JP4241903B1

JP4241903B1 - 電動機の制御装置

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Publication number: JP4241903B1
Application number: JP2008521666A
Authority: JP
Inventors: 英俊北中
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-10-29
Filing date: 2007-10-29
Publication date: 2009-03-18
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Abstract

電気車用の交流電動機を駆動するための電力変換装置を構成するに際し、冷却装置が大型化することを回避して、小型、軽量、低コストで構成すること。交流電動機を制御する制御装置内に具備される電流指令生成部は、電力変換装置内の主回路であるインバータが直流電源の出力電圧の下で発生し得る最大電圧を出力している状態下で、かつ、トルク指令が減少した場合において、インバータの損失が増加しないように調整され、トルク指令に基づくトルクを交流電動機が発生するような電流指令を出力する。
【選択図】図４

Description

本発明は、電気車駆動用の交流電動機、特に永久磁石同期電動機の制御に好適な電動機の制御装置に関する。

近年、産業機器や家電分野、自動車分野等の交流電動機応用分野において、誘導電動機をインバータで駆動制御する従来からの方式に代わって、永久磁石同期電動機をインバータで駆動制御する方式の事例が増えてきている。

永久磁石同期電動機は、誘導電動機と比較して、永久磁石による磁束が確立しているので励磁電流が不要であることや、回転子に電流が流れないため二次銅損が発生しないこと、永久磁石による磁束により発生するトルクの他に、回転子の磁気抵抗の違いを利用したリラクタンストルクを利用することで効果的にトルクを得られること、などから高効率な電動機として知られており、近年、電気車駆動用の電力変換装置への適用も検討されている。

永久磁石同期電動機を駆動制御する手法として、例えば、ある電流で最大のトルクを発生させる最大トルク／電流制御や、電動機の効率を最大に維持する最大効率制御等が挙げられる。これらの最適制御手法は、電動機に印加する電流振幅と位相とを、演算式やあらかじめテーブルに記憶させた最適値になるように調整する制御手法であり、その内容は種々の文献に開示されているので、ここでの詳細な説明を省略する。なお、最大トルク／電流制御については、例えば下記特許文献１に開示されている。

特開２００３−３３０９７号公報

ところで、上記のような最適制御手法を実施する場合、電動機の回転速度および出力トルクの大きさに応じてトルク分電流（ｑ軸電流）、磁束分電流（ｄ軸電流）を共に最適値に調整するため、電動機の回転速度および出力トルクの大きさに応じて電動機の最適な鎖交磁束が変化し、電動機端子間電圧（＝インバータ出力電圧）が大きく変動することになる。

また、電気車駆動に用いられる電力変換装置に内蔵されるインバータの入力となる直流電源の電圧は１５００Ｖ〜３０００Ｖ程度と一般産業用途と比較して高電圧であり、インバータには３３００Ｖ〜６５００Ｖ程度の耐圧を有する高耐圧のスイッチング素子を使用する。しかしながら、高耐圧のスイッチング素子は、スイッチング損失、導通損失ともに大きく、これらの和であるインバータ損失は、数ＫＷ〜十数ＫＷのオーダーとなり、この損失を冷却するための冷却器や冷却ファン等で構成される冷却装置のサイズ、重量、コストは、電力変換装置のかなりの部分を占めている。

このため、スイッチング周波数は、電動機の電流振動、トルク脈動、騒音、振動が生じない範囲で極力低く設計し、インバータ損失を最小限とすることで冷却装置を小型化することが好ましい。具体的には、常用するスイッチング周波数は７５０Ｈｚ前後として、冷却装置はこのスイッチング周波数によるインバータ損失を冷却できる能力を有するように構成するのが好適である。なお、冷却器、スイッチング素子には熱容量が存在するため、短時間であれば、スイッチング周波数を１０００Ｈｚ程度まで上げることは可能である。

一方、インバータの制御対象である永久磁石同期電動機の極数に関して、電動機の小型化軽量化の観点から、電気車駆動用途では、６極あるいは８極が好適であり、従来の誘導電動機のほとんどが４極であったのと比較して多極となる。８極機の場合、インバータ出力周波数の最大値（電気車の設計最高速度におけるインバータ出力周波数）は４００Ｈｚ程度となり、従来の誘導電動機を使用した場合の２倍程度となる。

例えばスイッチング周波数を７５０Ｈｚとした状態でインバータ出力周波数を４００Ｈｚとして運転する場合、インバータ出力電圧半周期中に含まれるパルス数は、キャリア周波数（＝スイッチング周波数）をインバータ出力周波数で割った１．８７５となり、非常に少なくなる。このような状態で電動機を駆動すると、インバータ出力電圧の正の半周期と負の半周期にそれぞれ含まれるパルス数やパルス位置がアンバランスとなり、電動機に印加される電圧の正負対称性が崩れ、電動機に電流振動やトルク脈動が発生し騒音や振動の原因となる。

このような現象を回避するため、パルス数が減少する領域であるインバータ出力周波数が高い領域において、キャリア周波数をインバータ出力周波数に同期させて決定し、インバータ出力電圧の正の半周期と負の半周期にそれぞれ含まれるパルス数やパルス位置を同一として電動機に印加される電圧の正負対称性を確保することを考える。

例えば、インバータの出力電圧振幅を調整でき、且つ可能な限り最も低いスイッチング周波数にできる設定として、キャリア周波数をインバータ周波数の３倍に選定した所謂同期３パルスモードとすることが考えられる。この場合、インバータ出力周波数が４００Ｈｚの条件では、キャリア周波数（スイッチング周波数）は１２００Ｈｚとなる。

しかしながら、冷却装置のサイズ、重量、コストを考慮すると、電気車用に使用する高耐圧のスイッチング素子は、常時７５０Ｈｚ程度のスイッチング周波数で使用するのが好適であり、上記のように１２００Ｈｚのスイッチング周波数で使用すると、インバータ損失が過大となり、冷却装置を大型化する必要が生じ、電力変換装置を小型、軽量、低コストで構成することができないという問題点がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電気車用の電動機を駆動するための電力変換装置を構成するに際し、冷却装置が大型化することを回避して、小型、軽量、低コストで構成することを可能とする電動機の制御装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる電動機の制御装置は、直流電源に接続され、交流電動機へ任意周波数、任意電圧の三相交流を出力するインバータに対して、前記インバータ内に具備されるスイッチング素子を制御するためのパルス幅変調信号を生成する電圧指令生成部と、入力されたトルク指令に基づくトルクを前記交流電動機が発生するような電流指令を生成出力する電流指令生成部と、を備えた電動機の制御装置において、前記電流指令生成部は、前記インバータの損失が増加するか増加が予測される所定の条件下において、前記トルク指令と前記交流電動機の状態量との関係に基づいて算出され、前記交流電動機の端子電圧を前記直流電源の下で発生しうる最大値に維持し、かつ、前記インバータの損失を維持もしくは減少するように調整した電流指令を出力することを特徴とする。

本発明にかかる電動機の制御装置によれば、インバータによって駆動される交流電動機が発生するトルクが、交流電動機の端子電圧を維持してインバータの損失が増加しないように調整された電流指令に基づいて生成されるので、交流電動機を駆動する電力変換装置を小型、軽量、低コストで構成することができるという効果を奏する。

