되므로, 전류 벡터는 최소 전류 조건을 나타내는 곡선 상을 전압 제한 곡선의 하측 방향으로 이동한다. 그 후, 토크 T=300Nm으로 되는 동작점 (5)를 경유하여, 인버터 전류 IA가 제로로 되는 동작점 (6)까지 이동한다.

이상의 동작이, 종래 기술에 관한 제어 수법에 기초한 동작이다. 특히, 도 6의 동작 시간 (4)부터 (5)에 주목하면, 인버터 손실 P의 크기가 전체 운전 구간(동작 시간 (1)부터 (6))에서 가장 커지고 있음을 알 수 있다.

이 동작은 전동기(6)의 속도가 높은 영역, 즉 인버터 출력 주파수 FINV가 큰 영역에서 동기 3펄스 모드로 전환되기 때문이며, 이 구간에 있어서 스위칭 주파수가 전체 운전 구간 중에서 최대인 960Hz로 되는 것에 기인하고 있다.

그런데 상술한 바와 같이, 단시간이면 스위칭 주파수를 1000Hz 정도까지 상승시키는 것은 가능하다. 그렇지만 예를 들어 인버터 출력 주파수 FINV가 320Hz 근방에 있고, 토크 지령 T*를 750Nm보다 다소 작은 값으로 설정한 경우에, 노선의 기울기 조건 등에 따라 전기차의 속도가 밸런스한 경우를 고려하면, 동작 시간 (4)부터 (5)의 동안(동작점 (4)부터 (5)까지의 동안)에 장시간 운전될 가능성이 있다. 즉, 인버터 출력 주파수 FINV가 큰 상태일 때에 동기 3펄스 모드가 선택되어, 인버터 손실 P가 냉각 장치의 능력을 넘은 과대의 값인 채로 전기차의 운전이 계속되는 경우가 존재한다. 이 때문에, 과온도 검지 등에 의한 인버터(2)의 정지나, 스위칭 소자의 열 파괴 등의 문제를 초래할 가능성이 있다.

또한, 인버터 출력 주파수 FINV가 최대값의 400Hz인 경우에, 동양인 토크 T*의 좁힘이 행해져서, 펄스 모드가 동기 3펄스 모드로 된 경우를 고려한다. 이 때, 스위칭 주파수는 1200Hz로 되어, 인버터 손실 P는 상기의 경우보다 더 과대한 크기로 된다. 이 때문에, 과온도 검지 등에 의한 인버터(2)의 정지나, 스위칭 소자의 열 파괴 등의 문제를 초래할 가능성이 높아진다.

이상의 문제를 회피하기 위한 하나의 방법으로서, 예를 들어 냉각 장치의 냉각 능력을 증가시키는 것을 생각할 수 있다. 그렇지만 냉각 장치의 냉각 능력을 증가시킨 경우에는, 냉각 장치의 사이즈, 중량, 비용이 모두 증가하게 되어, 인버터(2)를 포함한 전력 변환 장치의 사이즈, 중량, 비용의 증가를 초래하게 되어 바람직한 수법이라고는 말하기 어렵다.

이상의 과제를 해결하기 위해, 본 실시 형태에서는 도 4 및 도 5에 나타나는 제어 수법을 이용하고 있다. 여기서, 도 4는 본 실시 형태에 관한 제어 수법을 적용한 경우의 제어 상태를 설명하는 도면이고, 도 5는 같은 제어 수법을 적용한 경우 전류 벡터의 궤적을 설명하는 도면이다. 또한, 도 4의 하단에 나타내는 동작 시간 (1) ~ (6)은 각각 도 5에 있어서 동작점 (1) ~ (6)에 각각 대응하고 있다.

이하, 도 4 및 도 5를 참조하여, 본 실시 형태에 관한 제어 수법에 대해 설명한다. 또한, 동작 시간 (4)로부터 지점(6)까지의 제어 동작이 본 발명의 중심이 되는 부분임과 동시에, 종래 기술과 다른 부분이기 때문에, 동작 시간 (1)부터 (4)까지의 구간에 있어서 동작의 설명은 생략한다.

