CN101796717A

CN101796717A - 电动机的控制装置

Info

Publication number: CN101796717A
Application number: CN200780100586A
Authority: CN
Inventors: 北中英俊
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Nexgen Control Systems LLC
Priority date: 2007-10-29
Filing date: 2007-10-29
Publication date: 2010-08-04
Anticipated expiration: 2027-10-29
Also published as: US8278855B2; KR101110515B1; JP4241903B1; KR20100039440A; EP2207260A1; EP2207260A4; JPWO2009057188A1; CN101796717B; CA2698956A1; CA2698956C; US20110062908A1; WO2009057188A1

Abstract

在构成用于驱动电车用的交流电动机的功率转换装置时，避免冷却装置大型化，以小型、轻量、低成本构成。控制交流电动机的控制装置内所具有的电流指令生成部，在功率转换装置内的主电路即逆变器输出在直流电源的输出电压下可以产生的最大电压的状态下，且转矩指令减少时，进行调整，使得逆变器的损耗不会增加，输出电流指令，使交流电动机基于转矩指令产生转矩。

Description

电动机的控制装置

技术领域

本发明涉及适合控制电车驱动用的交流电动机、特别是永磁同步电动机的电动机的控制装置。

背景技术

近年来，在产业设备、家电领域、汽车领域等交流电动机应用领域中，取代用逆变器来驱动控制感应电动机的以往方式，用逆变器来驱动控制永磁同步电动机的方式不断增加。

永磁同步电动机与感应电动机相比，由于通过永磁体建定磁通，因此不需要励磁电流，由于在转子中没有电流流动，因此不会产生二次铜损，除通过永磁体的磁通产生的转矩之外，还通过利用转子的磁阻差异而产生的磁阻转矩，可以高效得到转矩等，由此已知是一种高效率的电动机，近年来，还探讨将其用于电车驱动用的功率转换装置。

作为驱动控制永磁同步电动机的方法，例如可以举出有以某一电流产生最大的转矩的最大转矩/电流控制、和将电动机的效率维持在最大的最大效率控制等。这些最佳控制方法，是调整对电动机施加的电流振幅与相位、使其成为计算式或预先储存在表格中的最佳值的控制方法，由于其内容在各种文献中都有所披露，因此此处省略详细的说明。另外，关于最大转矩/电流控制，例如在下述专利文献1中有所披露。

专利文献1：日本专利特开2003-33097号公报

然而，在实施如上所述的最佳控制方法时，由于根据电动机的旋转速度及输出转矩的大小，将转矩分量电流(q轴电流)、磁通分量电流(d轴电流)都调整为最佳值，因此电动机的最佳的交链磁通根据电动机的旋转速度及输出转矩的大小而变化，电动机端子间电压(等于逆变器输出电压)会大幅变动。

另外，成为用于电车驱动的功率转换装置内置的逆变器的输入的直流电源的电压为1500V至3000V左右，与一般工业用途比较，电压较高，逆变器使用具有3300V至6500V左右的耐压的高耐压的开关元件。然而，高耐压的开关元件的开关损耗、导通损耗都较大，它们的和即逆变器损耗为几KW至十几KW的数量级，用于冷却该损耗的由冷却器或冷却风扇等构成的冷却装置的尺寸、重量、成本会占据功率转换装置的相当部分。

因此，优选将开关频率在不产生电动机的电流振荡、转矩脉动、噪声、振荡的范围内设计得尽可能低，使逆变器损耗为最低限度，从而使冷却装置小型化。具体而言，优选结构为：常用的开关频率为750Hz左右，冷却装置具有可以冷却该开关频率所导致的逆变器损耗的能力。另外，由于在冷却器、开关元件存在热容，因此在短时间可以使开关频率提高至1000Hz左右。

另一方面，关于逆变器的控制对象即永磁同步电动机的极数，从电动机的小型化、轻量化的观点而言，在电车驱动用途中，优选为6极或者8极，与以往的感应电动机几乎都是4极相比，极数较多。在8极机的情况下，逆变器输出频率的最大值(电车的设计最高速度下的逆变器输出频率)为400Hz左右，成为使用以往的感应电动机时的2倍左右。

例如在开关频率为750Hz的状态下，使逆变器输出频率为400Hz进行运转时，逆变器输出电压半周期中所包含的脉冲数是将载波频率(等于开关频率)除以逆变器输出频率，成为1.875，变得非常少。若在这样的状态下驱动电动机，则逆变器输出电压的正的半周期和负的半周期中分别包含的脉冲数或脉冲位置会变得不平衡，施加在电动机的电压的正负对称性被破坏，在电动机中会产生电流振荡或转矩脉动，成为噪声或振荡的原因。

为了避免这样的现象，考虑在脉冲数减少的区域即逆变器输出频率较高的区域中，与逆变器输出频率同步决定载波频率，逆变器输出电压的正的半周期和负的半周期中分别包含的脉冲数或脉冲位置相同，以确保施加在电动机的电压的正负对称性。

例如，考虑所谓同步3脉冲模式，该同步3脉冲模式可以调整逆变器的输出电压振幅，且作为可以尽可能为最低的开关频率的设定，是将载波频率选定为逆变器频率3倍。此时，在逆变器输出频率为400Hz的条件下，载波频率(开关频率)成为1200Hz。

发明内容

本发明要解决的问题

然而，若考虑到冷却装置的尺寸、重量、成本，则用于电车用的高耐压的开关元件优选为始终在750Hz左右的开关频率下使用，若如上所述在1200Hz的开关频率下使用，则存在的问题是：逆变器损耗过大，需要使冷却装置大型化，无法以小型、轻量、低成本构成功率转换装置。

本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种电动机的控制装置，该电动机的控制装置在构成用于驱动电车用的电动机的功率转换装置时，可以避免冷却装置的大型化，可以使其以小型、轻量、低成本构成。