以下に、本発明にかかる電動機の制御装置の好適な実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

図１は、本発明の好適な実施の形態にかかる電動機の制御装置の構成例を示す図である。図１に示すように、電動機の制御装置１００の周辺部には、直流電源となるコンデンサ１、コンデンサ１の直流電圧から任意の周波数の交流電圧に変換するインバータ２、永久磁石同期電動機（以下、単に「電動機」という）６が備えられている。

インバータ２の入力側または出力側に位置する周辺回路部には、コンデンサ１の電圧を検出する電圧検出器８、インバータ２の出力線の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流検出器３，４，５が配置され、電動機６には、ロータ機械角θｍを検出するレゾルバ７が配置されており、それぞれの検出信号は電動機の制御装置１００に入力されている。

なお、レゾルバ７の代わりにエンコーダを使用してもよいし、レゾルバ７から得られる位置信号の代わりに、検出した電圧、電流等から位置信号を演算して求める位置センサレス方式を使用してもよく、この場合、レゾルバ７は不要となる。つまり、位置信号の取得はレゾルバ７を使用することに限定されない。また、電流検出器３，４，５に関し、１相分の電流は他の２相の電流から演算により求めることができるので、最低２相分に設置してあればよい。また、インバータ２の直流側電流からインバータ２の出力電流を再現して取得する構成でもよい。

インバータ２には電動機の制御装置１００により生成されるゲート信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚが入力され、インバータ２に内蔵されるスイッチング素子がＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）制御される。インバータ２は電圧型ＰＷＭインバータが好適であり、その構成は公知であるので詳細な説明は省略する。

電動機の制御装置１００には、図示しない外部の制御装置から、トルク指令Ｔ*が入力される構成となっており、電動機の制御装置１００は、トルク指令Ｔ*に電動機６の発生トルクＴが一致するようにインバータ２を制御する構成としている。

つぎに、電動機の制御装置１００の構成を説明する。電動機の制御装置１００は、ロータ機械角θｍから基準位相角θｅを算出する基準位相角演算部９５、電流検出器３，４，５から検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと基準位相角θｅとからｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを生成する三相−ｄｑ軸座標変換部９０、基準位相角θｅからインバータ出力角周波数ωを算出するインバータ角周波数演算部７０、外部より入力されたトルク指令Ｔ*とインバータ出力角周波数ωとからｄ軸電流指令ｉｄ*、ｑ軸電流指令ｉｑ*を生成する電流指令生成部１０、ｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸電流の差を比例積分制御し、ｄ軸電流誤差ｐｄｅを生成するｄ軸電流制御部２０、ｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流の差を比例積分制御し、ｑ軸電流誤差ｐｑｅを生成するｑ軸電流制御部２３、ｄ軸電流指令ｉｄ*とインバータ出力角周波数ωとからｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦを演算するｑ軸非干渉演算部２１、ｑ軸電流指令ｉｑ*とインバータ出力角周波数ωとからｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦを演算するｄ軸非干渉演算部２２、ｄ軸電流誤差ｐｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦとの和であるｄ軸電圧指令ｖｄ*と、ｑ軸電流誤差ｐｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦとの和であるｑ軸電圧指令ｖｑ*と、基準位相角θｅと、電圧検出器８の電圧ＥＦＣとから変調率ＰＭＦを演算する変調率演算部３０、ｄ軸電流誤差ｐｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦとの和であるｄ軸電圧指令ｖｄ*と、ｑ軸電流誤差ｐｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦとの和であるｑ軸電圧指令ｖｑ*と、基準位相角θｅとから、制御位相角θを演算する制御位相角演算部４０、変調率ＰＭＦと制御位相角θとからインバータ２へのゲート信号Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚを生成する電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０を備えて構成されている。

つぎに、上記で説明した各制御ブロックの機能について説明する。まず、基準位相角演算部９５では、以下の式（１）に基づいて、ロータ機械角θｍから電気角である基準位相角θｅを算出する。

θｅ＝θｍ・ＰＰ …（１）
ここで、ＰＰは電動機６の極対数である。

三相−ｄｑ軸座標変換部９０では、以下の式（２）に基づいて、三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと基準位相角θｅとからｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを生成する。

インバータ角周波数演算部７０では、以下の式（３）に基づき基準位相角θｅを微分することでインバータ出力角周波数ωを算出する。

ω＝ｄθｅ/ｄｔ …（３）

また、インバータ出力角周波数ωを２πで割ることにより、インバータ出力周波数ＦＩＮＶを演算する。

つぎに、電流指令生成部１０の機能について説明する。電流指令生成部１０では、外部より入力されたトルク指令Ｔ*とインバータ出力角周波数ωとからｄ軸電流指令ｉｄ*、ｑ軸電流指令ｉｑ*を生成する。生成手法としては、ある電流で最大のトルクを発生させる最大トルク／電流制御や、電動機の効率を最大に維持する最大効率制御による最適制御手法等が挙げられる。これらの最適制御手法は、電動機の回転速度と出力トルクの大きさ等をパラメータとして、演算式やあらかじめテーブルに記憶させて得た最適なトルク分電流指令（ｑ軸電流指令ｉｑ*）、磁束分電流指令（ｄ軸電流指令ｉｄ*）に電動機６の実電流が一致するように調整を行う方式である。なお、電流指令生成部１０の構成は本発明の中心となる部分であるので、詳細の説明は後述する。

つぎに、ｄ軸電流制御部２０、ｑ軸電流制御部２３により、それぞれ次式（４）、（５）に基づいてｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸電流の差を比例積分増幅したｄ軸電流誤差ｐｄｅと、ｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流の差を比例積分増幅したｑ軸電流誤差ｐｑｅとを生成する。

ｐｑｅ＝（Ｋ１＋Ｋ２／ｓ）・（ｉｑ*−ｉｑ） …（４）
ｐｄｅ＝（Ｋ３＋Ｋ４／ｓ）・（ｉｄ*−ｉｄ） …（５）
ここで、Ｋ１、Ｋ３は比例ゲイン、Ｋ２、Ｋ４は積分ゲイン、ｓは微分演算子である。

なお、ｐｑｅ、ｐｄｅは特に１パルスモードでの運転の場合等において、必要に応じてゼロとするなどして制御に使用しないようにしてもよい。

また、ｑ軸非干渉演算部２２、ｑ軸非干渉演算部２１は、それぞれ次式（６）、（７）式に基づいてｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦ、ｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦを演算する。

ｖｄＦＦ＝（Ｒ1＋ｓ・Ｌｄ）・ｉｄ*−ω・Ｌｑ・ｉｑ* …（６）
ｖｑＦＦ＝（Ｒ1＋ｓ・Ｌｑ）・ｉｑ*＋ω・（Ｌｄ・ｉｄ*＋φａ） …（７）
ここで、Ｒ１は電動機６の一次巻線抵抗（Ω）、Ｌｄはｄ軸インダクタンス（Ｈ）、Ｌｑはｑ軸インダクタンス（Ｈ）、φａは永久磁石磁束（Ｗｂ）である。