도 4에 있어서, 동작 시간 (4)에서는 토크 지령 T*를 좁히기 시작하고, 그 후 동작 시간 (6)에 있어서 제로로 하고 있다. 이와 같은 제어 상태는 전기차의 속도가 충분히 증가했으므로 토크 지령 T*를 감소시킨 경우, 또는 전기차의 가속을 중지하기 위해 토크 T*를 감소시켜 인버터(2)를 정지하는 경우 등을 상정하고 있다.

이 제어에 의해, 인버터 전류 IA도 제로를 향해 감소하고 있다. 그렇지만 본 실시 형태에 관한 제어 수법에서, 전류 지령 생성부(10)는 전동기(6)의 단자 전압의 크기가 변화하지 않도록, 전류 벡터를 조정하여 쇄교 자속의 크기를 변화시키지 않도록 제어한다. 이 때문에, 변조율 PMF는 1.0인 채로 유지되고 있다. 이 때문에, 펄스 모드는 1펄스 모드인 채이고, 종래 기술에 관한 제어 수법과 같이, 동기 3펄스 모드로 전환되는 제어는 행해지지 않는다.

따라서, 동작 시간 (4)부터 (5)의 구간은 펄스 모드가 1펄스 모드인 채이고, 또한 인버터 전류 IA가 감소하므로, 스위칭 소자의 도통 손실 및 스위칭 손실이 감소하고, 이들의 합인 인버터 손실 P도 감소한다.

한편, 동작 시간 (5)에 있어서, 쇄교 자속의 크기를 유지할 수 없게 되어, 전동기(6)의 단자 전압을 유지할 수 없게 된다. 이 때, 변조율 PMF의 감소가 시작되므로, 펄스 모드는 1펄스 모드로부터 동기 3펄스 모드로 전환된다.

또, 동작 시간 (5)에 있어서, 펄스 모드가 동기 3펄스 모드로 전환되기 때문에, 스위칭 주파수는 인버터 출력 주파수 FINV와 동일한 320Hz로부터, 인버터 출력 주파수 FINV의 3배인 960Hz로 증가한다. 스위칭 주파수의 증가에 수반하여 인버터 손실 P도 증가한다.

여기서, 동기 3펄스 모드로의 전환 시점에 있어서 인버터 전류 IA에 대해, 도 6에 나타내는 종래 기술과 도 4에 나타낸 본 실시 형태를 비교하면, 종래 기술에 있어서 인버터 전류 IA가 117A인데 비해, 본 실시 형태에 있어서 인버터 전류 IA는 58A임을 알 수 있다. 즉, 인버터 손실 P의 최대값은 종래 기술과 비교하여 크게 억제되고 있다.

또한, 그 후 동작 시간 (5)에서부터 (6)을 향해, 인버터 전류 IA가 제로를 향해 감소하므로, 스위칭 소자의 도통 손실 및 스위칭 손실 양쪽이 감소하고, 이들의 합인 인버터 손실 P도 감소한다.

이어서, 상술한 동작 시간 (4)부터 (6)까지의 구간에 있어서 전류 벡터의 궤적을, 도 5를 참조하여 설명한다. 우선 동작점 (4)부터 (5)의 사이는 전류 벡터가 전압 제한 곡선 상에 유지되도록 동작한다. 이 때문에, 전동기(6)의 단자 전압이 최대값 일정하게 유지된 채로, 토크 T와 전류 벡터의 크기(인버터 전류 IA) 양쪽이 모두 감소한다.

한편, 동작점 (5)에 도달하면, 전압 제한 곡선 상에 전류 벡터를 유지하는 것이 불가능하게 되므로(전압 제한 곡선 상에 전류 벡터를 유지하기 위해서는 d축 전류 id를 정으로 해야 함), 전동기(6)의 단자 전압은 최대값보다 작아져서 변조율 PMF는 1.0 미만으로 된다. 이 때, 전류 벡터는 전압 제한 곡선의 하측 방향으로 d축 전류 id=0의 상태를 유지함과 아울러, q축 전류 iq가 제로를 향해 감소하여 동작점 (6)에 도달한다.