用于解决问题的方法

为解决所述问题、达到目的，本发明所涉及的电动机的控制装置包括：对于与直流电源连接并向交流电动机输出任意频率和任意电压的三相交流的逆变器、生成用于控制所述逆变器内具有的开关元件的脉宽调制信号的电压指令生成部；以及基于输入的转矩指令、生成对所述交流电动机的电流指令的电流指令生成部，所述电动机的控制装置的特征在于，所述电流指令生成部在预定的条件下，进行调整，使得所述逆变器的损耗不增加，输出电流指令，使所述交流电动机基于所述转矩指令产生转矩。

发明的效果

根据本发明所涉及的电动机的控制装置，由于被逆变器驱动的交流电动机产生的转矩被调整为使逆变器的损耗不增加、并基于电流指令生成，因此具有的效果是：能以小型、轻量、低成本构成驱动交流电动机的功率转换装置。

附图说明

图1是表示本发明的理想的实施方式所涉及的电动机的控制装置的结构例的图。

图2是表示本实施方式的电压指令/PWM信号生成部的结构例的图。

图3是表示永磁同步电动机的控制特性的图。

图4是说明使用本实施方式所涉及的控制方法时的控制状态的图。

图5是说明使用本实施方式所涉及的控制方法时的电流矢量的轨迹的图。

图6是说明使用现有技术所涉及的控制方法时的控制状态的图。

图7是说明使用现有技术所涉及的控制方法时的电流矢量的轨迹的图。

标号说明

1电容器

2逆变器

6电动机

7旋转变压器(resolver)

8电压检测器

10电流指令生成部

20d轴电流控制部

21q轴非干涉计算部

22d轴非干涉计算部

23q轴电流控制部

30调制比计算部

40控制相位角计算部

50电压指令/PWM信号生成部

53乘法运算器

54调整增益表

55电压指令计算部

57非同步载波信号生成部

58脉冲载波生成部

59开关

60脉冲模式切换处理部

61～63比较器

64～66反相电路

70逆变器角频率计算部

90三相-dq轴坐标变换部

95基准相位角计算部

100控制装置

具体实施方式

下面，基于附图详细说明本发明所涉及的电动机的控制装置的理想的实施方式。另外，本发明不限于以下所示的实施方式。

图1是表示本发明的理想的实施方式所涉及的电动机的控制装置的结构例的图。如图1所示，在电动机的控制装置100的周边部包括：成为直流电源的电容器1、从电容器1的直流电压转换为任意频率的交流电压的逆变器2、以及永磁同步电动机(以下仅称作“电动机”)6。

在位于逆变器2的输入侧或者输出侧的外围电路部配置有：检测电容器1的电压的电压检测器8；以及检测逆变器2的输出线的电流iu、iv、iw的电流检测器3、4、5，对电动机6配置有检测转子机械角θm的旋转变压器(resolver)7，各检测信号输入至电动机的控制装置100。

另外，可以使用编码器代替旋转变压器7，也可以使用从检测的电压、电流等来计算求出位置信号的无位置传感器方式，代替从旋转变压器7得到的位置信号，此时不需要旋转变压器7。即，位置信号的获取不限于使用旋转变压器7。另外，关于电流检测器3、4、5，由于可以通过计算从其他2相电流来求出1相的电流，因此最少设置2相即可。另外，也可以采用从逆变器2的直流侧电流再现并获取逆变器2的输出电流的结构。

向逆变器2输入由电动机的控制装置100生成的栅极信号U、V、W、X、Y、Z，对逆变器2内置的开关元件进行PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)控制。逆变器2优选电压型PWM逆变器，由于其结构已知，因此省略详细的说明。

形成从未图示的外部的控制装置向电动机的控制装置100输入转矩指令T*的结构，电动机的控制装置100控制逆变器2，使得电动机6的产生转矩T与转矩指令T*一致。

接下来，说明电动机的控制装置100的结构。电动机的控制装置100包括：根据转子机械角θm算出基准相位角θe的基准相位角计算部95；根据从电流检测器3、4、5检测的三相电流iu、iv、iw和基准相位角θe生成d轴电流id、q轴电流iq的三相-dq轴坐标变换部90；根据基准相位角θe算出逆变器输出角频率ω的逆变器角频率计算部70；根据从外部输入的转矩指令T*和逆变器输出角频率ω生成d轴电流指令id*、q轴电流指令iq*的电流指令生成部10；对d轴电流指令id*与d轴电流之差进行比例积分控制、生成d轴电流误差pde的d轴电流控制部20；对q轴电流指令iq*与q轴电流之差进行比例积分控制、生成q轴电流误差pqe的q轴电流控制部23；根据d轴电流指令id*和逆变器输出角频率ω计算q轴前馈电压vqFF的q轴非干涉计算部21；根据q轴电流指令iq*和逆变器输出角频率ω计算d轴前馈电压vdFF的d轴非干涉计算部22；根据d轴电流误差pde与d轴前馈电压vdFF之和即d轴电压指令vd*、q轴电流误差pqe与q轴前馈电压vqFF之和即q轴电压指令vq*、基准相位角θe、电压检测器8的电压EFC计算调制比PMF的调制比计算部30；根据d轴电流误差pde与d轴前馈电压vdFF之和即d轴电压指令vd*、q轴电流误差pqe与q轴前馈电压vqFF之和即q轴电压指令vq*、基准相位角θe，计算控制相位角θ的控制相位角计算部40；以及根据调制比PMF、控制相位角θ生成发往逆变器2的栅极信号U、V、W、X、Y、Z的电压指令/PWM信号生成部50。

接下来，说明上面说明的各控制块的功能。首先，在基准相位角计算部95中，基于下式(1)，根据转子机械角θm算出电角度即基准相位角θe。

θe＝θm·PP…(1)

式中，PP是电动机6的极对数。

在三相-dq轴坐标变换部90中，基于下式(2)，根据三相电流iu、iv、iw和基准相位角θe，生成d轴电流id、q轴电流iq。

数学式1

(\begin{matrix} iq \\ id \end{matrix}) = \sqrt{\frac{2}{3}} (\begin{matrix} \cos θ_{c} & \cos (θ_{c} - \frac{2}{3} π) & \cos (θ_{c} + \frac{2}{3} π) \\ \sin θ_{c} & \sin (θ_{c} - \frac{2}{3} π) & \sin (θ_{c} + \frac{2}{3} π) \end{matrix}) \cdot (\begin{matrix} iu \\ iv \\ iw \end{matrix}) \cdot \cdot \cdot (2)