また、変調率演算部３０では、ｄ軸電流誤差ｐｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦとの和であるｄ軸電圧指令ｖｄ*と、ｑ軸電流誤差ｐｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦとの和であるｑ軸電圧指令ｖｑ*と、基準位相角θｅと、コンデンサ１の電圧ＥＦＣとから、次式（８）に基づいて変調率ＰＭＦを演算する。

ＰＭＦ＝ＶＭ*／ＶＭｍａｘ …（８）
ただし、
ＶＭｍａｘ＝（√(６)／π）・ＥＦＣ …（９）
ＶＭ*＝ｓｑｒｔ（ｖｄ*^２＋ｖｑ*^２） …（１０）
である。

なお、変調率ＰＭＦは、インバータ出力電圧指令ベクトルの大きさＶＭ*を、インバータが出力可能な最大電圧ＶＭｍａｘ（式（９）で定義）に対する割合で示したものであり、ＰＭＦ＝１．０の場合は、インバータ出力電圧指令ベクトルの大きさＶＭ*は、インバータが出力可能な最大電圧ＶＭｍａｘと等しくなることを示している。また、（２）式〜（１０）式から分かる通り、電流指令生成部１０により生成されるｄ軸電流指令ｉｄ*、ｑ軸電流指令ｉｑ*により、変調率ＰＭＦが変化することが分かる。

制御位相角演算部４０では、ｄ軸電流誤差ｐｄｅとｄ軸フィードフォワード電圧ｖｄＦＦとの和であるｄ軸電圧指令ｖｄ*、ｑ軸電流誤差ｐｑｅとｑ軸フィードフォワード電圧ｖｑＦＦとの和であるｑ軸電圧指令ｖｑ*、および基準位相角θｅから、次式（１１）に基づいて制御位相角θを演算する。

θ＝θｅ＋π＋ＴＨＶ …（１１）
ここで、
ＴＨＶ＝ｔａｎ^−１（ｖｄ*／ｖｑ*） …（１２）
である。

つぎに、電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０の構成、機能および動作について説明する。図２は、本実施の形態における電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０の構成例を示す図である。図２に示すように、電圧指令／ＰＷＭ信号生成部５０は、掛算器５３、調整ゲインテーブル５４、電圧指令演算部５５、非同期キャリア信号生成部５７、同期３パルスキャリア生成部５８、スイッチ５９、パルスモード切替処理部６０、比較器６１〜６３、および反転回路６４〜６６を備えて構成されている。

電圧指令演算部５５では、変調率ＰＭＦと制御位相角θとから、次式（１３）〜（１５）に基づき、三相電圧指令であるＵ相電圧指令Ｖｕ*、Ｖ相電圧指令Ｖｖ*、Ｗ相電圧指令Ｖｗ*を生成する。

Ｖｕ*＝ＰＭＦＭ・ｓｉｎθ …（１３）
Ｖｖ*＝ＰＭＦＭ・ｓｉｎ（θ−（２・π／３）） …（１４）
Ｖｗ*＝ＰＭＦＭ・ｓｉｎ（θ−（４・π／３）） …（１５）
ここで、ＰＭＦＭは、後述のように、変調率ＰＭＦに調整ゲインテーブル５４の出力を掛けた電圧指令振幅である。

また後述のとおり、上記の各電圧指令と比較されるキャリア信号ＣＡＲは、少なくとも非同期キャリア信号、同期キャリア信号として出力される信号であり、図２の構成では、パルスモード制御部であるパルスモード切替処理部６０が決定したパルスモードに応じたキャリア信号が選択可能となるように構成されている。

なお、非同期キャリア信号は、インバータ出力周波数ＦＩＮＶに関連なく決められた周波数のキャリア信号であり、ここでは、例えば上述したような冷却装置のサイズ、重量、コストの最適化を考慮したスイッチング周波数である７５０Ｈｚを想定している。

また、同期キャリア信号は、インバータ出力電圧を構成するパルス数とその位置がインバータ出力電圧の正側半周期と負側半周期で同じになるよう、キャリア信号の周波数をインバータ出力周波数の関数として同期させたものである。

なお、本実施の形態では、同期キャリア信号として同期３パルスキャリア信号を使用した例で説明するが、これ以外の例えば同期５パルスキャリア信号等でも構わないし、複数の同期キャリア信号を準備しておき必要に応じて切り替えるようにしてもよい。

また、上述のように、式(１３)〜（１５）中の係数ＰＭＦＭは、変調率ＰＭＦに掛算器５３で調整ゲインテーブル５４の出力を掛けた電圧指令振幅である。調整ゲインテーブル５４は、非同期パルスモードおよび同期３パルスモードにおいて、変調率ＰＭＦに対するインバータ出力電圧ＶＭの関係が異なるのを補正するためのものであり、概略は以下の通りである。

非同期パルスモードでは、インバータが歪なく出力可能な最大電圧（実効値）は０．６１２・ＥＦＣとなるが、同期３パルスモードでは、０．７７９７・ＥＦＣ（＝√(６)／π）となる。すなわち、非同期パルスモードでは、同期３パルスモードと比較して、変調率ＰＭＦに対するインバータ出力電圧は1／１．２７４（＝０．６１２／０．７７９７）となる。この両者の差を打ち消すために、非同期パルスモードでは、変調率ＰＭＦを１．２７４倍した値を電圧指令振幅ＰＭＦＭとして上述した電圧指令演算部５５に入力している。一方、同期３パルスモードでは、変調率ＰＭＦを１．０倍した値を電圧指令振幅ＰＭＦＭとして上述した電圧指令演算部５５に入力している。なお、厳密には変調率ＰＭＦに対するインバータ出力電圧の関係は非線形であるので、この非線形性を考慮したテーブルを用いるようにしてもよい。

次いで、Ｕ相電圧指令Ｖｕ*、Ｖ相電圧指令Ｖｖ*、Ｗ相電圧指令Ｖｗ*は、比較器６１〜６３にてキャリア信号ＣＡＲと大小比較され、ゲート信号Ｕ，Ｖ，Ｗ、および、これらのゲート信号を入力として反転回路６４〜６６を介して得られるＸ，Ｙ，Ｚが生成される。キャリア信号ＣＡＲは、パルスモード切替処理部６０により非同期キャリア信号生成部５７で生成する非同期キャリア信号Ａ、同期３パルスキャリア生成部５８で生成する同期３パルスキャリア信号Ｂ、１パルスモードで選択されるゼロ値Ｃがスイッチ５９により選択された信号であり、非同期キャリア信号Ａ、同期３パルスキャリア信号は、ゼロを中心として−１〜１までの値をとる。

なお、パルスモード切替処理部６０は、変調率ＰＭＦが０．７８５未満では非同期パルスモード、変調率ＰＭＦが０．７８５以上１．０未満では同期パルスモード、変調理ＰＭＦが１．０以上では１パルスモードを選択するよう動作するものとする。

つぎに、本発明の中心となる電流指令生成部１０の構成および動作について説明する。なお、電流指令生成部１０は、後述する内容に従い、ｑ軸電流ｉｑの指令であるｄ軸電流指令ｉｄ*およびｑ軸電流指令ｉｑ*を生成する。

