WO2023286272A1 - モータ制御装置およびモータ制御方法、電気回路定数測定装置および電気回路定数測定方法 - Google Patents

モータ制御装置およびモータ制御方法、電気回路定数測定装置および電気回路定数測定方法 Download PDF

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electric circuit
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motor
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真一 古谷
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
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    • H02P29/60—Controlling or determining the temperature of the motor or of the drive
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    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/06—Arrangements for speed regulation of a single motor wherein the motor speed is measured and compared with a given physical value so as to adjust the motor speed
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    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators

Definitions

  • This application relates to a motor control device and motor control method, an electric circuit constant measuring device and an electric circuit constant measuring method.
  • the motor receives electric power from the inverter, generates torque, and uses this torque to supply driving force to the load device.
  • the torque generated when the motor receives power depends on the current flowing through the motor. is output to the inverter.
  • sensorless control when acquiring the state quantities necessary for motor control, such as the angle and speed of the motor rotor, instead of detecting these state quantities with sensors, electric circuit constants are used to estimate the above state quantities. do. In this case, the more accurately the electric circuit constants are obtained, the more accurately the state quantity can be estimated. Improving the accuracy of state quantity estimation can also improve the stability of motor control.
  • the values of electric circuit constants which are the basis for estimating state quantities, are obtained by using design data or by performing measurement processing before actual operation, but the values of electric circuit constants fluctuate during motor operation. obtain.
  • the resistance value of the stator winding of a motor hereafter referred to as the stator winding resistance value
  • the stator winding resistance value is affected by the temperature rise due to heat generated by resistance loss when current flows through the stator winding inside the motor. change along with it. Fluctuations in the values of electrical circuit constants, including stator winding resistance values, can adversely affect the accuracy of state quantity estimation.
  • the voltage drop due to the inductance (the product of the inductance value of the d-axis inductance and the current value of the d-axis current), and the induced voltage (the induced voltage constant and the electrical angular velocity of the rotor ) is subtracted to calculate the voltage drop due to the resistance, and the calculated voltage drop due to the resistance is divided by the current value of the q-axis current to obtain the resistance value.
  • the values of the q-axis voltage, d-axis current, and q-axis current that change from moment to moment during motor operation can be used to measure the stator winding resistance value during motor operation.
  • the electric circuit constant other than the electric circuit constant to be measured in this case, the stator winding resistance value
  • the induced voltage constant value and the inductance value fluctuate depending on the temperature as well as the resistance value.
  • the inductance value easily fluctuates according to the current due to saturation of the magnetic flux.
  • the above method ignores these changes over time and temperature dependence, if there are variations in the electrical circuit constants that are the basis of the measurement, the values of the electrical circuit constants used for measurement may contain errors. As a result, there is a possibility that the accuracy of the measurement of the electric circuit constant to be measured may be lowered. In the above method, even if the measured object is the induced voltage constant or the inductance value by modifying the formula, the same problem may occur because the variation of the electric circuit constants other than the measured object is ignored.
  • the present application discloses a technique for solving the above-described problems, and provides a motor control device and a motor control method capable of measuring electric circuit constants with high accuracy in motor control, and electric circuit constant measurement.
  • An object of the present invention is to obtain an apparatus and an electric circuit constant measuring method.
  • a motor control device disclosed in the present application is a motor control device that includes an electric circuit constant measuring unit that measures an electric circuit constant of an electric circuit of a motor under test, wherein the electric circuit constant measuring unit measures the electrical Of the state quantity signals indicating the state quantities in the circuit, the first state quantity signal having an AC component and the product of the first state quantity signal and a coefficient having an AC component and including the electric circuit constant to be measured and a second state quantity signal including a signal component as input, extracting the signal component from the second state quantity signal by synchronous detection, and measuring an electric circuit constant to be measured from the coefficient. It is a thing.
  • the motor control method disclosed in the present application is a motor control method including an electric circuit constant measuring step of measuring an electric circuit constant of an electric circuit of the motor under test, wherein the electric circuit constant measuring step comprises: Of the state quantity signals respectively indicating the state quantities in the electric circuit, a first state quantity signal having an AC component, and a coefficient having an AC component and including the electric circuit constant to be measured and the first state quantity signal
  • a detection processing step of inputting a second state quantity signal including a signal component consisting of a product, extracting the signal component from the second state quantity signal by synchronous detection, and measuring an electric circuit constant to be measured from the coefficient. is provided.
  • the electric circuit constants can be measured with high accuracy in motor control.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a motor control device according to Embodiment 1;
  • FIG. 3 is a configuration diagram of a detection processing unit according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a flowchart showing operations of a detection processing unit according to Embodiment 1;
  • FIG. FIG. 2 is a diagram showing the relationship between an electric circuit constant to be measured and a target signal and a reference signal used for measurement;
  • 4 is a configuration diagram of a motor control device in another example of Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of operating waveforms according to the first embodiment;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of operating waveforms according to the first embodiment;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of operating waveforms according to the first embodiment;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of operating waveforms according to the first embodiment;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of operating waveforms according to the first embodiment;
  • FIG. 4 is
  • FIG. 4 is a diagram for explaining inputs to a detection processing unit according to Embodiment 1;
  • FIG. FIG. 4 is a diagram for explaining an input to the detection processing unit according to Embodiment 1, and is a diagram in the case of removing voltage components other than the voltage drop due to the resistance value before the input.
  • 3 is a diagram illustrating an example of a hardware configuration that implements each functional unit according to Embodiment 1;
  • FIG. FIG. 7 is a configuration diagram of a motor control device according to Embodiment 2; It is a figure which shows an example of the temperature characteristic of the resistance value of a motor.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of temperature characteristics of an induced voltage constant of a motor;
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of temperature characteristics of a q-axis inductance value of a motor
  • FIG. 11 is a configuration diagram of a motor control device according to Embodiment 3
  • FIG. 11 is a configuration diagram of a motor control device in another example of Embodiment 3
  • FIG. 11 is a configuration diagram of a motor control device according to Embodiment 4
  • FIG. 14 is a configuration diagram of a motor control device in another example of the fourth embodiment
  • FIG. 13 is a configuration diagram of a motor control device according to Embodiment 5
  • FIG. 12 is a configuration diagram of a motor control device according to Embodiment 6;
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a motor control device according to Embodiment 1.