이상의 동작이 본 실시 형태에 관한 제어 동작이다. 상술한 바와 같이, 본 실시 형태에 관한 제어 수법에서는 전동기(6)가 고속 회전 중이고, 인버터 출력 주파수 FINV가 큰 경우에 있어서, 토크 지령 T*에 상관없이, 특히 토크 지령 T*가 감소하여 최대 토크／전류 제어 또는 최대 효율 제어 등이 가능한 경우에도, 전류 벡터를 우선적으로 전압 제한 곡선 상에 유지하는 전류 지령을 생성한 제어를 행함으로써, 전동기(6)의 단자 전압을 최대 전압으로 유지하여 인버터(2)의 펄스 모드를 1펄스 모드로서 운전하는(즉, 펄스 모드가 동기 3펄스 모드로 전환되지 않도록 제어함) 것으로, 인버터 손실 P가 과대하게 되는 것을 회피할 수 있다. 이 제어에 의해, 인버터 전류 IA가 충분히 작아져서, 인버터 손실 P가 과대하게 되지 않는 조건에서, 전류 벡터를 전압 제한 곡선 상으로부터 분리하여, 예를 들어 q축 상 또는 최소 전류 조건을 나타내는 곡선 상, 최대 효율 곡선 상 등에 전류 벡터를 이동시키는 것과 같은 제어도 행하는 것이 가능하게 된다.

그런데 전류 벡터를 전압 제한 곡선 상에 유지하는 경우, 전류 벡터가 최소 전류 조건을 나타내는 곡선 또는 최대 효율 곡선(도시하지 않음) 상으로부터 벗어나 버리는 경우가 있다. 이 경우, 전류 벡터를 최소 전류 조건을 나타내는 곡선 또는 최대 효율 곡선(도시하지 않음) 상에서 제어하는 경우와 비교하여 전동기(6)의 효율이 약간 저하한다. 이 때, 전동기(6)의 손실이 증가하므로 전동기(6)의 온도 상승의 염려가 있지만, 전동기(6)의 열 용량은 인버터(2)의 그것과 비교해서 충분히 크기 때문에, 전동기(6)의 온도 상승은 실용상 문제가 없을 정도로 억제된다.

또한, 필요에 따라서 전류 벡터가 동작점 (5)에 도달하기 전에, 이 전류 벡터를 전압 제한 곡선 상으로부터 최소 전류 조건을 나타내는 곡선 상으로 이동시켜 제어하는 구성으로 해도 상관없다. 또, 전류 벡터가 동작점 (5)에 도달한 단계에서, 이 전류 벡터를 전압 제한 곡선 상으로부터 최소 전류 조건을 나타내는 곡선 상으로 이동시켜 제어하는 구성으로 해도 상관없다.

또, 필요에 따라서 전류 벡터가 동작점 (5)에 도달하기 전에, 이 전류 벡터를 전압 제한 곡선 상으로부터 최대 효율 곡선 상으로 이동시켜 제어하는 구성으로 해도 상관없다. 또, 전류 벡터가 동작점 (5)에 도달한 단계에서, 이 전류 벡터를 전압 제한 곡선 상으로부터 최대 효율 곡선 상으로 이동시켜 제어하는 구성으로 해도 상관없다.

또한, 전류 벡터를 전압 제한 곡선 상으로부터 최소 전류 조건을 나타내는 곡선 상 또는 최대 효율 곡선 상으로 이동시키는 경우, 이동 전후에 있어서 전류 벡터의 크기와 위상이 불연속으로 된다. 한편, 전류 벡터를 전압 제한 곡선 상으로부터 q축 상으로 이동시키는 경우에는, 이동 전후에 있어서 전류 벡터 크기와 위상의 연속성이 확보되므로, d축 전류 지령 id*, q축 전류 지령 iq*의 급변을 회피할 수 있고, 보다 안정된 제어를 행하는 것이 가능하게 된다.

즉, 전류 벡터를 어느 동작점까지 전압 제한 곡선 상에 유지할지는 이상에 기술한 본 발명의 취지에 준거하여, 인버터 손실 P의 최대값을 극력 작게 하는 것을 목적으로 해서 결정하면 된다.

구체적으로, 인버터 손실 P에 관련되는 양(量)인 인버터 출력 주파수, 인버터 전류, 인버터 손실(스위칭 손실, 도통 손실), 스위칭 주파수 등의 각각이 소정값 이상인지의 여부, 또는 이러한 복수의 양이 소정값 이상인지의 여부를 판단 기준으로 하여 포함해도 된다.