図３は、永久磁石同期電動機の制御特性を示す図である。なお、図３を含み以下の図面に示す制御特性は、最大出力トルクが１５００Ｎｍ、インバータ２への入力電圧ＥＦＣが３０００Ｖである電気車用に設計した電動機によるものであるが、その他の電動機でも類似の特性となる。

図３において、横軸はｄ軸電流ｉｄ、縦軸はｑ軸電流ｉｑであり、図中の右上から左下に向かって複数本存在する曲線（実線）がトルク一定曲線であり、これらの曲線は、図中の左端に記載している各トルク値（トルクＴ）におけるｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとの関係（電流ベクトルの関係）を示すものである。

一方、図中の左上から右下への曲線（破線）は、最小電流条件を示す曲線であり、あるトルクＴを出力する場合に電動機電流が最小となる曲線である。言い換えると、最小の電流で最大のトルクを発生することができる、所謂最大トルク／電流制御が可能な条件を示す曲線である。

上記最小電流条件を示す曲線と、トルク一定曲線との交点に電流ベクトルを制御すれば、当該トルクＴを最小の電流で得ることができる。このように制御することで、あるトルクＴを得る場合の電動機６の銅損、インバータ損失を最小とすることができ、電動機６、インバータ２を小型軽量に構成できるというメリットが生ずる。

例えば、１０００ＮｍのトルクＴを出力させたい場合、ｄ軸電流ｉｄ＝−１２７Ａ付近、ｑ軸電流ｉｑ＝２２０Ａ付近となる図示Ａ点の位置でインバータ２を制御（電流制御）すれば、最小の電流で１０００Ｎｍのトルクを発生することができる。

さらに、図中において、一点鎖線で表した曲線は電圧制限曲線でもある誘起電圧一定曲線であり、あるインバータ出力周波数ＦＩＮＶにおいて電動機６の端子電圧が最大となるｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとの関係（電流ベクトルの関係）を示した曲線である。なお、図中には、インバータ２の入力電圧ＥＦＣを３０００Ｖとした条件で、インバータ出力周波数ＦＩＮＶをパラメータとした３つのケース（１６０Ｈｚ、２４０Ｈｚ、３２０Ｈｚ）における電圧制限曲線を示している。

理論的に選択可能なｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとの組み合わせ（電流ベクトル）は、これらの電圧制限曲線の内側（曲線の下側）である。すなわち、電圧制限曲線の線上に存在する電流ベクトルにて電動機６を運転した場合、電動機６の線間電圧は最大（つまり、インバータ２の変調率ＰＭＦは１.０で最大電圧を出力している状態）となり、このとき出力可能なトルクＴは、電圧制限曲線とトルク一定曲線との交点にあたるトルクＴとなる。

一方、電圧制限曲線の内側（下側）に存在する電流ベクトルにて電動機６を運転した場合、インバータ２の変調率ＰＭＦは１.０未満となり、電動機６の線間電圧はゼロ値以上、最大値未満の値をとる。なお、電圧制限曲線の外側（曲線の上側）に存在する電流ベクトルは、インバータ２の最大出力電圧を越えた領域となるので選択することはできない。

ここで、図３に示す電圧制限曲線の３つのケース（インバータ出力周波数ＦＩＮＶ：１６０Ｈｚ、２４０Ｈｚ、３２０Ｈｚ）に着目する。これらの電圧制限曲線から明らかなように、電動機６の速度が増加してインバータ出力周波数ＦＩＮＶが大きくなるに従い、電圧制限曲線は図の下側に移動し、選択可能な電流ベクトルは制限されるとともに、出力可能なトルクＴの大きさは小さくなる。また、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが大きくなるに従い、最小電流条件を示す曲線上にて発生し得るトルクＴが小さくなる。

例えば、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが１６０Ｈｚの場合、最大トルク１５００Ｎｍを最小電流条件上（ｄ軸電流ｉｄ＝−１８５Ａ付近、ｑ軸電流ｉｑ＝２８５Ａ付近：図示Ｂ点）で発生することができる。しかしながら、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが２４０Ｈｚの場合、発生し得る最大トルクは、当該電圧制限曲線上の図示Ｃ点（ｄ軸電流ｉｄ＝−２５０Ａ付近、ｑ軸電流ｉｑ＝２４５Ａ付近）において得られる、おおよそ１４８０Ｎｍである。また、最小電流条件にて発生することのできる最大トルクは、最小電流条件と電圧制限曲線との交点である図示Ｄ点（ｄ軸電流ｉｄ＝−１７０Ａ付近、ｑ軸電流ｉｑ＝２６０Ａ付近）の１３００Ｎｍとなる。なお、１３００Ｎｍ〜１４８０Ｎｍの間は最小電流条件での運転は不可能であり、ｄ軸電流ｉｄを負側に増加させる、所謂弱め磁束制御を行うことで運転が可能な領域である。

つまり、上述したとおり、電動機６の銅損、インバータ２の損失を最小とするために、極力、最小電流条件が成立する電流ベクトルにて所望のトルクを発生させるようにインバータ２を制御する場合に、電動機６の回転速度が増加することでインバータ出力周波数ＦＩＮＶが増加し、最小電流曲線上での制御（最大トルク／電流制御）が不可能となるときには、ｄ軸電流ｉｄを負側に増加させた弱め磁束制御を行うことが一般的な制御手法となる。

なお、以上に述べた最小電流条件での制御（最大トルク／電流制御）の他、電動機６の鉄損を含めた電動機６の損失が最小となる最大効率曲線（図示せず）上に電流ベクトルを制御して電動機６を運転制御する、所謂最大効率制御を適用することも可能である。

つぎに、速度ゼロの状態からインバータ２により電動機６を駆動して電気車を力行加速させ、ある速度になった時点で加速を止めて速度を一定に維持する定速運転へ移行する場合と、加速が不要となったのでトルクＴを絞ってインバータ２を停止させる場合とを一例とし、それらの動作態様を詳細に説明する。

なお、説明にあたり、まず、従来技術にかかる制御手法を説明することで、上述した課題の詳細部分を明確化する。つぎに、本課題を解決するための一例として示す本実施の形態にかかる制御手法について説明する。

図６は、従来技術にかかる制御手法を適用した場合の制御状態を説明する図であり、図７は、同制御手法を適用した場合の電流ベクトルの軌跡を説明する図である。なお、図６の下端に示す動作時間(１)〜(６)は、それぞれ図７における動作点(１)〜(６)にそれぞれ対応している。

まず、図６を参照し、従来技術にかかる動作時間(１)から(３)までの動作を説明する。動作時間(１)において、インバータ２を起動し、電動機６へ電圧を印加して加速を開始する。動作時間(１)から(２)までは、トルク指令Ｔ*をゼロから１３００Ｎｍまでランプ状に立ち上げている区間である。このとき、インバータ２の出力電流（以下「インバータ電流ＩＡ」と記す）を０Ａから１８０Ａまでランプ状に立ち上げる。なお、インバータ電流ＩＡは電動機６の電流と等しく、その値は実効値を示している。