  • the motor control device 100 is a motor control device that controls the motor 91 , that is, the motor to be measured using the electric circuit constants of the motor circuit, and includes a motor control section 110 and an electric circuit constant measurement section 150 .
  • motor control device 100 includes both motor control unit 110 and electric circuit constant measurement unit 150, but electric circuit constant measurement unit 150 is provided as a separate device (electric circuit constant measurement device). good too.
  • the electric circuit constant measuring device receives the state quantity signal of the motor 91 via the motor control device or directly from the motor 91, and measures the electric circuit constants of the motor circuit.
  • the motor 91 is provided with an encoder 92 that detects the position of the rotor of the motor 91 and detects the output using the detected position of the rotor as the rotation angle ⁇ .
  • an inverter 94 that supplies AC power to the motor 91 according to a command from the motor control device 100, and a three-phase (u-phase, v-phase) flowing from the inverter 94 to the motor 91.
  • a current sensor 93 is provided to detect the current of the phase, w phase). The current sensor 93 outputs current signals indicating the current value of each detected current as a u-phase current signal iu, a v-phase current signal iv, and a w-phase current signal iw.
  • Inverter 94 can apply a voltage of arbitrary amplitude and frequency in supplying electric power to motor 91 .
  • the motor control unit 110 of the motor control device 100 shown in FIG. 1 is configured to perform speed control processing for controlling the rotation speed of the motor 91 to a desired value.
  • the configuration is for measuring the resistance value R of the motor 91 (the resistance value of the stator winding of the motor 91)
  • the configurations of the motor control unit 110 and the electric circuit constant measurement unit 150 are not limited to these.
  • the motor control unit 110 may be configured to control the torque of the motor 91
  • the electric circuit constant measurement unit 150 may be configured to measure the d-axis impedance value Ld of the motor 91. good too.
  • the motor control unit 110 controls state quantities such as the rotor position and speed of the motor 91 as described above, and also controls the current flowing through the motor 91 for this control.
  • the motor control unit 110 receives the rotation angle ⁇ from the encoder 92 and the rotation angle command ⁇ * from the outside, and generates and outputs the rotation speed command ⁇ rm* from the difference between the rotation angle ⁇ and the rotation angle command ⁇ *.
  • a position control unit 111, a speed calculation unit 112 which receives a rotation angle ⁇ , calculates and outputs the rotation speed ⁇ rm of the motor 91 from the time change of the rotation angle ⁇ , and a difference between the rotation speed ⁇ rm and the rotation speed command ⁇ rm*.
  • a speed control unit 113 for generating and outputting a current command in a dq-axis orthogonal rotating coordinate system, that is, a d-axis current command id* and a q-axis current command iq*.
  • a speed control unit 113 generates a d-axis current command id* and a q-axis current command iq* by PI control (proportional/integral control) or the like so that the rotation speed ⁇ rm matches the rotation speed command ⁇ rm*.
  • the motor control unit 110 has an electrical angle calculation unit 114 that receives the rotation angle ⁇ and multiplies the rotation angle ⁇ by the number of pole pairs of the motor 91 to calculate the electrical angle ⁇ re, and an electrical angular velocity based on the time change of the electrical angle ⁇ re. and outputs an electrical angular velocity signal ⁇ re indicating the electrical angular velocity of the motor 91; A signal iv, a w-phase current signal and iw, and an electrical angle ⁇ re are input.
  • a coordinate conversion unit 118 for voltage commands which converts the coordinates into vu*, v-phase voltage commands vv*, and w-phase voltage commands vw* and outputs them.
  • the motor control unit 110 receives a u-phase voltage command vu*, a v-phase voltage command vv*, and a w-phase voltage command vw*, and controls the u-phase voltage command vu* by PWM (Pulse Width Modulation) control. , a v-phase voltage command vv*, and a w-phase voltage command vw* to generate a switching command SR*.
  • PWM processing unit 119 outputs switching command SR* to inverter 94 .
  • Each switching element (not shown) of inverter 94 performs a switching operation according to switching command SR*.
  • the electrical angle ⁇ re is set to be the same as the phase of the magnetic flux generated by the rotor magnet of the motor 91.
  • the output torque of the motor 91 is controlled by controlling the increase or decrease in the q-axis current flowing through the motor 91, and the rotation speed ⁇ rm of the rotor of the motor 91 is controlled to a desired value. be done.
  • there are various control methods for controlling the d-axis current For example, in order to avoid the voltage output saturation of the inverter 94, there is a control that weakens the magnetic flux of the rotor magnet of the motor 91 and energizes it as a weakened current. . Since the processing of the motor control unit 110 as described above is a known technology, detailed description thereof will be omitted.
  • the detection processing unit 151 measures the resistance value R, which is the electric circuit constant to be measured, by using a synchronous detection technique, which is one of the detection processes.
  • Detection processing is a signal processing technique for checking whether or not a specific frequency component is included in the target signal, that is, the second state quantity signal.
  • the AC signal having the specific frequency is used as the reference signal, ie, the first state quantity signal, and the product of the signal and the target signal is calculated.
  • the signal which is the product of the target signal and the reference signal
  • integration processing or averaging processing such as low-pass filtering to remove unnecessary high-frequency components
  • the signals contained in the target signal and in-phase with the reference signal can be removed.
  • the amplitude of the (same frequency) component is obtained.
  • Such synchronous detection has the feature that it is resistant to noise and can be used to detect minute signals.
  • the properties of the detection processing which has a function of extracting a target signal from a signal buried in noise, are used to measure the electric circuit constant of the object to be measured.
  • the voltage component caused by the electric circuit constants other than the object to be measured is regarded as noise and treated as the noise component, and the voltage component caused by the electric circuit constant to be measured is used as the target signal.
  • the target signal As a result, it is possible to measure electric circuit constants with high accuracy without depending on the accuracy of electric circuit constants other than those to be measured.
  • the motor electric circuit constants can be measured even during the motor operation. A detailed description will be given below.
  • the electric circuit constant measurement unit 150 provides a d-axis current signal id and a q-axis current signal iq, a d-axis voltage command vd* and a q-axis voltage command vq*, and an electric At least two of the angular velocity signals ⁇ re are input.
  • FIG. 1 shows a configuration in which the resistance value R of the motor 91 is used as the electric circuit constant to be measured.