또한, 제어 동작의 지연을 최소한으로 하려면, 인버터 출력 주파수, 인버터 전류, 인버터 손실, 스위칭 주파수 등의 각각이 소정값 이상인지의 여부, 또는 이러한 복수의 양이 소정값 이상인지의 여부를 사전에 추측하는 구성으로 하는 것이 바람직하다.

또, 인버터 손실 P와 전동기(6)의 손실 양쪽을 고려하여, 예를 들어 양쪽 손실의 합이 최소로 되도록 전류 지령을 결정해도 된다.

또한, 전기차 구동용 인버터에서는 인버터 전류 IA, 스위칭 주파수 모두 커지는 비동기 펄스 모드의 영역에 있어서 인버터 손실 P를 기준으로 하여 냉각 장치의 냉각 성능을 결정하는 것이 일반적이기 때문에, 전체 운전 영역에 있어서 인버터 손실 P의 최대값이 비동기 펄스 모드에 있어서 인버터 손실 P를 넘지 않도록 구성하는 것이 바람직하다.

또, 전동기(6)가 인버터(2)에 의해 운전되고 있는 상태에서, 인버터(2)를 정지시키는 경우에 있어서, 인버터 출력 주파수 FINV와 인버터 전류 IA의 크기에 따라서는 상술한 바와 같이, 인버터 손실 P가 과대하게 될 가능성이 있다. 이 때문에, 전동기(6)가 인버터(2)에 의해 운전되고 있는 상태에서, 인버터(2)를 정지시키는 정지 지령(도시하지 않음)이 외부의 제어 장치(도시하지 않음)로부터 전동기의 제어 장치(100)에 입력된 경우, 전류 지령 생성부(10)는 가능한 전류 벡터를 전압 제한 곡선 상에 유지하는 전류 지령을 생성하는 구성으로 하는 것이 바람직하다. 이와 같이 정지 지령을 트리거로서 전류 벡터를 전압 제한 곡선 상에 유지하는 전류 지령을 생성하는 구성으로 함으로써 전류 지령 생성부(10)의 구성을 간이화할 수 있다.

또, 도 5에서는 d축 전류 id의 부의 영역만을 나타내고 있고, 또한 상기의 설명에서는 d축 전류 id의 정의 영역(도시하지 않음)을 이용하지 않는 것으로 하여 설명했으나, d축 전류 id의 정의 영역을 이용해도 된다. 즉, 전압 제한 곡선, 토크 일정 곡선 모두, d축 전류 id의 부의 영역으로부터 정의 영역까지 연속적으로 연장되어 존재하므로, d축 전류 id의 정의 영역까지 이용하면, 동작점 (5)를 넘은 경우에도 전압 제한 곡선 상에 전류 벡터를 유지하는 것이 가능하게 된다.

이와 같이 구성함으로써, 인버터 출력 주파수 FINV가 큰 영역에 있어서, 펄스 모드를 1펄스 모드인 채로 유지하는 구간을 길게 할 수 있으므로, 인버터 손실 P가 냉각 장치의 능력을 넘은 과대의 값으로 되는 것을 회피할 수 있고, 과온도 검지 등에 의한 인버터(2)의 정지나, 스위칭 소자의 열 파괴 등의 문제를 회피할 수 있다.

또, 이와 같이 구성함으로써하는 것에 의해의 스위칭 소자를 냉각하는 냉각 장치의 대형화를 회피하는 것이 가능하게 되고, 인버터(2)를 포함한 전력 변환 장치의 소형화, 경량화, 저비용화가 가능하게 된다.

또한, 상기 실시 형태에서는 주로 전기차의 역행 중 동작을 일례로 하여 설명하였으나, 회생 브레이크를 건 감속 동작의 경우에 있어서도, 동양의 제어 수법을 채용할 수 있다.