トルク指令Ｔ*が１３００Ｎｍまで到達すると、インバータ電流ＩＡは１８０Ａの一定値に制御され、動作時間(３)までの間、電動機６は一定トルクを出力して加速する。このとき、インバータ２の変調率ＰＭＦは、インバータ出力周波数ＦＩＮＶに比例して増加してゆく。

動作時間(２)−１にて変調率ＰＭＦが０．７８５以上になると、インバータ２のパルスモードをキャリア周波数７５０Ｈｚの非同期パルスモードから同期パルスモードに切り替える。なお、同図では、同期パルスモードとして同期３パルスモードを一例として示しているが、３パルス以外の例えば同期５パルスモード等でもよく、過変調を組み合わせてもよい。

動作時間(２)から(２)−１の区間は、インバータ電流ＩＡ（１８０Ａ）とインバータ２のスイッチング周波数（７５０Ｈｚ）とは一定なので、インバータ２のスイッチング素子の導通損失およびスイッチング損失の和からなるインバータ損失Ｐは、一定値となる。なお、動作時間(２)−１にて、インバータ２のパルスモードは同期３パルスモードになり、スイッチング周波数はインバータ出力周波数ＦＩＮＶの３倍に同期した値（同図の例ではおおよそ５００Ｈｚ（≒１７０Ｈｚ×３））に減少するのでインバータ損失Ｐは減少する。

動作時間(２)−１から(３)までの区間は、インバータ２のパルスモードは同期３パルスモードであり、インバータ出力周波数ＦＩＮＶの増加に同期してスイッチング周波数が増加する。また、スイッチング周波数の増加に伴い、インバータ損失Ｐも増加する。

ここで、上述した動作時間(１)から(３)までの電流ベクトルの軌跡を、図７を参照して説明する。図７において、動作点(１)から(２)までの間は、電流ベクトルは最小電流条件を示す曲線上を増加して行く。また、動作点(２)から(３)までの間は、トルクＴ＝１３００Ｎｍとなるポイントで維持される。なお、電圧制限曲線は、インバータ出力周波数ＦＩＮＶの増加に伴って、図の下側方向に移動する。

つぎに、図６に戻り、動作時間(３)から(４)までの区間の動作を説明する。動作時間(３)にて変調率ＰＭＦが１．０となり、インバータ２の出力電圧の大きさは入力電圧ＥＦＣから決まる最大値で頭打ちとなる。このため、動作時間(３)以降は、インバータ２のパルスモードは１パルスモードが選択される。このとき、トルク指令Ｔ*は、最大トルク／電流制御を維持するために１３００Ｎｍから７５０Ｎｍまで減少させる制御が行われるので、インバータ電流ＩＡもこの制御に伴って減少して行く。

また、動作時間(３)にて、インバータ２のパルスモードは同期３パルスモードから１パルスモードに切り替わるので、スイッチング周波数は、インバータ出力周波数ＦＩＮＶと同一となる。このため、スイッチング損失が減少し、これに伴ってインバータ損失Ｐが減少する。

一方、動作時間(３)から(４)の区間では、インバータ電流ＩＡは徐々に減少して行くが、インバータ出力周波数ＦＩＮＶの増加に同期してスイッチング周波数も増加して行くので、インバータ損失Ｐ全体としては増加して行く。

つぎに、上述した動作時間(３)から(４)までの区間における電流ベクトルの軌跡を、図７を参照して説明する。まず、動作点(３)にて、変調率ＰＭＦが１．０となる。つまり、トルク一定曲線（トルクＴ＝１３００Ｎｍ）と最小電流条件を示す曲線と電圧制限曲線との交点上に動作点が存在することになる。

以降、インバータ出力周波数ＦＩＮＶの増加に伴って電圧制限曲線は、図の下側に移動するので、電流ベクトルの軌跡は電圧制限曲線と最小電流条件を示す曲線との交差点上を動作点(４)に向かって移動することになる。

なお、上記では、最小電流条件を示す曲線上に電流ベクトルを維持した場合を例として説明しているが、必ずしも最小電流条件を示す曲線上に電流ベクトルを維持する必要はなく、前述のように、トルクＴをさらに増加させるためにｄ軸電流を負に増加させる弱め磁束運転を行ってもよい。例えば、インバータ出力周波数ＦＩＮＶ＝２４０Ｈｚの条件では、トルク一定曲線が電圧制限曲線と接する点（ｄ軸電流ｉｄ＝−２５０Ａ付近、ｑ軸電流ｉｑ＝２４５Ａ付近：図３のＣ点）に電流ベクトルを制御することで、トルクＴはおおよそ１４８０Ｎｍまで出力可能となる。

再度、図６に戻り、動作時間(４)から(６)までの区間の動作を説明する。動作時間(４)では、トルク指令Ｔ*を絞り始め、その後、動作時間(６)においてゼロとしている。このような制御態様は、電気車の速度が十分に増加したのでトルク指令Ｔ*を減少させた場合、あるいは電気車の加速を中止するためにトルクＴ*を減少させてインバータ２を停止する場合などを想定している。

この制御により、インバータ電流ＩＡはゼロに向かって減少する。また、インバータ電流ＩＡの減少により電機子反作用による磁束が減少するので、電機子に鎖交する鎖交磁束の大きさが減少して変調率ＰＭＦも減少する。なお、変調率ＰＭＦの減少に付随してパルスモードは１パルスモードから同期３パルスモードに切り替わる。

ここで、動作時間(４)において、パルスモードは１パルスモードから同期３パルスモードに切り替わるため、スイッチング周波数はインバータ出力周波数ＦＩＮＶと同じ３２０Ｈｚから、インバータ出力周波数ＦＩＮＶの３倍の９６０Ｈｚに増加する。スイッチング周波数の増加に伴い、インバータ損失Ｐも増加する。

なお、その後、動作時間(４)から(６)に向かって、インバータ電流ＩＡがゼロに向かって減少するので、スイッチング素子の導通損失およびスイッチング損失の両者が減少し、これらの和であるインバータ損失Ｐも減少して行く。

上記と同様に、動作時間(４)から(６)までの電流ベクトルの軌跡を、図７を参照して説明する。まず、動作点(４)にて、変調率ＰＭＦが１．０未満となるので、電流ベクトルは最小電流条件を示す曲線上を電圧制限曲線の下側方向に移動する。その後、トルクＴ＝３００Ｎｍとなる動作点(５)を経由して、インバータ電流ＩＡがゼロになる動作点(６)まで移動する。

以上の動作が、従来技術にかかる制御手法に基づいた動作である。特に、図６の動作時間(４)から(５)に着目すると、インバータ損失Ｐの大きさが全運転区間（動作時間（１）から（６））で最も大きくなっていることが分かる。

この動作は、電動機６の速度が高い領域、すなわち、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが大きい領域で同期３パルスモードに切り替わるためであり、この区間において、スイッチング周波数が全運転区間の中で最大の９６０Ｈｚとなることに起因している。