  • the electric circuit constant measurement unit 150 is provided with a detection processing unit 151 that receives the q-axis voltage command vq* and the q-axis current signal iq and outputs the measurement result R_mes of the resistance value R of the motor 91 .
  • the detection processing by the detection processing unit disclosed in the present application is processing for extracting the proportional coefficient of the component contained in the target signal SigDet and proportional to the reference signal SigBase. By appropriately selecting the target signal and the reference signal, the proportionality factor becomes the measurement result of the electric circuit constant to be measured.
  • FIG. 2 does not specify the measurement target, in the case of the detection processing unit 151 shown in FIG. 1, the target signal SigDet in FIG. id, and the measurement result mes is the measurement result R_mes of the resistance value R.
  • the specific contents of the measurement result mes, the target signal SigDet, and the reference signal SigBase will be appropriately replaced. How the specific contents of the target signal SigDet and the reference signal SigBase correspond to a specific measurement target will be described later.
  • the reference signal SigBase (q-axis current signal iq) and target signal SigDet (q-axis voltage command vq*) correspond to the first state quantity signal and the second state quantity signal, respectively.
  • the detection processing unit 151 removes the DC components of the target signal SigDet and the reference signal SigBase, outputs the AC target signal SigDetAC and the AC reference signal SigBaseAC, respectively, a high-pass filter 151a and a high-pass filter 151b, and feeds back an estimated proportional coefficient Pcest ( later) and the AC reference signal SigBaseAC, i.e., a first multiplier, a subtractor 151d that subtracts the output of the multiplier 151c from the AC target signal SigDetAC and outputs the residual signal SigRem, and the residual signal SigRem.
  • a multiplier 151e that multiplies by the AC reference signal SigBaseAC and outputs a pre-averaging signal SigBefAV, that is, a second multiplier, and an averaging process that performs averaging processing on the pre-averaging signal SigBefAV and outputs an averaging signal SigAftAV. It is provided with a processing unit 151f and an integrator 151g that integrates the averaged signal SigAftAV and outputs it as a measurement result mes or an estimated proportionality coefficient Pcest.
  • High-pass filter 151a and high-pass filter 151b correspond to a second high-pass filter and a first high-pass filter, respectively.
  • Equation (1) is the circuit equation of the motor 91 .
  • the current value or voltage value indicated by each signal (q-axis current signal iq, q-axis voltage command vq*, etc.) is indicated with the same sign as that of the signal.
  • the current value indicated by the q-axis current signal iq is described as q-axis current iq.
  • the q-axis voltage vq includes a voltage drop component (R ⁇ iq) proportional to the q-axis current iq, and the proportional coefficient of this voltage drop component is the resistance value R to be measured.
  • the resistance value R can be measured by setting the q-axis voltage signal vq as the target signal SigDet and setting the q-axis current signal iq as the reference signal SigBase.
  • the detection processing unit 151 shown in FIG. 1 sets the q-axis voltage command vq* as the target signal SigDet as a substitute for the q-axis voltage signal vq.
  • the target signal SigDet may be set by replacing the actual voltage value with the corresponding voltage command.
  • the principle of detection processing by the detection processing unit 151 will be described. For the sake of explanation, it is assumed here that the frequency is constant, and the time integration during the detection process is replaced with the phase integration.
  • DC components are removed from the target signal SigDet and the reference signal SigBase input to the detection processing unit 151 by the high-pass filters 151a and 151b, respectively, and converted into an AC target signal SigDetAC and an AC reference signal SigBaseAC.
  • the AC target signal SigDetAC and the AC reference signal SigBaseAC are respectively represented by the following equations (2) and (3) as a combination of a plurality of sine functions.
  • Xa(n) is the amplitude of each harmonic component, that is, the signal component
  • Xp(n) is the phase of each harmonic component.
  • the proportionality coefficient Pc is a proportionality coefficient corresponding to the true value of the electric circuit constant to be measured
  • ⁇ d is the fundamental wave signal phase of the AC target signal SigDetAC and the AC reference signal SigBaseAC.
  • the AC reference signal SigBaseAC is multiplied by the estimated proportionality coefficient Pcest by the multiplier 151c.
  • the residual signal SigRem is obtained by subtracting the AC reference signal SigBaseAC multiplied by the estimated proportionality coefficient Pcest from the AC object signal SigDetAC by the subtractor 151d, and is represented by the following equation (4). As can be seen from Equation (4), when the estimated proportional coefficient Pcest matches the proportional coefficient Pc, the component proportional to the AC reference signal SigBaseAC included in the residual signal SigRem becomes zero.
  • the signal before averaging SigBefAV is obtained.
  • the signal before averaging SigBefAV is represented by the following equation (5).
  • equation (5) for the sake of explanation, the suffix of the residual signal SigRem is n, and the suffix of the AC reference signal SigBaseAC is m.
  • the signal after averaging SigAftAV is obtained.
  • the signal after averaging SigAftAV is represented by the following equation (6).
  • a process of integrating one cycle of ⁇ d is performed.
  • the averaged signal SigAftAV can be transformed up to the third line of Equation (6).
  • formula (6) the formula inside the integral symbol is the product of sine functions. According to the sum-of-products formula, the product of sine functions is transformed into the sum of cosine functions.
  • Equation (6) can be transformed into equation (7) below.
  • Equation (7) The inside of the summation symbol in equation (7) is the sum of the squares of the amplitudes of the harmonic components of the AC reference signal SigBaseAC and has a positive value. Therefore, the expression (7) provides a value corresponding to the estimation error of the proportionality coefficient Pc. Therefore, by further time-integrating the result of equation (7), the estimated proportional coefficient Pcest can be obtained as shown in equation (8).
  • K represents integral gain.
  • the calculation result of the expression (7) can be converged to zero.
  • the estimated proportional coefficient Pcest when the calculation result of the equation (7) is zero matches the proportional coefficient Pc.
  • the proportionality coefficient Pc is a proportionality coefficient that converges to the true value of the electrical circuit constant to be measured, so the estimated proportionality coefficient Pcest that matches the proportionality coefficient Pc indicates the value of the electrical circuit constant to be measured. This means that the electric circuit constant to be measured can be measured by converging the estimated proportional coefficient Pcest to the proportional coefficient Pc.
  • the value of the estimated proportional coefficient Pcest at that time is output as the measurement result mes.