在逆变器角频率计算部70中，通过基于下式(3)将基准相位角θe进行微分，算出逆变器输出角频率ω。

ω＝dθe/dt…(3)

另外，通过将逆变器输出角频率ω除以2π，计算出逆变器输出频率FINV。

接下来，说明电流指令生成部10的功能。在电流指令生成部10中，根据从外部输入的转矩指令T*和逆变器输出角频率ω，生成d轴电流指令id*、q轴电流指令iq*。作为生成方法，可以例举以某一电流产生最大的转矩的最大转矩/电流控制、或将电动机的效率维持在最大的最大效率控制所涉及的最佳控制方法等。这些最佳控制方法是下述的方式：即，将电动机的旋转速度和输出转矩的大小等作为参数，来进行调整，使电动机6的实际电流与计算式或预先储存在表格中而得到的最佳的转矩分量电流指令(q轴电流指令iq*)、磁通分量电流指令(d轴电流指令id*)一致。另外，由于电流指令生成部10的结构是本发明的核心部分，之后将进行详细的说明。

接下来，利用d轴电流控制部20、q轴电流控制部23，分别基于下式(4)、(5)，生成将d轴电流指令id*与d轴电流之差进行比例积分放大的d轴电流误差pde、将q轴电流指令iq*与q轴电流之差进行比例积分放大的q轴电流误差pqe。

pqe＝(K1+K2/s)·(iq*-iq)…(4)

pde＝(K3+K4/s)·(id*-id)…(5)

式中，K1、K3是比例增益，K2、K4是积分增益，s是微分算子。

另外，特别在以单脉冲模式运转时等情况下，pqe、pde也可以根据需要设为零等，而不用于控制。

另外，q轴非干涉计算部22、q轴非干涉计算部21，分别基于下式(6)、(7)，计算d轴前馈电压vdFF、q轴前馈电压vqFF。

vdFF＝(R1+s·Ld)·id*-ω·Lq·iq*…(6)

vqFF＝(R1+s·Lq)·iq*+ω·(Ld·id*+φa)…(7)

式中，R1是电动机6的一次绕组电阻(Ω)，Ld是d轴电感(H)，Lq是q轴电感(H)，φa是永磁体磁通(Wb)。

另外，在调制比计算部30中，根据d轴电流误差pde与d轴前馈电压vdFF之和即d轴电压指令vd*、q轴电流误差pqe与q轴前馈电压vqFF之和即q轴电压指令vq*、基准相位角θe、电容器1的电压EFC，基于下式(8)计算调制比PMF。

PMF＝VM*/VMmax…(8)

式中，

VMmax＝(√(6)/π)·EFC…(9)

VM*＝sqrt(vd*²+vq*²)…(10)

另外，调制比PMF是表示逆变器输出电压指令矢量的大小VM*相对于逆变器可输出的最大电压VMmax(由式(9)定义)的比例，在PMF＝1.0时，表示逆变器输出电压指令矢量的大小VM*与逆变器可输出的最大电压VMmax相等。另外，从式(2)至式(10)式可知，根据由电流指令生成部10生成的d轴电流指令id*、q轴电流指令iq*，调制比PMF发生变化。

在控制相位角计算部40中，根据d轴电流误差pde与d轴前馈电压vdFF之和即d轴电压指令vd*、q轴电流误差pqe与q轴前馈电压vqFF之和即q轴电压指令vq*、以及基准相位角θe，基于下式(11)计算控制相位角θ。

θ＝θe+π+THV…(11)

式中，

THV＝tan^-1(vd*/vq*)…(12)

接下来，说明电压指令/PWM信号生成部50的结构、功能及动作。图2是表示本实施方式的电压指令/PWM信号生成部50的结构例的图。如图2所示，电压指令/PWM信号生成部50包括：乘法运算器53、调整增益表54、电压指令计算部55、非同步载波信号生成部57、同步3脉冲载波生成部58、开关59、脉冲模式切换处理部60、比较器61～63、以及反相电路64～66而构成。

在电压指令计算部55中，根据调制比PMF和控制相位角θ，基于下式(13)至(15)，生成三相电压指令即U相电压指令Vu*、V相电压指令Vv*、W相电压指令Vw*。

Vu*＝PMFM·sin θ…(13)

Vv*＝PMFM·sin(θ-(2·π/3))…(14)

Vw*＝PMFM·sin(θ-(4·π/3))…(15)

式中，PMFM如后述所示，是对调制比PMF乘以调整增益表54的输出的电压指令振幅。

另外，如后述，与上述各电压指令比较的载波信号CAR是至少作为非同步载波信号、同步载波信号输出的信号，在图2的结构中，可以选择与脉冲模式控制部即脉冲模式切换处理部60决定的脉冲模式相应的载波信号。

另外，非同步载波信号是与逆变器输出频率FINV无关而决定的频率的载波信号，此处，考虑到例如上述的冷却装置的尺寸、重量、成本的最优化，假定开关频率为750Hz。

另外，同步载波信号将载波信号的频率同步作为逆变器输出频率的函数，使得构成逆变器输出电压的脉冲数及其位置在逆变器输出电压的正侧半周期和负侧半周期中相同。

另外，在本实施方式中，说明了使用同步3脉冲载波信号作为同步载波信号的例子，但除此以外例如也可以是同步5脉冲载波信号等，还可以预先准备多个同步载波信号，根据需要进行切换。

另外，如上所述，式(13)至(15)中的系数PMFM是用乘法运算器53对调制比PMF乘以调整增益表54的输出的电压指令振幅。调整增益表54用于在非同步脉冲模式及同步3脉冲模式下、校正逆变器输出电压VM相对于调制比PMF的不同的关系，简要如下。