ところで、上述したように、短時間であればスイッチング周波数を１０００Ｈｚ程度まで上昇させることは可能である。しかしながら、例えばインバータ出力周波数ＦＩＮＶが３２０Ｈｚ近傍にあって、トルク指令Ｔ*を７５０Ｎｍより多少小さい値に設定した場合で、路線の勾配条件等により電気車の速度がバランスした場合を考慮すると、動作時間(４)から(５)の間（動作点(４)から(５)までの間）で長時間運転される可能性がある。即ち、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが大きい状態のときに同期３パルスモードが選択され、インバータ損失Ｐが冷却装置の能力を越えた過大な値のままで電機車の運転が継続される場合が存在する。このため、過温度検知等によるインバータ２の停止や、スイッチング素子の熱破壊等の不具合を招く可能性がある。

さらに、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが最大値の４００Ｈｚである場合に、同様なトルクＴ*の絞り込みが行われ、パルスモードが同期３パルスモードとなった場合を考える。このとき、スイッチング周波数は１２００Ｈｚとなり、インバータ損失Ｐは、上記の場合よりさらに過大な大きさとなる。このため、過温度検知等によるインバータ２の停止や、スイッチング素子の熱破壊等の不具合を招く可能性が高くなる。

以上の問題を回避するための一手法として、例えば冷却装置の冷却能力を増加させることが考えられる。しかしながら、冷却装置の冷却能力を増加させた場合には、冷却装置のサイズ、重量、コストが共に増加することになり、インバータ２を含む電力変換装置のサイズ、重量、コストの増加を招くこととなり、好ましい手法であるとは言い難い。

以上の課題を解決するため、本実施の形態では、図４および図５に示される制御手法を用いている。ここで、図４は、本実施の形態にかかる制御手法を適用した場合の制御状態を説明する図であり、図５は、同制御手法を適用した場合の電流ベクトルの軌跡を説明する図である。なお、図４の下端に示す動作時間(１)〜(６)は、それぞれ図５における動作点(１)〜(６)にそれぞれ対応している。

以下、図４および図５を参照して、本実施の形態にかかる制御手法について説明する。なお、動作時間(４)から地点(６)までの制御動作が本発明の中心となる部分であると共に、従来技術と異なる部分であるため、動作時間(１)から(４)までの区間における動作の説明は省略する。

図４において、動作時間(４)では、トルク指令Ｔ*を絞り始め、その後、動作時間(６)においてゼロとしている。このような制御態様は、電気車の速度が十分に増加したのでトルク指令Ｔ*を減少させた場合、あるいは電気車の加速を中止するためにトルクＴ*を減少させてインバータ２を停止する場合などを想定している。

この制御により、インバータ電流ＩＡもゼロに向かって減少している。しかしながら、本実施の形態にかかる制御手法では、電流指令生成部１０は、電動機６の端子電圧の大きさが変化しないように、電流ベクトルを調整し、鎖交磁束の大きさを変化させないように制御する。このため、変調率ＰＭＦは１．０のまま維持されている。このため、パルスモードは１パルスモードのままであり、従来技術にかかる制御手法のように、同期３パルスモードに切り替わる制御は行われない。

したがって、動作時間(４)から(５)の区間は、パルスモードが１パルスモードのままであり、且つインバータ電流ＩＡが減少して行くので、スイッチング素子の導通損失およびスイッチング損失が減少し、これらの和であるインバータ損失Ｐも減少して行く。

一方、動作時間(５)において、鎖交磁束の大きさが維持できなくなり、電動機６の端子電圧が維持できなくなる。このとき、変調率ＰＭＦの減少が始まるので、パルスモードは１パルスモードから同期３パルスモードに切り替わる。

また、動作時間(５)において、パルスモードが同期３パルスモードに切り替わるため、スイッチング周波数はインバータ出力周波数ＦＩＮＶと同じ３２０Ｈｚから、インバータ出力周波数ＦＩＮＶの３倍の９６０Ｈｚに増加する。スイッチング周波数の増加に伴い、インバータ損失Ｐも増加する。

ここで、同期３パルスモードへの切り替え時点におけるインバータ電流ＩＡについて、図６に示す従来技術と図４に示す本実施の形態とを比較すると、従来技術におけるインバータ電流ＩＡが１１７Ａであるのに対し、本実施の形態におけるインバータ電流ＩＡは５８Ａであることが分かる。すなわち、インバータ損失Ｐの最大値は、従来技術と比較して大きく抑制されている。

なお、その後、動作時間(５)から(６)に向かって、インバータ電流ＩＡがゼロに向かって減少するので、スイッチング素子の導通損失およびスイッチング損失の両者が減少し、これらの和であるインバータ損失Ｐも減少して行く。

つぎに、上述した動作時間(４)から(６)までの区間における電流ベクトルの軌跡を、図５を参照して説明する。まず、動作点(４)から(５)の間は、電流ベクトルが電圧制限曲線上に維持されるように動作する。このため、電動機６の端子電圧が最大値一定に保持されたまま、トルクＴと電流ベクトルの大きさ（インバータ電流ＩＡ）の両者が共に減少する。

一方、動作点(５)に到達すると、電圧制限曲線上に電流ベクトルを維持することが不可能となる（電圧制限曲線上に電流ベクトルを維持するためにはｄ軸電流ｉｄを正としなければならない）ので、電動機６の端子電圧は最大値より小さくなり、変調率ＰＭＦは１．０未満となる。このとき、電流ベクトルは電圧制限曲線の下側方向にｄ軸電流ｉｄ＝０の状態を維持すると共に、ｑ軸電流ｉｑがゼロに向かって減少し、動作点(６)に到達する。

以上の動作が、本実施の形態にかかる制御動作である。上述したように、本実施の形態にかかる制御手法では、電動機６が高速回転中であり、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが大きい場合において、トルク指令Ｔ*によらず、特にトルク指令Ｔ*が減少して最大トルク／電流制御あるいは最大効率制御等が可能である場合であっても、電流ベクトルを優先的に電圧制限曲線上に維持するような電流指令を生成した制御を行うことで、電動機６の端子電圧を最大電圧に維持してインバータ２のパルスモードを１パルスモードとして運転する（つまり、パルスモードが同期３パルスモードに切り替わらないように制御する）ことで、インバータ損失Ｐが過大となるのを回避することができる。この制御により、インバータ電流ＩＡが十分に小さくなり、インバータ損失Ｐが過大とならない条件で、電流ベクトルを電圧制限曲線上から外して、例えばｑ軸上あるいは最小電流条件を示す曲線上、最大効率曲線上などに電流ベクトルを移すような制御も行うことが可能となる。

ところで、電流ベクトルを電圧制限曲線上に維持する場合、電流ベクトルが最小電流条件を示す曲線あるいは最大効率曲線（図示せず）上から外れてしまう場合がある。この場合、電流ベクトルを最小電流条件を示す曲線あるいは最大効率曲線（図示せず）上で制御する場合と比較して電動機６の効率が若干低下する。このとき、電動機６の損失が増加するので電動機６の温度上昇の懸念があるが、電動機６の熱容量は、インバータ２のそれと比較して十分に大きいので、電動機６の温度上昇は実用上問題がない程度に抑えられる。