  • the measurement result mes is sent from the detection processing unit 151 to the motor control unit 110 as the resistance value R measurement result R_mes.
  • the motor control unit 110 uses the measurement result R_mes as the resistance value R in controlling the motor 91 .
  • "convergence" here includes not only the case where the values before and after the update match, but also the case where the difference between the values before and after the update becomes smaller than a sufficiently small threshold value.
  • the calculation result of the equation (7) becomes zero (passes zero) it may be regarded as "converged” without performing the convergence determination as described above.
  • the detection processing is performed in advance by the detection processing unit 151 while the motor 91 is operated in a predetermined operation pattern, and the convergence time of the estimated proportional coefficient Pcest at that time is measured to obtain the reference convergence time.
  • the value of the estimated proportional coefficient Pcest is updated with the calculated estimated proportional coefficient Pcest, and the updated estimated proportional coefficient Pcest is fed back to the multiplier 151c. do. Thereafter, similar processing is repeated until the estimated proportional coefficient Pcest converges to the proportional coefficient Pc.
  • the residual signal SigRem includes a disturbance signal SigDist caused by errors in electric circuit constant values other than those to be measured.
  • the residual signal SigRem can be expressed by Equation (9), which is the addition of the disturbance signal SigDist to the right side of Equation (4).
  • the disturbance signal SigDist can be expressed as a sum of a plurality of sine functions as expressed by Equation (10) below.
  • Ya(l) is the amplitude of the harmonic component of the disturbance signal SigDist
  • Yp(l) represents the phase of the harmonic component of the disturbance signal SigDist.
  • Equation (13) indicates that the AC reference signal SigBaseAC and the disturbance signal SigDist are orthogonal signals with a phase difference of ⁇ 90° between the harmonic components of each.
  • the phase difference is not limited to ⁇ 90°, and may be an odd multiple of ⁇ 90°.
  • the detection processing unit 151 that measures the electric circuit constant is configured as shown in FIG. Calculation, updating, and feedback of the estimated proportional coefficient Pcest are repeated until the estimated proportional coefficient Pcest converges to the proportional coefficient Pc, and the estimated proportional coefficient Pcest converges to the proportional coefficient Pc.
  • the AC reference signal SigBaseAC is not a simple sine wave but a combination of AC signals
  • the value of the proportionality coefficient Pc that is, the true value of the electric circuit constant to be measured can be obtained.
  • the two signals for measurement contain an AC component, the desired electric circuit constant can be measured without superimposing the signals for measurement during normal motor operation. ing. It goes without saying that the principle described above also holds true when the signal for measurement consists of only a simple sine wave signal that does not contain harmonic components, and similar measurements are possible.
  • FIG. 3 shows the operation of the detection processing unit 151, that is, the flow of the detection processing process.
  • the high-pass filter 151a and the high-pass filter 151b remove the DC components of the target signal SigDet and the reference signal SigBase input to the detection processing unit 151, respectively, and remove the AC target signal SigDetAC and the AC reference signal SigBaseAC, which are AC components.
  • a filtering process for extracting is performed (step ST101, filtering process).
  • step ST102 residual signal calculation step
  • the residual signal SigRem is multiplied by the AC reference signal SigBaseAC by the multiplier 151e, and the obtained result is averaged to obtain an averaged signal SigAftAV (step ST103, averaging process).
  • the integrator 151g performs integration processing on the averaged signal SigAftAV (step ST104, integration processing step). Since the value of the estimated proportional coefficient Pcest is calculated based on the result of this integration processing, the estimated proportional coefficient Pcest is updated with the calculated value.
  • step ST105 convergence determination step. If it is determined not to have converged, the updated estimated proportional coefficient Pcest is output to the multiplier 151c and fed back (step ST106), and if it is determined to have converged, the updated estimated proportional coefficient Pcest is Output as a measurement result (step ST107). Note that the convergence determination process may be omitted. In this case, the response of the control system is designed taking into consideration the convergence delay.
  • the detection processing unit 151 of FIG. 2 when the target signal SigDet and the reference signal SigBase are only DC components, the outputs of the high-pass filters 151a and 151b become zero, and the convergence processing of the estimated proportional coefficient Pcest stops. .
  • the convergence process of the estimated proportionality factor Pcest stops in this way other periodicity can be used.
  • the resistance value R is measured as in the example shown in FIG. 1, the acceleration/deceleration cycle of the motor 91 is regarded as one cycle from the current waveform accompanying the acceleration/deceleration of the motor 91 shown in FIG. 5A.
  • an AC component can be obtained by converting the DC component.
  • the q-axis voltage and the q-axis current described above do not behave in the same phase as the d-axis current, except when special conditions are satisfied.
  • the q-axis current is converted to torque and converted to machine speed via the mechanical model transfer characteristics of the load, including the motor 91 itself.
  • the transfer characteristic of a mechanical model is that of an integral element due to inertia. Therefore, between the motor torque, which is an input signal to the machine model, and the machine speed, which is an output signal of the machine model, a 90° phase difference occurs between the AC components of the input and output signals.
  • Motor torque is proportional to q-axis current
  • mechanical speed is proportional to electrical angular velocity.
  • the q-axis current and the electrical angular velocity are in phase.
  • the q-axis current and electrical angular velocity are expected to have a phase difference of 90°.
  • the product of the q-axis current and the electrical angular velocity is considered to become zero by averaging in many cases.
  • a low-pass filter process may be performed in which a frequency sufficiently lower than the frequency of the AC target signal SigDetAC is set as the cutoff frequency.
  • the cutoff frequency may be set to the reciprocal of the current change period associated with the acceleration/deceleration of the motor 91 .
  • the resistance value R is used as the electric circuit constant to be measured.
  • various electrical circuit constants can be measured.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the electrical circuit constant to be measured and the target signal and reference signal used for measurement.
  • the d-axis voltage signal vd and the q-axis voltage signal vq of the target signal may be replaced with the d-axis voltage command vd* and the q-axis voltage command vq*, respectively.
  • a desired electric circuit constant can be measured by selecting the target signal SigDet and the reference signal SigBase according to the correspondence shown in FIG. In actual measurement, it is possible to manually select the target signal SigDet and the reference signal SigBase.
  • Selection means may be provided for selecting the target signal SigDet and the reference signal SigBase required for measurement from the corresponding relationship and the electric circuit constant to be measured input by the user. By providing such storage means and selection means, it is possible to automatically select the target signal SigDet and the reference signal SigBase.