在非同步脉冲模式下，逆变器没有失真，可输出的最大电压(有效值)为0.612·EFC；但在同步3脉冲模式下，则为0.7797·EFC(＝√(6)/π)。即，在非同步脉冲模式下，与同步3脉冲模式相比，逆变器输出电压相对于调制比PMF为1/1.274(＝0.612/0.7797)。为了抵消这两者之差，在非同步脉冲模式下，将调制比PMF的1.274倍的值作为电压指令振幅PMFM，输入至上述电压指令计算部55。另一方面，在同步3脉冲模式下，将调制比PMF的1.0倍的值作为电压指令振幅PMFM，输入至上述电压指令计算部55。另外，严格来讲，由于逆变器输出电压相对于调制比PMF的关系是非线性的，因此也可以使用考虑到该非线性的表格。

接下来，U相电压指令Vu*、V相电压指令Vv*、W相电压指令Vw*在比较器61至63中与载波信号CAR进行大小比较，生成栅极信号U、V、W、以及将这些栅极信号作为输入通过反相电路64至66而得到的X、Y、Z。载波信号CAR是利用脉冲模式切换处理部60通过开关59选择由非同步载波信号生成部57生成的非同步载波信号A、由同步3脉冲载波生成部58生成的同步3脉冲载波信号B、在单脉冲模式下选择的零值C的信号，非同步载波信号A、同步3脉冲载波信号是以零为中心，取-1到1的值。

另外，脉冲模式切换处理部60在调制比PMF为0.785以下时选择非同步脉冲模式、在调制比PMF为0.785以上而1.0以下时选择同步脉冲模式、在调制比PMF为1.0以上时选择单脉冲模式进行动作。

接下来，说明成为本发明核心的电流指令生成部10的结构及动作。另外，电流指令生成部10依照后述的内容，生成q轴电流iq的指令即d轴电流指令id*及q轴电流指令iq*。

图3是表示永磁同步电动机的控制特性的图。另外，包含图3的以下的附图所示的控制特性，与最大输出转矩为1500Nm、向逆变器2输入的电压EFC为3000V的面向电车设计的电动机相关，但其他电动机也具有类似的特性。

图3中，横轴是d轴电流id，纵轴是q轴电流iq，从图中的右上向左下存在的多条曲线(实线)是转矩一定曲线，这些曲线表示图中的左端记载的各转矩值(转矩T)的d轴电流id与q轴电流iq的关系(电流矢量的关系)。

另一方面，从图中的左上向右下的曲线(虚线)是表示最小电流条件的曲线，是输出某一转矩T时电动机电流最小的曲线。换言之，是表示能以最小的电流产生最大的转矩的、可以进行所谓最大转矩/电流控制的条件的曲线。

若在表示上述最小电流条件的曲线、与转矩一定曲线的交点控制电流矢量，则能以最小的电流得到该转矩T。通过这样控制，具有的优点是：可以使得得到某一转矩T时的电动机6的铜损、逆变器损耗为最小，可以构成小型、轻量的电动机6、逆变器2。

例如，在欲输出1000Nm的转矩T时，若在d轴电流id＝-127A附近、q轴电流iq＝220A附近的图示A点的位置来控制(电流控制)逆变器2，则能以最小的电流产生1000Nm的转矩。

并且，图中的点划线表示的曲线是电压限制曲线，也是感应电压一定曲线，是表示在某一逆变器输出频率FINV下电动机6的端子电压为最大的d轴电流id与q轴电流iq的关系(电流矢量的关系)的曲线。另外，在图中，表示在逆变器2的输入电压EFC为3000V的条件下、以逆变器输出频率FINV为参数的3种情况(160Hz、240Hz、320Hz)的电压限制曲线。

理论上可选择的d轴电流id与q轴电流iq的组合(电流矢量)是在这些电压限制曲线的内侧(曲线的下侧)。即，以存在于电压限制曲线的线上的电流矢量使电动机6运转时，电动机6的线电压最大(即逆变器2的调制比PMF为1.0，输出最大电压的状态)，此时可输出的转矩T是位于电压限制曲线与转矩一定曲线交点的转矩T。

另一方面，以存在于电压限制曲线的内侧(下侧)的电流矢量使电动机6运转时，逆变器2的调制比PMF在1.0以下，电动机6的线电压取零以上、不到最大值的值。另外，由于存在于电压限制曲线的外侧(曲线的上侧)的电流矢量处于超过逆变器2的最大输出电压的区域，因此不能选择。

此处，着眼于图3所示的电压限制曲线的3种情况(逆变器输出频率FINV为160Hz、240Hz、320Hz)。从这些电压限制曲线可知，随着电动机6的速度增加，逆变器输出频率FINV增大，电压限制曲线向图的下侧移动，可选择的电流矢量受到限制，并且可输出的转矩T的大小减小。另外，随着逆变器输出频率FINV增大，在表示最小电流条件的曲线上可以产生的转矩T减小。

例如，在逆变器输出频率FINV为160Hz的情况下，可以在最小电流条件上(d轴电流id＝-185A附近、q轴电流iq＝285A附近，图示B点)产生最大转矩1500Nm。然而，在逆变器输出频率FINV为240Hz的情况下，可以产生的最大转矩为在该电压限制曲线上的图示C点(d轴电流id＝-250A附近、q轴电流iq＝245A附近)得到的大约1480Nm。另外，能以最小电流条件产生的最大转矩为在最小电流条件与电压限制曲线的交点即图示D点(d轴电流id＝-170A附近、q轴电流iq＝260A附近)的1300Nm。另外，在1300Nm至1480Nm之间无法以最小电流条件进行运转，是通过使d轴电流id向负侧增加的、进行所谓的弱磁控制可以运转的区域。

即，如上所述，为了使电动机6的铜损、逆变器2的损耗最小，一般的控制方法是，在控制逆变器2、为了尽可能以最小电流条件成立的电流矢量产生期望的转矩时，通过电动机6的旋转速度增加，逆变器输出频率FINV增加，在无法进行最小电流曲线上的控制(最大转矩/电流控制)时，进行使d轴电流id向负侧增加的弱磁控制。

另外，除以上说明的以最小电流条件的控制(最大转矩/电流控制)之外，还可以使用所谓最大效率控制，即，在包含电动机6的铁损的电动机6的损耗为最小的最大效率曲线(未图示)上控制电流矢量，对电动机6进行运转控制。