なお、必要に応じて、電流ベクトルが動作点(５)に達する前に、この電流ベクトルを電圧制限曲線上から最小電流条件を示す曲線上に移して制御する構成としても構わない。また、電流ベクトルが動作点(５)に達した段階で、この電流ベクトルを電圧制限曲線上から最小電流条件を示す曲線上に移して制御する構成としても構わない。

また、必要に応じて、電流ベクトルが動作点(５)に達する前に、この電流ベクトルを電圧制限曲線上から最大効率曲線上に移して制御する構成としても構わない。また、電流ベクトルが動作点(５)に達した段階で、この電流ベクトルを電圧制限曲線上から最大効率曲線上に移して制御する構成としても構わない。

なお、電流ベクトルを電圧制限曲線上から最小電流条件を示す曲線上あるいは最大効率曲線上に移す場合、移す前後における電流ベクトルの大きさと位相とが不連続となる。一方、電流ベクトルを電圧制限曲線上からｑ軸上に移す場合には、移す前後における電流ベクトルの大きさと位相との連続性が確保されるので、ｄ軸電流指令ｉｄ*、ｑ軸電流指令ｉｑ*の急変を回避することができ、より安定した制御を行うことが可能となる。

つまり、電流ベクトルをどの動作点まで電圧制限曲線上に維持するかは、以上に述べた本発明の趣旨に則り、インバータ損失Ｐの最大値を極力小さくすることを目的として決定すればよい。

具体的には、インバータ損失Ｐに関連する量であるインバータ出力周波数、インバータ電流、インバータ損失（スイッチング損失、導通損失）、スイッチング周波数等のそれぞれが所定値以上であるか否か、あるいは、これらの複数の量が、所定値以上であるか否かを判断基準として含めてもよい。

さらに、制御動作の遅れを最小限とするには、インバータ出力周波数、インバータ電流、インバータ損失、スイッチング周波数等のそれぞれが所定値以上であるか否か、あるいは、これらの複数の量が所定値以上であるか否かを事前に推測する構成とするのが好ましい。

また、インバータ損失Ｐと電動機６の損失の両方を考慮して、例えば両者の損失の和が最小となるように電流指令を決定してもよい。

なお、電気車駆動用インバータでは、インバータ電流ＩＡ、スイッチング周波数ともに大きくなる非同期パルスモードの領域におけるインバータ損失Ｐを基準として冷却装置の冷却性能を決定することが一般的であるため、全運転領域におけるインバータ損失Ｐの最大値が、非同期パルスモードにおけるインバータ損失Ｐを越えないように構成するのが望ましい。

また、電動機６がインバータ２により運転されている状態であって、インバータ２を停止させる場合において、インバータ出力周波数ＦＩＮＶとインバータ電流ＩＡの大きさによっては、上述のとおり、インバータ損失Ｐが過大となる可能性がある。このため、電動機６がインバータ２により運転されている状態であって、インバータ２を停止させる停止指令（図示せず）が外部の制御装置（図示せず）から電動機の制御装置１００に入力された場合、電流指令生成部１０は、可能な限り電流ベクトルを電圧制限曲線上に維持するような電流指令を生成する構成とするのが好ましい。このように停止指令をトリガとして電流ベクトルを電圧制限曲線上に維持するような電流指令を生成する構成とすることで、電流指令生成部１０の構成を簡易化することができる。

また、図５では、ｄ軸電流ｉｄの負の領域のみを示しており、さらに上記の説明では、ｄ軸電流ｉｄの正の領域（図示せず）を使用しないものとして説明してきたが、ｄ軸電流ｉｄの正の領域を使用してもよい。つまり、電圧制限曲線、トルク一定曲線とも、ｄ軸電流ｉｄの負の領域から正の領域まで連続的に延長して存在するので、ｄ軸電流ｉｄの正の領域まで使用すれば、動作点(５)を超えた場合でも電圧制限曲線上に電流ベクトルを維持することが可能となる。

このように構成することで、インバータ出力周波数ＦＩＮＶが大きい領域において、パルスモードを１パルスモードのまま維持する区間を長くすることができるので、インバータ損失Ｐが冷却装置の能力を越えた過大な値となることを回避でき、過温度検知等によるインバータ２の停止や、スイッチング素子の熱破壊等の不具合を回避することができる。

また、このように構成することで、インバータ２のスイッチング素子を冷却する冷却装置の大型化を回避することが可能となり、インバータ２を含む電力変換装置の小型化、軽量化、低コスト化が可能となる。

なお、上記実施の形態では、主として電気車の力行中の動作を一例として説明したが、回生ブレーキをかけた減速動作の場合においても、同様の制御手法を採用することができる。

また、上記以外のケース、例えば、電動機６がフリーラン（惰性）回転中にインバータ２を停止状態から起動する場合において、インバータ出力周波数ＦＩＮＶおよびインバータ電流ＩＡの大きさ如何によっては、上述したような、インバータ損失Ｐが過大となる可能性がある。このため、インバータ２が停止状態であり、かつ、電動機６がフリーラン（惰性）回転中の場合であって、インバータ２を起動させる起動指令（図示せず）が外部の制御装置（図示せず）から電動機の制御装置１００に入力された場合では、電流指令生成部１０は、可能な限り電流ベクトルを電圧制限曲線上に維持するような電流指令を生成する構成とするのが好ましい。このような、起動指令をトリガとして電流ベクトルを電圧制限曲線上に維持するような電流指令を生成する構成とすることで、電流指令生成部１０の構成を簡易化することができる。

無論、このような構成の場合でも、インバータ損失Ｐに関連する量であるインバータ出力周波数、インバータ電流、インバータ損失（スイッチング損失、導通損失）、スイッチング周波数等のそれぞれが所定値以上であるか否か、あるいは、これらの複数の量が所定値以上であるか否かを判断基準に含めて、上記のような電流指令を生成する構成としてもよい。

さらに、制御動作の遅れを最小限とするには、インバータ出力周波数、インバータ電流、インバータ損失、スイッチング周波数等のそれぞれが所定値以上であるか否か、あるいは、これらの複数の量が、所定の値以上となるか否かを事前に推測する構成とするのが好ましい。

なお、必要に応じて、電流ベクトルを電圧制限曲線上から最小電流条件を示す曲線上に移して制御する構成としても構わない。また、必要に応じて、電流ベクトルを電圧制限曲線上から最大効率曲線上に移して制御する構成としても構わない。

なお、上記の実施の形態における説明では、永久磁石同期電動機を制御する電動機の制御装置を中心として説明したが、その他の種類の電動機を駆動制御する電動機の制御装置に、本実施の形態にかかる制御手法を適用しても構わない。

以上説明したように、本実施の形態にかかる電動機の制御装置によれば、電流指令生成部は、所定の条件下において、インバータの損失が増加しないように調整され、トルク指令に基づくトルクを電動機が発生するような電流指令を生成出力するので、冷却装置の大型化を回避することができ、インバータを含む電力変換装置を小型、軽量、低コストで構成することが可能となる。