  • the proportional coefficient Pc is equal to the resistance value R of the electric circuit to be measured. It is sufficient if the electric circuit constant can be calculated.
  • the proportional coefficient Pc may be a constant multiple of the electric circuit constant to be measured, or may be the reciprocal. In this case, a current component caused by an electric circuit constant other than the object to be measured is regarded as noise and treated as a noise component, and a current component caused by the electric circuit constant to be measured is used as a target signal.
  • the detection processing unit 151 can measure electric circuit constants while eliminating the effects of errors contained in electric circuit constants other than those to be measured. Measurements of electrical circuit constants can also be performed in parallel. For example, when the q-axis current signal iq has some AC component, the q-axis current signal iq is used as a reference signal and the q-axis voltage signal vq is used as a target signal while measuring the resistance value R, and the q-axis current signal iq is used as a reference signal.
  • the q-axis inductance Lq can be simultaneously measured using the d-axis voltage signal vd as the target signal.
  • the electrical angular velocity signal ⁇ re as a reference signal
  • the q-axis voltage signal vq as a target signal
  • FIG. 5 shows the configuration of a data control device that enables such simultaneous measurements.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a motor control device in another example of the first embodiment.
  • electric circuit constant measurement unit 1501 includes detection processing unit 151 for measuring resistance value R, detection processing unit 152 for measuring induced voltage constant ⁇ , and q-axis inductance value Lq.
  • a detection processing unit 153 for measurement is provided.
  • the detection processing unit 152 receives the electrical angular velocity signal ⁇ re as a reference signal and the q-axis voltage command vq* as a target signal.
  • the detection processing unit 152 performs the above-described detection processing on the input electrical angular velocity signal ⁇ re and q-axis voltage command vq*, and outputs the measurement result ⁇ _mes of the induced voltage constant ⁇ .
  • the detection processing unit 153 receives the q-axis current signal iq as the reference signal and the d-axis voltage command vd* as the target signal.
  • the detection processing unit 153 performs the above detection processing on the input q-axis current signal iq and d-axis voltage command vd*, and outputs the measurement result Lq_mes of the q-axis inductance value Lq.
  • the measurement results R_mes, ⁇ _mes, and Lq_mes are sent to the motor control section 110 and used to control the motor 91 .
  • the detailed configuration of the detection processing units 152 and 153 is the same as the configuration of the detection processing unit 151 shown in FIG.
  • FIGS. 6A to 6C are diagrams showing examples of operating waveforms according to Embodiment 1.
  • FIG. 6A shows results of time-series data of various signal waveforms when the rotor position of the motor 91 is controlled.
  • FIG. 6B shows results of time-series data of various signal waveforms related to the measurement of the resistance value R.
  • FIG. 6C shows results of time-series data of various signal waveforms related to the measurement of the induced voltage constant ⁇ .
  • the topmost waveform in FIG. 6A shows the rotor position when the rotor position (rotation angle ⁇ ) of the motor 91 is controlled.
  • the pattern of returning to 0 (positioning operation) shall be repeated.
  • the time required for one reciprocation of the rotor position is defined as one cycle.
  • the electrical angular velocity signal ⁇ re and its AC component ⁇ reAC have waveforms as shown in the second row from the top.
  • the q-axis current signal iq and its AC component iqAC have waveforms as shown in the third row from the top.
  • the q-axis voltage command vq* and its AC component vq*AC have waveforms as shown at the bottom.
  • FIG. 6B shows the movement of each signal of the detection processing section when measuring the resistance value R.
  • the AC component of the q-axis current signal iq is used as the AC reference signal SigBaseAC
  • the AC component of the q-axis voltage command vq* is used as the AC target signal SigDetAC.
  • the estimated proportional coefficient Pcest of the resistance value R which is the electrical circuit constant to be measured, converges to the true value, and the measurement can be performed. can be confirmed.
  • FIG. 6C shows the movement of each signal in the detection processing section when measuring the induced voltage constant ⁇ .
  • the AC component of the electrical angular velocity signal ⁇ re is used as the AC reference signal SigBaseAC
  • the AC component of the q-axis voltage command vq* is used as the AC target signal SigDetAC.
  • the estimated proportional coefficient Pcest of the induced voltage constant ⁇ which is the electrical circuit constant to be measured, converges to the true value, and the measurement can be performed. It can be confirmed that there is
  • FIGS. 6B and 6C are based on the signals having the waveforms shown in FIG. 6A and the data obtained therefrom.
  • Each signal having the waveform shown in FIG. 5A is obtained along with the normal positioning operation of the motor 91.
  • FIGS. 7A and 7B are diagrams for explaining inputs to the detection processing unit according to Embodiment 1.
  • FIG. 7A is a description of the input to the detection processing unit 151 described above. are typing.
  • the target signal SigDet may include the disturbance signal SigDist.
  • a subtractor 159 is provided in the preceding stage of the detection processing section 151, and the q-axis voltage command vq* is input to the detection processing section 151 via the subtractor 159.
  • the subtractor 159 calculates the voltage components other than the voltage drop due to the resistance value R, that is, the voltage drop due to the d-axis inductance value Ld and the voltage drop due to the induced voltage constant ⁇ from the q-axis voltage command vq*. Remove from voltage command vq*.
  • the detection processing by the detection processing unit 151 can be performed after removing the influence of the disturbance signal SigDist caused by the error included in the d-axis inductance value Ld and the induced voltage constant ⁇ .
  • the integration gain of the integrator 151g can be set high, the convergence of the estimated proportional coefficient Pcest can be accelerated and the measurement time can be shortened, as can be seen from Equation (8).
  • the measurement time of each electric circuit constant even when measuring multiple electric circuit constants at the same time, it is possible to shorten the measurement time of each electric circuit constant while suppressing the influence of errors that may be included in the electric circuit constants in the process of estimation. can.
  • the resistance value R and the induced voltage constant ⁇ change according to the temperature of the members of the motor 91 .
  • the temperature change of the members of the motor 91 has a relatively long time constant, often on the order of several minutes to several tens of minutes. If the frequency of the AC component of each signal used in the above-described detection process is high and the estimated proportionality coefficient Pcest converges sufficiently faster than the temperature change, the resistance will follow the change in the value of the electric circuit constant due to the temperature change.