接下来，以从速度为零的状态利用逆变器2驱动电动机6以使电车动力加速、在到达某一速度的时刻停止加速移至维持速度一定的恒速运转的情况；以及由于不需要加速而因此降低转矩T以使逆变器2停止的情况作为一个例子，详细说明这些动作形态。

另外，在说明时，首先通过说明现有技术所涉及的控制方法，明确上述的问题的详细部分。接下来，说明作为用于解决本问题的一个例子的本实施方式所涉及的控制方法。

图6是说明使用现有技术所涉及的控制方法时的控制状态的图，图7是说明使用该控制方法时的电流矢量的轨迹的图。另外，图6的下端所示的动作时间(1)至(6)分别与图7的动作点(1)至(6)对应。

首先，参照图6，说明从现有技术所涉及的动作时间(1)到(3)的动作。在动作时间(1)，起动逆变器2，向电动机6施加电压，开始加速。从动作时间(1)到(2)，是将转矩指令T*从零以斜坡状升起到1300Nm的区间。此时，逆变器2的输出电流(以下记为“逆变器电流IA”)从0A以斜坡状升起到180A。另外，逆变器电流IA与电动机6的电流相等，其值表示有效值。

若转矩指令T*到达1300Nm，则逆变器电流IA被控制在180A的一定值，在直到动作时间(3)的期间，电动机6输出一定转矩并加速。此时，逆变器2的调制比PMF与逆变器输出频率FINV成比例增加。

若在动作时间(2)-1调制比PMF成为0.785以上，则将逆变器2的脉冲模式从载波频率为750Hz的非同步脉冲模式切换至同步脉冲模式。另外，在该图中，作为同步脉冲模式表示同步3脉冲模式作为一个例子，但也可以是3脉冲以外的例如同步5脉冲模式等，也可以组合过调制。

从动作时间(2)到(2)-1的区间，由于逆变器电流IA(180A)和逆变器2的开关频率(750Hz)一定，因此由逆变器2的开关元件的导通损耗与开关损耗之和构成的逆变器损耗P成为一定值。另外，在动作时间(2)-1，由于逆变器2的脉冲模式变为同步3脉冲模式，开关频率减少到与逆变器输出频率FINV的3倍同步的值(该图的例子中大致为500Hz(≈170Hz×3))，因此逆变器损耗P减少。

从动作时间(2)-1到(3)的区间，逆变器2的脉冲模式是同步3脉冲模式，开关频率与逆变器输出频率FINV的增加同步地增加。另外，随着开关频率的增加，逆变器损耗P也随之增加。

此处，参照图7说明从上述的动作时间(1)到(3)的电流矢量的轨迹。图7中，从动作点(1)到(2)之间，电流矢量在表示最小电流条件的曲线上增加。另外，从动作点(2)到(3)之间，在成为转矩T＝1300Nm的点维持。另外，电压限制曲线随着逆变器输出频率FINV的增加，而向图的下侧方向移动。

接下来，返回图6，说明从动作时间(3)到(4)的区间的动作。在动作时间(3)，调制比PMF成为1.0，逆变器2的输出电压的大小以根据输入电压EFC决定的最大值达到顶点。因此，在动作时间(3)以后，逆变器2的脉冲模式被选择为单脉冲模式。此时，由于为了维持最大转矩/电流控制，进行控制，使转矩指令T*从1300Nm减少到750Nm，因此逆变器电流IA也随着该控制而减少。

另外，在动作时间(3)，由于逆变器2的脉冲模式从同步3脉冲模式切换到单脉冲模式，因此开关频率与逆变器输出频率FINV变成相同。为此，开关损耗减少，相应地逆变器损耗P减少。

另一方面，在从动作时间(3)到(4)的区间中，逆变器电流IA慢慢减少，但由于开关频率与逆变器输出频率FINV的增加也同步地增加，因此作为整个逆变器损耗P将增加。

接下来，参照图7，说明从上述的动作时间(3)到(4)的区间的电流矢量的轨迹。首先，在动作点(3)，调制比PMF成为1.0。即，在转矩一定曲线(转矩T＝1300Nm)、表示最小电流条件的曲线与电压限制曲线的交点上存在动作点。

以后，由于随着逆变器输出频率FINV的增加，电压限制曲线向图的下侧移动，因此电流矢量的轨迹在电压限制曲线与表示最小电流条件的曲线的交叉点上朝向动作点(4)移动。

另外，在上述说明中，以在表示最小电流条件的曲线上维持电流矢量时作为例子进行了说明，但不必一定在表示最小电流条件的曲线上维持电流矢量，如上所述，为了使转矩T进一步增加，也可以进行使d轴电流向负方向增加的弱磁运转。例如，在逆变器输出频率FINV＝240Hz的条件下，通过在转矩一定曲线与电压限制曲线接触的点(d轴电流id＝-250A附近、q轴电流iq＝245A附近：图3的C点)控制电流矢量，转矩T可以输出到大致1480Nm。

再次返回图6，说明从动作时间(4)到(6)的区间的动作。在动作时间(4)，开始减小转矩指令T*，之后，在动作时间(6)为零。这样的控制形态是假定有下述情况：即，由于电车的速度充分增加、因此减少转矩指令T*的情况；或者为了中止电车的加速而减少转矩T*并停止逆变器2的情况等。

利用该控制，逆变器电流IA向零减少。另外，由于逆变器电流IA的减少，使电枢反作用导致的磁通减少，因此与电枢交链的交链磁通的大小减小，调制比PMF也减小。另外，随着调制比PMF的减少，脉冲模式从单脉冲模式切换到同步3脉冲模式。

此处，在动作时间(4)，由于脉冲模式从单脉冲模式切换到同步3脉冲模式，因此开关频率从与逆变器输出频率FINV相同的320Hz、增加到逆变器输出频率FINV的3倍的960Hz。随着开关频率的增加，逆变器损耗P也随之增加。