なお、上記所定の条件としては、インバータが直流電源の出力電圧の下で発生し得る最大電圧を出力している状態において、トルク指令が減少した場合を含むことが好ましい。

また、パルスモードとして少なくとも非同期パルスモード、同期パルスモード、１パルスモードを有する場合には、上記所定の条件として、インバータが１パルスモードで動作中にトルク指令が減少した場合を含むことが好ましい。

また、パルスモードとして少なくとも非同期パルスモード、同期パルスモード、１パルスモードを有する場合には、上記所定の条件として、インバータ損失が非同期パルスモード時よりも大きくなる場合であるか、もしくは大きくなると予測された場合の何れかを含むことが好ましい。

また、上記所定の条件として、インバータの出力周波数が所定の値以上であるか、あるいは所定の値以上になると予測された場合の何れかを含むことが好ましい。

また、上記所定の条件として、インバータの出力電流が所定の値以上であるか、あるいは所定の値以上になると予測された場合の何れかを含むことが好ましい。

また、上記所定の条件として、インバータの損失が所定の値以上であるか、あるいは所定の値以上になると予測された場合の何れかを含むことが好ましい。

また、上記所定の条件として、スイッチング素子のスイッチング周波数が所定の値以上であるか、あるいは所定の値以上になると予測された場合の何れかを含むことが好ましい。

また、上記所定の条件として、電動機がインバータにより運転されている状態であって、インバータを停止させる場合や、電動機がフリーラン回転中であって、インバータを停止した状態から起動させる場合を含むことが好ましい。

また、インバータの損失が増加しないように調整された電流指令は、
（１）インバータの出力電圧が前記直流電源の出力電圧の下で最大となるような値であるか、
（２）電動機に対するトルクを最小の電流で得られる最小電流条件を満たす値と直流電源の出力下でインバータの出力電圧が最大となる条件を満たす値とを必要に応じて切り替えて生成された値であるか、
（３）電動機の効率が最大となる最大効率条件を満たす値と直流電源の出力下でインバータの出力電圧が最大となる条件を満たす値とを必要に応じて切り替えて生成された値であるか、
の何れかを含むことが好ましい。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。

さらに、本明細書では、電気車用の電動機の制御装置への適用を考慮して発明内容の説明を実施しているが、適用分野はこれに限られるものではなく、電気自動車、エレベータ等、種々の関連分野への応用が可能であることも言うまでもない。

以上のように、本発明にかかる電動機の制御装置は、電動機を駆動する電力変換装置を小型、軽量、低コストで構成することを可能とする発明として有用である。

本発明の好適な実施の形態にかかる電動機の制御装置の構成例を示す図である。本実施の形態における電圧指令／ＰＷＭ信号生成部の構成例を示す図である。永久磁石同期電動機の制御特性を示す図である。本実施の形態にかかる制御手法を適用した場合の制御状態を説明する図である。本実施の形態にかかる制御手法を適用した場合の電流ベクトルの軌跡を説明する図である。従来技術にかかる制御手法を適用した場合の制御状態を説明する図である。従来技術にかかる制御手法を適用した場合の電流ベクトルの軌跡を説明する図である。

符号の説明

１コンデンサ
２インバータ
６電動機
７レゾルバ
８電圧検出器
１０電流指令生成部
２０ｄ軸電流制御部
２１ｑ軸非干渉演算部
２２ｄ軸非干渉演算部
２３ｑ軸電流制御部
３０変調率演算部
４０制御位相角演算部
５０電圧指令／ＰＷＭ信号生成部
５３掛算器
５４調整ゲインテーブル
５５電圧指令演算部
５７非同期キャリア信号生成部
５８パルスキャリア生成部
５９スイッチ
６０パルスモード切替処理部
６１〜６３比較器
６４〜６６反転回路
７０インバータ角周波数演算部
９０三相−ｄｑ軸座標変換部
９５基準位相角演算部
１００制御装置

Claims

直流電源に接続され、交流電動機へ任意周波数、任意電圧の三相交流を出力するインバータに対して、前記インバータ内に具備されるスイッチング素子を制御するためのパルス幅変調信号を生成する電圧指令生成部と、入力されたトルク指令に基づくトルクを前記交流電動機が発生するような電流指令を生成出力する電流指令生成部と、を備えた電動機の制御装置において、
前記電流指令生成部は、前記インバータの損失が増加するか増加が予測される所定の条件下において、前記トルク指令と前記交流電動機の状態量との関係に基づいて算出され、前記交流電動機の端子電圧を前記直流電源の下で発生しうる最大値に維持し、かつ、前記インバータの損失を維持もしくは減少するように調整した電流指令を出力することを特徴とする電動機の制御装置。
前記所定の条件として、前記インバータが前記直流電源の出力電圧の下で発生し得る最大電圧を出力している状態において、前記トルク指令が減少した場合を含むことを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
前記インバータが、パルスモードとして少なくとも非同期パルスモード、同期パルスモード、１パルスモードを有する場合に、
前記所定の条件として、前記インバータが１パルスモードで動作中に前記トルク指令が減少した場合を含むことを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
前記インバータがパルスモードとして少なくとも非同期パルスモード、同期パルスモード、１パルスモードを有する場合に、
前記所定の条件として、前記インバータ損失が非同期パルスモード時よりも大きくなる場合であるか、あるいは大きくなると予測された場合の何れかを含むことを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
前記所定の条件として、前記インバータの出力周波数が所定の値以上であるか、あるいは所定の値以上になると予測された場合の何れかを含むことを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
前記所定の条件として、前記インバータの出力電流が所定の値以上であるか、あるいは所定の値以上になると予測された場合の何れかを含むことを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
前記所定の条件として、前記スイッチング素子のスイッチング周波数が所定の値以上であるか、あるいは所定の値以上になると予測された場合の何れかを含むことを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
前記所定の条件として、前記交流電動機が前記インバータにより運転されている状態であって、前記インバータを停止させる場合を含むことを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
前記所定の条件として、前記交流電動機がフリーラン回転中であって、前記インバータを停止した状態から起動させる場合を含むことを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
前記インバータの損失を維持もしくは減少するように調整した電流指令は、前記インバータの出力電圧が前記直流電源の出力電圧の下で最大となるような値であることを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
前記インバータの損失を維持もしくは減少するように調整した電流指令は、前記トルクを最小の電流で得られる最小電流条件を満たす値と、前記直流電源の出力電圧の下で前記インバータの出力電圧が最大となる条件を満たす値と、を必要に応じて切り替えて生成された値であることを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
前記インバータの損失を維持もしくは減少するように調整した電流指令は、前記交流電動機の効率が最大となる最大効率条件を満たす値と、前記直流電源の出力電圧の下で前記インバータの出力電圧が最大となる条件を満たす値と、を必要に応じて切り替えて生成された値であることを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
前記交流電動機が永久磁石同期電動機であって、前記電流指令が前記交流電動機の永久磁石磁束の方向をｄ軸とし、ｄ軸と直交する方向をｑ軸とするｄｑ座標系にて定義されたものであるときに、
前記インバータの損失を維持もしくは減少するように調整した電流指令は、該電流指令のベクトルがｑ軸上に存在するような値と、前記直流電源の出力電圧の下で前記インバータの出力電圧が最大となる条件を満たす値と、の何れかが選択されることを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。