또, 그 외의 케이스, 예를 들어 전동기(6)가 프리 런(타성(惰性)) 회전 중에 인버터(2)를 정지 상태로부터 기동하는 경우에 있어서, 인버터 출력 주파수 FINV 및 인버터 전류 IA의 크기 여하에 따라서는 상술한 바와 같은 인버터 손실 P가 과대하게 될 가능성이 있다. 이 때문에, 인버터(2)가 정지 상태이고, 또한 전동기(6)가 프리 런(타성) 회전 중인 경우로서, 인버터(2)를 기동시키는 기동 지령(도시하지 않음)이 외부의 제어 장치(도시하지 않음)로부터 전동기의 제어 장치(100)에 입력된 경우에, 전류 지령 생성부(10)는 가능한 전류 벡터를 전압 제한 곡선 상에 유지하는 전류 지령을 생성하는 구성으로 하는 것이 바람직하다. 이와 같은 기동 지령을 트리거로서 전류 벡터를 전압 제한 곡선 상에 유지하는 것과 같은 전류 지령을 생성하는 구성으로 함으로써, 전류 지령 생성부(10)의 구성을 간이화할 수 있다.

물론, 이와 같은 구성의 경우에서도, 인버터 손실 P에 관련되는 양인 인버터 출력 주파수, 인버터 전류, 인버터 손실(스위칭 손실, 도통 손실), 스위칭 주파수 등의 각각이 소정값 이상인지의 여부, 또는 이러한 복수의 양이 소정값 이상인지의 여부를 판단 기준에 포함하고, 상기와 같은 전류 지령을 생성하는 구성으로 해도 된다.

또한, 제어 동작의 지연을 최소한으로 하기 위해서는 인버터 출력 주파수, 인버터 전류, 인버터 손실, 스위칭 주파수 등의 각각이 소정값 이상인지의 여부, 또는 이러한 복수의 양이 소정의 값 이상으로 되는지의 여부를 사전에 추측하는 구성으로 하는 것이 바람직하다.

또한, 필요에 따라서, 전류 벡터를 전압 제한 곡선 상으로부터 최소 전류 조건을 나타내는 곡선 상으로 이동시켜 제어하는 구성으로 해도 상관없다. 또, 필요에 따라서 전류 벡터를 전압 제한 곡선 상으로부터 최대 효율 곡선 상으로 이동시켜 제어하는 구성으로 해도 상관없다.

또한, 상기의 실시 형태에 있어서 설명에서는 영구 자석 동기 전동기를 제어하는 전동기의 제어 장치를 중심으로 하여 설명하였으나, 그 외 종류의 전동기를 구동 제어하는 전동기의 제어 장치에, 본 실시 형태에 관한 제어 수법을 적용해도 상관없다.

이상 설명한 바와 같이, 본 실시 형태에 관한 전동기의 제어 장치에 의하면, 전류 지령 생성부는 소정의 조건 하에서 인버터의 손실이 증가하지 않도록 조정되어 토크 지령에 기초한 토크를 전동기가 발생하는 것과 같은 전류 지령을 생성 출력하므로 냉각 장치의 대형화를 회피할 수 있고, 인버터를 포함한 전력 변환 장치를 소형, 경량, 저비용으로 구성하는 것이 가능하게 된다.

또한, 상기 소정의 조건으로는 인버터가 직류 전원의 출력 전압 아래에서 발생할 수 있는 최대 전압을 출력하고 있는 상태에 있어서, 토크 지령이 감소한 경우를 포함하는 것이 바람직하다.

또, 펄스 모드로서 적어도 비동기 펄스 모드, 동기 펄스 모드, 1펄스 모드를 가지는 경우에는, 상기 소정의 조건으로서, 인버터가 1펄스 모드로 동작 중에 토크 지령이 감소한 경우를 포함하는 것이 바람직하다.

또, 펄스 모드로서 적어도 비동기 펄스 모드, 동기 펄스 모드, 1펄스 모드를 가지는 경우에는, 상기 소정의 조건으로서, 인버터 손실이 비동기 펄스 모드 시보다 커지는 경우이거나, 또는 커진다고 예측된 경우 중 어느 쪽을 포함하는 것이 바람직하다.

또, 상기 소정의 조건으로서, 인버터의 출력 주파수가 소정의 값 이상이거나, 또는 소정의 값 이상으로 된다고 예측된 경우 중 어느 쪽을 포함하는 것이 바람직하다.