另外，之后，由于从动作时间(4)到(6)，逆变器电流IA向零减少，因此开关元件的导通损耗及开关损耗这两者减少，它们的和即逆变器损耗P也减少。

与上述同样，参照图7，说明从动作时间(4)到(6)的电流矢量的轨迹。首先，在动作点(4)，由于调制比PMF在1.0以下，因此电流矢量在表示最小电流条件的曲线上向电压限制曲线的下侧方向移动。之后，经由成为转矩T＝300Nm的动作点(5)，移动到逆变器电流IA为零的动作点(6)。

以上的动作是基于现有技术所涉及的控制方法的动作。特别是，若着眼于图6的从动作时间(4)到(5)，则可知逆变器损耗P的大小在全运转区间(从动作时间(1)到(6))成为最大。

该动作是由于在电动机6的速度较高的区域、即逆变器输出频率FINV较大的区域切换到同步3脉冲模式，因在该区间中、开关频率在全运转区间中达到最大的960Hz而引起的。

然而，如上所述，可以使开关频率在短时间内上升到1000Hz左右。然而，若考虑到例如逆变器输出频率FINV位于320Hz附近，将转矩指令T*设定为比750Nm稍微小一些的值时，电车的速度由于路线的倾斜条件等而取得平衡时，则从动作时间(4)到(5)之间(从动作点(4)到(5)的期间)有可能是长时间的运转。即存在下述的情况，该情况是在逆变器输出频率FINV较大的状态时选择同步3脉冲模式，并保持逆变器损耗P为超过冷却装置的能力的过大值的状态而电机车继续运转。因此，有可能导致因检测到温度过高等而使逆变器2停止、或开关元件热毁坏等问题。

并且，在逆变器输出频率FINV为最大值即400Hz时，考虑到同样进行转矩T*的减少、脉冲模式成为同步3脉冲模式的情况。此时，开关频率成为1200Hz，逆变器损耗P与上述情况相比，其大小成为进一步过大。因此，产生导致因检测到温度过高等而使逆变器2停止、或开关元件热毁坏等问题的可能性提高。

作为用于避免上述问题的一个方法，考虑例如增加冷却装置的冷却能力。然而，在增加冷却装置的冷却能力时，冷却装置的尺寸、重量、成本都会增加，会导致包含逆变器2的功率转换装置的尺寸、重量、成本的增加，很难说是优选的方法。

为解决以上的问题，在本实施方式中，使用图4及图5所示的控制方法。此处，图4是说明使用本实施方式所涉及的控制方法时的控制状态的图，图5是说明使用该控制方法时的电流矢量的轨迹的图。另外，图4的下端所示的动作时间(1)至(6)分别与图5的动作点(1)至(6)对应。

下面，参照图4及图5，说明本实施方式所涉及的控制方法。另外，由于从动作时间(4)到动作时间(6)的控制动作是本发明的核心部分，并且是与现有技术不同的部分，因此省略说明从动作时间(1)到(4)的区间的动作。

图4中，在动作时间(4)，开始减小转矩指令T*，之后，在动作时间(6)为零。这样的控制形态是假定有下述情况：即，由于电车的速度充分增加、因此减少转矩指令T*的情况；或者为了中止电车的加速而减少转矩T*并停止逆变器2的情况等。

利用该控制，逆变器电流IA也向零减少。然而，在本实施方式所涉及的控制方法中，电流指令生成部10调整电流矢量，使得电动机6的端子电压的大小不变化，并进行控制，使得交链磁通的大小不变化。因此，调制比PMF维持1.0不变。因此，脉冲模式仍然是单脉冲模式，而不像现有技术所涉及的控制方法那样，进行切换至同步3脉冲模式的控制。

因此，从动作时间(4)到(5)的区间，由于脉冲模式仍然是单脉冲模式，且逆变器电流IA减少，因此开关元件的导通损耗及开关损耗减少，它们的和即逆变器损耗P也减少。

另一方面，在动作时间(5)，交链磁通的大小无法维持，电动机6的端子电压无法维持。此时，由于调制比PMF开始减少，因此脉冲模式从单脉冲模式切换到同步3脉冲模式。

另外，在动作时间(5)，由于脉冲模式切换至同步3脉冲模式，因此开关频率从与逆变器输出频率FINV相同的320Hz、增加到逆变器输出频率FINV的3倍的960Hz。随着开关频率的增加，逆变器损耗P也随之增加。

此处，关于切换到同步3脉冲模式的时刻的逆变器电流IA，若将图6所示的现有技术与图4所示的本实施方式相比，则可知现有技术的逆变器电流IA是117A，与之相对，本实施方式的逆变器电流IA是58A。即，与现有技术相比，可以大幅抑制逆变器损耗P的最大值。

另外，之后，由于从动作时间(5)到(6)，逆变器电流IA向零减少，因此开关元件的导通损耗及开关损耗这两者减少，它们的和即逆变器损耗P也减少。

接下来，参照图5，说明从上述的动作时间(4)到(6)的区间的电流矢量的轨迹。首先，在从动作点(4)到(5)之间，电流矢量维持在电压限制曲线上而动作。因此，电动机6的端子电压保持在最大值一定的状态，转矩T和电流矢量的大小(逆变器电流IA)这两者都减少。

另一方面，若到达动作点(5)，则由于电流矢量不可能维持在电压限制曲线上(为了将电流矢量维持在电压限制曲线上，d轴电流id必须为正)，因此电动机6的端子电压小于最大值，调制比PMF成为1.0以下。此时，电流矢量在电压限制曲线的下侧方向维持d轴电流id＝0的状态，并且q轴电流iq向零减少，到达动作点(6)。

以上的动作是本实施方式所涉及的控制动作。如上所述，在本实施方式所涉及的控制方法中，在电动机6高速旋转中，逆变器输出频率FINV较大时，与转矩指令T*无关，特别是转矩指令T*减少而可以进行最大转矩/电流控制或者最大效率控制等时，通过进行生成将电流矢量优先维持在电压限制曲线上的电流指令的控制，通过将电动机6的端子电压维持在最大电压并使逆变器2的脉冲模式作为单脉冲模式进行运转(即，进行控制，使得脉冲模式不切换至同步3脉冲模式)，可以避免逆变器损耗P过大。利用该控制，在逆变器电流IA充分减小、逆变器损耗P不会过大的条件下，也可以进行控制，使得电流矢量从电压限制曲线上离开，例如将电流矢量移动到q轴上或者表示最小电流条件的曲线上、最大效率曲线上等。