  • the value R and the induced voltage constant ⁇ can be measured. That is, even in a situation where the electric circuit constant fluctuates due to the temperature change of the members of the motor 91, the desired electric circuit constant value can be measured by the detection processing according to the first embodiment.
  • the measurement of electric circuit constants by the detection process according to Embodiment 1 can be freely combined with a conventional electric circuit constant measurement method such as that described in Patent Document 1, for example.
  • a conventional electric circuit constant measurement method such as that described in Patent Document 1, for example.
  • the detection processing according to the first embodiment is used to It is conceivable to measure circuit constants and use the measurement results for measurements by conventional electric circuit constant measurement methods.
  • the induced voltage constant ⁇ is measured by the detection process according to the first embodiment to obtain the measurement result ⁇ _mes, and in the measurement of the resistance value R by the conventional electric circuit constant measurement method, the measurement result ⁇ _mes is used to obtain the resistance value A measurement of R is made.
  • the measurement result ⁇ _mes converges to the true value of the induced voltage constant ⁇ , so the error is very small. can be performed with high accuracy.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a hardware configuration that implements each functional unit according to the first embodiment;
  • Each functional unit according to the first embodiment is mainly composed of a processor 71, a memory 72 as a main storage device, and an auxiliary storage device 73.
  • the processor 71 includes, for example, a CPU (Central Processing Unit), an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), a DSP (Digital Signal Processor), and an FPGA (Field Programmable Gate Array).
  • CPU Central Processing Unit
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • DSP Digital Signal Processor
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • the memory 72 is composed of a volatile storage device such as a random access memory
  • the auxiliary storage device 73 is composed of a non-volatile storage device such as a flash memory or a hard disk.
  • a predetermined program to be executed by the processor 71 is stored in the auxiliary storage device 73, and the processor 71 appropriately reads and executes this program to perform various arithmetic processing.
  • the predetermined program is temporarily stored in the memory 72 from the auxiliary storage device 73 , and the processor 71 reads the program from the memory 72 .
  • Various arithmetic processing of the control system according to Embodiment 1 is realized by the processor 71 executing a predetermined program as described above.
  • the result of arithmetic processing by the processor 71 is temporarily stored in the memory 72 and then stored in the auxiliary storage device 73 according to the purpose of the executed arithmetic processing.
  • each functional unit according to Embodiment 1 has an interface 74 for inputting signals and data from the outside and for outputting them to the outside.
  • this detection process uses AC signals that can be obtained by normal motor control, such as current signals and voltage commands. It can be performed.
  • the electric circuit constant measurement method in Embodiment 1 can also be applied to motor control that does not use an encoder, such as sensorless control.
  • the values of electric circuit constants required for this estimation are measured using the detection processing according to the first embodiment.
  • electrical circuit constants such as resistance values that have been measured with higher accuracy
  • the state quantity of the motor can also be estimated with higher accuracy. This makes it possible to suppress speed estimation errors and destabilizing phenomena such as step-out during low-speed operation.
  • an angular velocity signal is required as a reference signal, but in the case of sensorless control, an estimated value of the angular velocity signal by an observer may be used.
  • the permanent magnet synchronous motor as shown in the formula (1) has been described as an example. can be utilized.
  • Embodiment 2 has a motor temperature protection function in addition to the configuration of Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 9 is a configuration diagram of a motor control device according to the second embodiment.
  • Motor control device 200 includes motor control section 110 and electric circuit constant measurement section 250 .
  • the motor control device 200 includes a temperature calculation section 260 and a protection judgment section 201 .
  • the electric circuit constant measurement unit 250 includes detection processing units 251 , 252 and 253 .
  • the detection processing unit 251 calculates a measurement result R_mes of the resistance value R using the q-axis current signal iq as a reference signal and the q-axis voltage command vq* as a target signal.
  • the detection processing unit 252 calculates a measurement result ⁇ _mes of the induced voltage constant ⁇ using the electrical angular velocity signal ⁇ re as a reference signal and the q-axis voltage command vq* as a target signal.
  • the detection processing unit 253 uses the q-axis current signal iq as a reference signal and the d-axis voltage command vd* as a target signal to calculate a measurement result Lq_mes of the q-axis inductance value Lq.
  • the detection processing units 251, 252, and 253 output the calculated measurement results R_mes, ⁇ _mes, and Lq_mes to the motor control unit 110 and the temperature calculation unit 260, respectively.
  • the detailed configuration of the detection processing units 251, 252, and 253 is the same as the configuration of the detection processing unit 151 shown in FIG.
  • the temperature calculator 260 includes a winding temperature calculator 261 , a magnet temperature calculator 262 , and a core temperature calculator 263 .
  • a temperature calculation step is performed to calculate the temperature of the member.
  • the block showing the winding temperature calculation unit 261, the magnet temperature calculation unit 262, and the iron core temperature calculation unit 263 is described as "temperature calculation unit”.
  • the winding temperature calculator 261 receives the measurement result R_mes of the resistance value R and calculates the winding temperature T_wire of the winding of the motor 91 from the measurement result R_mes.
  • the magnet temperature calculator 262 receives the measurement result ⁇ _mes of the induced voltage constant ⁇ , and calculates the magnet temperature T_mag of the permanent magnet (rotor magnet) of the rotor of the motor 91 from the measurement result ⁇ _mes.
  • the iron core temperature calculator 263 receives the measurement result Lq_mes of the q-axis inductance value Lq, and calculates the iron core temperature T_core of the iron core of the motor 91 from the measurement result Lq_mes.
  • the magnet temperature calculator 262 is used when the motor 91 includes permanent magnets, such as when the motor 91 is a permanent magnet synchronous motor.
  • FIG. 10A is a diagram showing an example of the temperature characteristics of the resistance value of the motor
  • FIG. 10B is a diagram showing an example of the temperature characteristics of the induced voltage constant of the motor
  • FIG. 10C is a diagram showing the temperature characteristics of the q-axis inductance value of the motor. It is a figure which shows an example.
  • the resistance value R winding resistance, here equal to the measurement result R_mes
  • the winding temperature T_wire can be calculated from the obtained measurement result R_mes.
  • the magnet temperature T_mag can be calculated from the measurement result ⁇ _mes. This utilizes the fact that the magnetic force of the rotor magnet decreases as the temperature rises. A decrease in the induced voltage constant ⁇ means an increase in the magnet temperature T_mag.