또, 상기 소정의 조건으로서, 인버터의 출력 전류가 소정의 값 이상이거나, 또는 소정의 값 이상으로 된다고 예측된 경우 중 어느 쪽을 포함하는 것이 바람직하다.

또, 상기 소정의 조건으로서, 인버터의 손실이 소정의 값 이상이거나, 또는 소정의 값 이상으로 된다고 예측된 경우 중 어느 쪽을 포함하는 것이 바람직하다.

또, 상기 소정의 조건으로서, 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 소정의 값이상이거나, 또는 소정의 값 이상으로 된다고 예측된 경우 중 어느 쪽을 포함하는 것이 바람직하다.

또, 상기 소정의 조건으로서, 전동기가 인버터에 의해 운전되고 있는 상태 로서, 인버터를 정지시키는 경우나, 전동기가 프리 런 회전 중으로서, 인버터를 정지한 상태로부터 기동시키는 경우를 포함하는 것이 바람직하다.

또, 인버터의 손실이 증가하지 않도록 조정된 전류 지령은

(1) 인버터의 출력 전압이 상기 직류 전원의 출력 전압 아래에서 최대로 되는 값이거나,

(2) 전동기에 대한 토크를 최소의 전류로 얻어지는 최소 전류 조건을 만족하는 값과 직류 전원의 출력하에서 인버터의 출력 전압이 최대로 되는 조건을 만족하는 값을 필요에 따라서 전환하여 생성된 값이거나,

(3) 전동기의 효율이 최대로 되는 최대 효율 조건을 만족하는 값과 직류 전원의 출력하에서 인버터의 출력 전압이 최대로 되는 조건을 만족하는 값을 필요에 따라서 바꾸어 생성된 값 중 어느 쪽을 포함하는 것이 바람직하다.

또한, 이상의 실시 형태에 나타낸 구성은 본 발명의 내용의 일례이고, 다른 공지의 기술과 조합하는 것도 가능하고, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위에서 일부를 생략하는 등 변경하여 구성하는 것도 가능함은 말할 것도 없다.

또한, 본 명세서에서는 전기차용 전동기의 제어 장치로의 적용을 고려하여 발명 내용의 설명을 실시하고 있으나, 적용 분야는 이로 한정되지 않으며, 전기 자동차, 엘리베이터 등 여러 가지의 관련 분야로의 응용이 가능함은 물론이다.

이상과 같이, 본 발명에 관한 전동기의 제어 장치는 전동기를 구동하는 전력 변환 장치를 소형, 경량, 저비용으로 구성하는 것을 가능하게 하는 발명으로서 유용하다.

1 컨덴서
2 인버터
6 전동기
7 리졸버
8 전압 검출기
10 전류 지령 생성부
20 d축 전류 제어부
21 q축 비간섭 연산부
22 d축 비간섭 연산부
23 q축 전류 제어부
30 변조율 연산부
40 제어 위상각 연산부
50 전압 지령／PWM 신호 생성부
53 곱셈기
54 조정 게인 테이블
55 전압 지령 연산부
57 비동기 캐리어 신호 생성부
58 펄스 캐리어 생성부
59 스위치
60 펄스 모드 전환 처리부
61 ~ 63 비교기
64 ~ 66 반전 회로
70 인버터 각주파수 연산부
90 3상-dq축 좌표 변화부
95 기준 위상각 연산부
100 제어 장치