然而，在将电流矢量维持在电压限制曲线上时，电流矢量有时会从表示最小电流条件的曲线或者最大效率曲线(未图示)上离开。此时，与将电流矢量在表示最小电流条件的曲线或者最大效率曲线(未图示)上进行控制时相比，电动机6的效率略有下降。此时，由于电动机6的损耗增加，因此电动机6的温度可能会上升，但由于电动机6的热容与逆变器2相比足够大，因此可以将电动机6的温度上升抑制在实用上没有问题的程度。

另外，也可以根据需要，在电流矢量到达动作点(5)之前，将该电流矢量从电压限制曲线上移动到表示最小电流条件的曲线上进行控制。另外，也可以在电流矢量到达动作点(5)的阶段，将该电流矢量从电压限制曲线上移动到表示最小电流条件的曲线上进行控制。

另外，也可以根据需要，在电流矢量到达动作点(5)之前，将该电流矢量从电压限制曲线上移动到最大效率曲线上进行控制。另外，也可以在电流矢量到达动作点(5)的阶段，将该电流矢量从电压限制曲线上移动到最大效率曲线上进行控制。

另外，在将电流矢量从电压限制曲线上移动到表示最小电流条件的曲线上或者最大效率曲线上时，移动前后的电流矢量的大小与相位不连续。另一方面，在将电流矢量从电压限制曲线上移动到q轴上时，由于确保了移动前后的电流矢量的大小与相位的连续性，因此可以避免d轴电流指令id*、q轴电流指令iq*的急剧变动，可以进行更稳定的控制。

即，将电流矢量维持在电压限制曲线上直到哪个动作点，只要遵循以上说明的本发明的内容，以尽可能减小逆变器损耗P的最大值为目的来决定即可。

具体而言，可以包含与逆变器损耗P相关的量即逆变器输出频率、逆变器电流、逆变器损耗(开关损耗、导通损耗)、开关频率等分别是否在预定值以上、或者这些多个量是否在预定值以上作为判断基准。

并且，为了使控制动作的延迟为最低限度，优选事先推测逆变器输出频率、逆变器电流、逆变器损耗、开关频率等分别是否在预定值以上、或者这些多个量是否在预定值以上的结构。

另外，考虑到逆变器损耗P和电动机6的损耗这两方面，也可以例如决定电流指令，使得两者的损耗之和成为最小。

另外，在电车驱动用逆变器中，由于一般而言以逆变器电流IA、开关频率都增大的非同步脉冲模式的区域的逆变器损耗P作为基准来决定冷却装置的冷却性能，因此优选全运转区域的逆变器损耗P的最大值不超过非同步脉冲模式的逆变器损耗P那样的结构。

另外，在电动机6由逆变器2运转的状态下，使逆变器2停止时，根据逆变器输出频率FINV和逆变器电流IA的大小，如上所述，逆变器损耗P有可能过大。因此，在电动机6由逆变器2运转的状态下，使逆变器2停止的停止指令(未图示)从外部的控制装置(未图示)输入到电动机的控制装置100时，电流指令生成部10优选为生成尽可能将电流矢量维持在电压限制曲线上的电流指令的结构。通过这样将停止指令作为触发，生成将电流矢量维持在电压限制曲线上的电流指令，可以简化电流指令生成部10的结构。

另外，在图5中，仅示出d轴电流id的负的区域，进一步在上述说明中，说明了不使用d轴电流id的正的区域(未图示)的情况，但也可以使用d轴电流id的正的区域。即，由于电压限制曲线、转矩一定曲线都从d轴电流id的负的区域到正的区域连续地延长存在，因此若使用直到d轴电流id的正的区域，则即使超过动作点(5)时，也可以将电流矢量维持在电压限制曲线上。

通过这样构成，由于在逆变器输出频率FINV较大的区域中，可以延长脉冲模式维持为单脉冲模式不变的区间，因此可以避免逆变器损耗P成为超过冷却装置的能力的过大值的情况，可以避免因检测到温度过高等而导致逆变器2停止、或开关元件热毁坏等问题。

另外，通过这样构成，可以避免冷却逆变器2的开关元件的冷却装置大型化，可以使包含逆变器2的功率转换装置小型化、轻量化、低成本化。

另外，在上述实施方式中，主要是以电车动力运行中的动作为例进行了说明，但在进行加以再生制动的减速动作时，也可以采用同样的控制方法。

另外，在上述以外的情况下，例如，在电动机6自由(惰性)旋转中将逆变器2从停止状态起动时，根据逆变器输出频率FINV及逆变器电流IA的大小如何，如上所述，逆变器损耗P有可能过大。因此，在逆变器2处于停止状态、且电动机6处于自由(惰性)旋转中时，在从外部的控制装置(未图示)向电动机的控制装置100输入使逆变器2起动的起动指令(未图示)时，电流指令生成部10优选生成尽可能将电流矢量维持在电压限制曲线上的电流指令的结构。通过这样将起动指令作为触发，生成将电流矢量维持在电压限制曲线上的电流指令，可以简化电流指令生成部10的结构。

当然，在这样的结构中，可以包含与逆变器损耗P相关的量即逆变器输出频率、逆变器电流、逆变器损耗(开关损耗、导通损耗)、开关频率等分别是否在预定值以上、或者这些多个量是否在预定值以上作为判断基准，生成如上所述的电流指令。

另外，也可以根据需要，将该电流矢量从电压限制曲线上移动到表示最小电流条件的曲线上进行控制。另外，也可以根据需要，将电流矢量从电压限制曲线上移动到最大效率曲线上进行控制。

另外，在上述实施方式的说明中，以控制永磁同步电动机的电动机的控制装置为中心进行了说明，但也可以在驱动控制其他种类的电动机的电动机的控制装置中，使用本实施方式所涉及的控制方法。