  • the inductance value is also temperature dependent. This is due to the temperature dependency of the magnetic permeability of the stator iron core of the motor 91.
  • the iron core temperature T_core rises, the magnetic permeability decreases and the inductance value (q-axis inductance value Lq) decreases. Therefore, the iron core temperature T_core can be calculated from the measurement result Lq_mes.
  • the winding temperature calculation unit 261, the magnet temperature calculation unit 262, and the iron core temperature calculation unit 263 output the calculated winding temperature T_wire, magnet temperature T_mag, and iron core temperature T_core to the protection determination unit 201, respectively.
  • the protection determination unit 201 performs a protection operation based on the temperature information of each member of the motor 91, that is, the winding temperature T_wire, the magnet temperature T_mag, and the iron core temperature T_core. For example, since the loss of a motor increases as the current or output increases, control is performed to suppress these losses.
  • FIG. 9 shows an example of transmitting a protection command PR* from the protection determination unit 201 to the speed control unit 113 as an example of the protection operation.
  • the speed control unit 113 Upon receiving the protection command PR*, the speed control unit 113 performs control so that the speed of the motor 91 is equal to or lower than a predetermined value, and limits the current through this control.
  • power supply to the entire motor 91 may be stopped to perform an emergency stop of control.
  • the content of protection and the implementation conditions for protection by the protection determination unit 201 are determined in advance. For example, when the temperature of a specific member of the motor 91 exceeds a predetermined threshold value, the above protection operation is set.
  • the implementation conditions and content of protection may be set by focusing on the temperature of a specific member with the smallest temperature margin. In this case, it is not always necessary to provide three types of temperature calculators as shown in FIG. 9, and the temperature calculator 260 may be configured to acquire only the temperature of the specific member.
  • the motor 91 is a permanent magnet synchronous motor, the temperature resistance of the rotor magnet is relatively lower than that of other members in many cases. If set, more reliable motor protection can be achieved.
  • the rotor magnet is a member that rotates, and it is difficult to install a temperature sensor that directly measures the temperature of the rotor magnet.
  • protection determination unit 201 may be provided in the motor control device 200, or may be provided in an external device (not shown) to acquire temperature information and perform protection operations via an input/output interface (not shown). You can let
  • each electric circuit constant can be measured independently and accurately, so the temperature of each member of the motor can also be calculated accurately at the same time.
  • the temperature of each member of the motor can also be calculated by estimation calculation using a thermal network model in which loss due to current is input.
  • changes in the installation environment and ambient temperature may affect the accuracy of the results obtained.
  • the temperature calculation shown in the second embodiment is not affected by such an influence, and the accuracy of the temperature calculation can be ensured.
  • a thermal network model can be obtained. You can also use it to build your own.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of a motor control device according to the third embodiment.
  • Motor control device 300 includes motor control section 310 and electric circuit constant measurement section 350 . Further, motor control device 300 includes torque estimator 301 .
  • the motor control unit 310 differs from the motor control unit 110 of the first embodiment in that the position control unit 111 and the speed control unit 113 are replaced with the torque control unit 311 and the speed calculation unit 112 is not provided.
  • the torque control unit 311 generates and outputs a d-axis current command id* and a q-axis current command iq* using an external torque command Tq* and an estimated torque signal Tq_est, which will be described later.
  • the electric circuit constant measurement unit 350 includes detection processing units 352 , 353 and 354 .
  • the detection processing unit 352 calculates a measurement result ⁇ _mes of the induced voltage constant ⁇ using the electrical angular velocity signal ⁇ re as a reference signal and the q-axis voltage command vq* as a target signal.
  • the detection processing unit 353 uses the q-axis current signal iq as a reference signal and the d-axis voltage command vd* as a target signal to calculate a measurement result Lq_mes of the q-axis inductance value Lq.
  • the detection processing unit 354 uses the d-axis current signal id as a reference signal and the q-axis voltage command vq* as a target signal to calculate a measurement result Ld_mes of the d-axis inductance value Ld.
  • Detection processing units 352 , 353 , and 354 output the calculated measurement results ⁇ _mes, Lq_mes, and Ld_mes to motor control unit 310 and torque estimation unit 301 , respectively.
  • the detailed configuration of the detection processing units 352, 353, and 354 is the same as the configuration of the detection processing unit 151 shown in FIG.
  • Torque estimation unit 301 receives measurement results ⁇ _mes, Lq_mes, and Ld_mes from detection processing units 352 , 353 , and 354 , and receives d-axis current signal id and q-axis current signal iq from coordinate transformation unit 116 of motor control unit 310 . is entered. Torque estimator 301 utilizes the fact that the motor torque is expressed as the product of the q-axis current and the induced voltage constant, and multiplies the q-axis current signal iq and the measurement result ⁇ _mes to obtain an estimated value of the torque of motor 91.
  • Torque estimator 301 outputs the generated estimated torque signal Tq_est to torque controller 311 of motor controller 310 .
  • the torque control unit 311 uses the estimated torque signal Tq_est as feedback of the torque of the motor 91, and generates the d-axis current command id* and the q-axis current command iq* so that the estimated torque signal Tq_est and the torque command Tq* match. Output.
  • the current command generation system is designed to satisfy these, so it cannot be generalized. It is configured to generate a q-axis current command iq* by PI control (proportional/integral control) for the difference from Tq_est.
  • PI control proportional/integral control
  • the torque estimation is performed with equation (14).
  • P is the number of pole pairs of the motor 91 .
  • the first term on the right side of equation (14) indicates the torque due to the magnetic flux of the magnet, and the second term on the right side indicates the reluctance torque.
  • the electric circuit constants that serve as the basis for torque estimation in the third embodiment are: It is measured by the above-described detection processing, and the measurement following the temperature change is performed. Therefore, the torque estimation in the third embodiment is also performed in accordance with the temperature change, and the torque control using the torque estimation in the third embodiment is also performed in response to the temperature change. Therefore, by using torque estimation and feedback processing according to the third embodiment, it is possible to suppress torque fluctuations caused by temperature changes.
  • an embedded magnet type permanent magnet synchronous motor has been described as an example. It can have a simple configuration. That is, when no reluctance torque is generated, the torque command Tq* and the q-axis current command iq* have the relationship shown in Equation (15). From the equation (15), if the measurement result ⁇ _mes of the induced voltage constant ⁇ is known, the q-axis current command iq* can be easily calculated from the torque command Tq*.