Claims

직류 전원에 접속되어, 교류 전동기로 임의 주파수, 임의 전압의 3상 교류를 출력하는 인버터에 대해, 상기 인버터 내에 구비되는 스위칭 소자를 제어하기 위한 펄스폭 변조 신호를 생성하는 전압 지령 생성부와, 입력된 토크 지령에 기초하는 토크를 상기 교류 전동기가 발생하게 하는 전류 지령을 생성 출력하는 전류 지령 생성부를 구비한 전동기의 제어 장치에 있어서,
상기 전류 지령 생성부는, 상기 인버터의 손실이 증가되거나 증가가 예측되는 소정의 조건 하에 있어서, 상기 토크 지령과 상기 교류 전동기의 전압 또는 전류인 상태량(狀態量)과의 관계에 기초하여 산출되고, 상기 교류 전동기의 단자 전압을 상기 직류 전원 아래에서 발생시킬 수 있는 최대값으로 유지하고, 또 상기 인버터의 손실을 유지 또는 감소시키도록 조정한 전류 지령을 출력하는 것을 특징으로 하는 전동기의 제어 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 소정의 조건은 상기 인버터가 상기 직류 전원의 출력 전압 아래에서 발생할 수 있는 최대 전압을 출력하고 있는 상태에 있어서, 상기 토크 지령이 감소한 경우를 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기의 제어 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 인버터가 펄스 모드로서 적어도 비동기 펄스 모드, 동기 펄스 모드, 1펄스 모드를 가지는 경우에,
상기 소정의 조건은 상기 인버터가 1펄스 모드로 동작 중에 상기 토크 지령이 감소한 경우를 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기의 제어 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 인버터가 펄스 모드로서 적어도 비동기 펄스 모드, 동기 펄스 모드, 1펄스 모드를 가지는 경우에,
상기 소정의 조건은 상기 인버터 손실이 비동기 펄스 모드 시보다 커지는 경우이거나, 또는 커진다고 예측된 경우 중 어느 한 쪽을 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기의 제어 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 소정의 조건은 상기 인버터의 출력 주파수가 소정의 값 이상이거나, 또는 소정의 값 이상으로 된다고 예측된 경우 중 어느 한 쪽을 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기의 제어 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 소정의 조건은 상기 인버터의 출력 전류가 소정의 값 이상이거나, 또는 소정의 값 이상으로 된다고 예측된 경우 중 어느 한 쪽을 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기의 제어 장치.
삭제
청구항 1에 있어서,
상기 소정의 조건은 상기 스위칭 소자의 스위칭 주파수가 소정의 값 이상이거나, 또는 소정의 값 이상으로 된다고 예측된 경우 중 어느 한 쪽을 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기의 제어 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 소정의 조건은 상기 교류 전동기가 상기 인버터에 의해 운전되고 있는 상태에서, 상기 인버터를 정지시키는 경우를 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기의 제어 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 소정의 조건은 상기 교류 전동기가 프리 런 회전 중에, 상기 인버터를 정지한 상태로부터 기동시키는 경우를 포함하는 것을 특징으로 하는 전동기의 제어 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 인버터의 손실을 유지 또는 감소시키도록 조정한 전류 지령은 상기 인버터의 출력 전압이 상기 직류 전원의 출력 전압 아래에서 최대로 되는 값인 것을 특징으로 하는 전동기의 제어 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 인버터의 손실을 유지 또는 감소시키도록 조정한 전류 지령은 상기 토크를 최소의 전류로 얻는 최소 전류 조건을 만족하는 값과, 상기 직류 전원의 출력 전압 아래에서 상기 인버터의 출력 전압이 최대로 되는 조건을 만족하는 값 중에서, 상기 인버터의 손실의 최대값을 작게 하는 값으로 전환하여 생성된 값인 것을 특징으로 하는 전동기의 제어 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 인버터의 손실을 유지 또는 감소시키도록 조정한 전류 지령은 상기 교류 전동기의 효율이 최대로 되는 최대 효율 조건을 만족하는 값과, 상기 직류 전원의 출력 전압 아래에서 상기 인버터의 출력 전압이 최대로 되는 조건을 만족하는 값 중에서, 상기 인버터의 손실의 최대값을 작게 하는 값으로 전환하여 생성된 값인 것을 특징으로 하는 전동기의 제어 장치.
청구항 1에 있어서,
상기 교류 전동기가 영구 자석 동기 전동기이고, 상기 전류 지령이 상기 교류 전동기의 영구 자석 자속의 방향을 d축으로 하고, d축과 직교하는 방향을 q축으로 하는 dq 좌표계로 정의된 것일 때에,
상기 인버터의 손실을 유지 또는 감소시키도록 조정한 전류 지령은 이 전류 지령의 벡터가 q축 상에 존재하는 값과, 상기 직류 전원의 출력 전압 아래에서 상기 인버터의 출력 전압이 최대로 되는 조건을 만족하는 값 중 어느 한 쪽이 선택되는 것을 특징으로 하는 전동기의 제어 장치.