如以上说明的那样，根据本实施方式所涉及的电动机的控制装置，由于电流指令生成部在预定的条件下进行调整，使得逆变器的损耗不增加，生成输出电流指令，使得电动机基于转矩指令产生转矩，因此可以避免冷却装置的大型化，能以小型、轻量、低成本构成包含逆变器的功率转换装置。

另外，作为上述预定的条件，优选包含逆变器输出在直流电源的输出电压下可以产生的最大电压的状态下、转矩指令减少的情况。

另外，在作为脉冲模式至少具有非同步脉冲模式、同步脉冲模式、单脉冲模式时，作为上述预定的条件，优选包含逆变器以单脉冲模式动作中转矩指令减少的情况。

另外，在作为脉冲模式至少具有非同步脉冲模式、同步脉冲模式、单脉冲模式时，作为上述预定的条件，优选包含逆变器损耗比非同步脉冲模式时大、或者预测为大的情况中的任意一种。

另外，作为上述预定的条件，优选包含逆变器的输出频率在预定值以上、或者预测为在预定值以上的情况中的任意一种。

另外，作为上述预定的条件，优选包含逆变器的输出电流在预定值以上、或者预测为在预定值以上的情况中的任意一种。

另外，作为上述预定的条件，优选包含逆变器的损耗在预定值以上、或者预测为在预定值以上的情况中的任意一种。

另外，作为上述预定的条件，优选包含开关元件的开关频率在预定值以上、或者预测为在预定值以上的情况中的任意一种。

另外，作为上述预定的条件，优选包含电动机由逆变器运转的状态下使逆变器停止时或电动机自由旋转中、从停止逆变器的状态起动的情况。

另外，使逆变器的损耗不增加而进行调整的电流指令，优选包含以下的任意一个值。

(1)逆变器的输出电压是在上述直流电源的输出电压下成为最大的值，

(2)根据需要，在满足能以最小的电流得到对电动机的转矩的最小电流条件的值、和满足在直流电源的输出下逆变器的输出电压成为最大的条件的值之间进行切换而生成的值，

(3)根据需要，在满足电动机的效率成为最大的最大效率条件的值、和满足在直流电源的输出下逆变器的输出电压成为最大的条件的值之间进行切换而生成的值，

另外，以上的实施方式所示的结构是本发明内容的一个例子，也可以与其他已知的技术组合，在不脱离本发明要点的范围内，当然也可以省略一部分等、或进行变更而构成。

并且，在本说明书中，考虑用于电车用的电动机的控制装置而对发明内容进行说明，但使用领域不限于此，当然也可以应用于电动汽车、电梯等各种相关领域。

工业上的实用性

如上所述，本发明所涉及的电动机的控制装置，作为能以小型、轻量、低成本构成驱动电动机的功率转换装置的发明是有用的。

Claims

1.一种电动机的控制装置，包括：对于与直流电源连接并向交流电动机输出任意频率和任意电压的三相交流的逆变器、生成用于控制所述逆变器内具有的开关元件的脉宽调制信号的电压指令生成部；以及基于输入的转矩指令、生成对所述交流电动机的电流指令的电流指令生成部，

所述电动机的控制装置的特征在于，

所述电流指令生成部在预定的条件下，进行调整，使得所述逆变器的损耗不增加，输出电流指令，使所述交流电动机基于所述转矩指令产生转矩。

2.如权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，

作为所述预定的条件，包含所述逆变器输出在所述直流电源的输出电压下可以产生的最大电压的状态下、所述转矩指令减少的情况。

3.如权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，

在所述逆变器至少具有非同步脉冲模式、同步脉冲模式、单脉冲模式作为脉冲模式时，作为所述预定的条件，包含所述逆变器以单脉冲模式动作中所述转矩指令减少的情况。

4.如权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，

在所述逆变器至少具有非同步脉冲模式、同步脉冲模式、单脉冲模式作为脉冲模式时，作为所述预定的条件，包含所述逆变器损耗比非同步脉冲模式时大、或者预测为大的情况中的任意一种。

5.如权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，

作为所述预定的条件，包含所述逆变器的输出频率在预定值以上、或者预测为在预定值以上的情况中的任意一种。

6.如权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，

作为所述预定的条件，包含所述逆变器的输出电流在预定值以上、或者预测为在预定值以上的情况中的任意一种。

7.如权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，

作为所述预定的条件，包含所述逆变器的损耗在预定值以上、或者预测为在预定值以上的情况中的任意一种。

8.如权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，

作为所述预定的条件，包含开关元件的开关频率在预定值以上、或者预测为在预定值以上的情况中的任意一种。

9.如权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，

作为所述预定的条件，包含所述交流电动机由所述逆变器运转的状态下使所述逆变器停止的情况。

10.如权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，

作为所述预定的条件，包含所述交流电动机自由旋转中、从停止所述逆变器的状态起动的情况。

11.如权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，

使得所述逆变器的损耗不增加而进行调整的电流指令，是所述逆变器的输出电压在所述直流电源的输出电压下成为最大的值。

12.如权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，

使得所述逆变器的损耗不增加而进行调整的电流指令，是根据需要在满足能以最小的电流得到所述转矩的最小电流条件的值、和满足在所述直流电源的输出电压下所述逆变器的输出电压成为最大的条件的值之间进行切换而生成的值。

13.如权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，

使得所述逆变器的损耗不增加而进行调整的电流指令，是根据需要在满足所述交流电动机的效率成为最大的最大效率条件的值、和满足在所述直流电源的输出电压下所述逆变器的输出电压成为最大的条件的值之间进行切换而生成的值。

14.如权利要求1所述的电动机的控制装置，其特征在于，

所述交流电动机是永磁同步电动机，所述电流指令在以所述交流电动机的永磁体磁通的方向为d轴、以与d轴垂直的方向为q轴的dq坐标系中定义时，

使得所述逆变器的损耗不增加而进行调整的电流指令，是在该电流指令的矢量存在于q轴上的值、和满足在所述直流电源的输出电压下所述逆变器的输出电压成为最大的条件的值中所选择的任意一个。