  • the torque estimator 301 is omitted, and the measurement result ⁇ _mes of the detection processor 352 is output to the torque controller 3111 of the motor controller 310 .
  • Torque control unit 3111 outputs q-axis current command iq* obtained by performing calculation according to equation (15) to current control unit 117 . When no reluctance torque is generated, this configuration achieves torque control.
  • Embodiment 3 even if the temperature of each member changes as the motor continues to operate, torque control that follows the temperature change is performed.
  • torque control that follows the temperature change is performed.
  • a decrease in accuracy of torque control due to temperature changes is prevented. For this reason, it is possible to prevent the deterioration of manufacturing quality, and it is possible to manufacture with high quality.
  • FIG. 13 is a configuration diagram of a motor control device according to the fourth embodiment.
  • Motor control device 400 includes motor control section 410 and electric circuit constant measurement section 450 .
  • the motor control device 400 includes a vibration command generation section 401 and an input interface section 402 .
  • the motor control section 410 differs from the motor control section 110 of the first embodiment in that the speed control section 113 is replaced with the speed control section 413 .
  • Vibration command AR* is input to speed control unit 413.
  • speed control unit 413 converts a vibration signal corresponding to vibration command AR* to q-axis current command iq*. add to
  • the excitation signal is added to the q-axis current command iq*, the q-axis voltage command vq* also oscillates due to the current control operation of the minor loop and can be used for detection processing.
  • the q-axis current command and the q-axis voltage command subjected to vibration processing are referred to as the q-axis current command iq** and the q-axis voltage command vq** for distinction.
  • the q-axis current command iq** is set to start according to the vibration command AR*.
  • the electric circuit constant measurement unit 450 includes a detection processing unit 451 .
  • the detection processing unit 451 calculates a measurement result R_mes of the resistance value R using the q-axis current signal iq as a reference signal and the q-axis voltage command vq** as a target signal.
  • the detailed configuration of the detection processing unit 451 is the same as the configuration of the detection processing unit 151 shown in FIG.
  • the detection processing unit 451 receives the excitation phase ⁇ a from the excitation command generation unit 401 .
  • the excitation phase ⁇ a is a reference phase in the averaging process by the averaging processor 151f shown in FIG.
  • the detection processing section 451 outputs the calculated measurement result R_mes to the motor control section 410 .
  • the vibration command generator 401 turns on/off the vibration command AR* in accordance with an on/off command from the outside, such as a host control device.
  • the ON/OFF command is input to the vibration command generating section 401 via the input interface section 402 section.
  • the vibration command AR* is input to the speed control unit 413, and the vibration signal is added to the q-axis current command iq*.
  • a configuration in which the vibration command AR* is input to the control unit 111 may be employed. In this case, the vibration signal is added to the speed command ⁇ rm*. Further, the configuration may be such that the excitation command AR* is input to the current control section 117 . In these cases as well, the effects of the above-described excitation can be obtained in the same manner as in the fourth embodiment.
  • the frequency of the AC components of the current and voltage that accompanies this is determined depending on the operating pattern of the motor. At this time, the frequency of the AC component may become very low depending on the operation pattern. If the frequency of the AC component is too low, the convergence of the estimated proportionality coefficient Pcest may be delayed in the measurement of the electric circuit constants using the detection process, resulting in a longer measurement time. In addition, when there is a change in temperature, there is a possibility that the ability to follow changes in electric circuit constants due to temperature changes will be insufficient.
  • the convergence time of the estimated proportional coefficient Pcest can be shortened by applying a vibration set to a frequency higher than the AC components of the current and voltage that occur during normal operation, which in turn shortens the time required to measure the electric circuit constants. can be shortened.
  • the excitation has the effect of accelerating the measurement of the electric circuit constants, but the measurement of the electric circuit constants can be continued even if any excitation is turned off.
  • an ON/OFF command to the vibration command generation unit 401 is input each time via the input interface unit 402. , may be set as parameters in advance and stored in a memory or the like (not shown in FIG. 13). For example, if the flag is "1", the vibration process is performed, and if it is "0", the vibration process is not performed. The above flag setting may be performed via the input interface unit 402 . Even if the above flag is set to "perform the vibration process", the configuration may be such that vibration is performed only when it is determined that there is no problem with the vibration due to the operating state of the motor 91. FIG. Even with these configurations, effects similar to those of the fourth embodiment can be obtained.
  • Motor control device 400 shown in FIG. 13 vibrates the q-axis current command, but vibrates the d-axis current command as in another example of the fourth embodiment shown in FIG. good too.
  • a speed control unit 413 receives an excitation command AR*, generates a d-axis current command id* and a q-axis current command iq*, and responds to the excitation command AR*.
  • the excitation signal is added to the d-axis current command id*.
  • the d-axis current command and d-axis voltage command subjected to vibration processing are described as d-axis current command id** and d-axis voltage command vd**.
  • the d-axis current command id** is set to start according to the vibration command AR*.
  • a motor control device 4001 is provided with a detection processing section 4511 in an electric circuit constant measurement section 4501 .
  • the detection processing unit 4511 calculates the measurement result R_mes of the resistance value R using the d-axis current signal id as a reference signal and the d-axis voltage command vd** as a target signal.
  • the detection processing unit 4511 receives the excitation phase ⁇ a from the excitation command generation unit 401 .
  • the detection processing unit 4511 outputs the calculated measurement result R_mes to the motor control unit 410 and the induced voltage constant calculation unit 480 .
  • the detailed configuration of the detection processing unit 4511 is the same as the configuration of the detection processing unit 151 shown in FIG.
  • the induced voltage constant calculator 480 calculates the induced voltage constant ⁇ using the measurement result R_mes, and performs the processing shown in the following equation (16).
  • fav represents a function for calculating an average value (averaging process).
  • ⁇ _mes2 is an induced voltage constant calculated by the method of equation (16), and is added with a subscript “2” to distinguish it from the measurement result ⁇ _mes of the detection processing unit 152 or the like.
  • the induced voltage constant calculator 480 subtracts the voltage drop due to the q-axis current and resistance from the q-axis voltage command vq* to obtain the residual voltage, and calculates the average value of the residual voltage.
  • the residual voltage before the averaging process includes an interference voltage ( ⁇ re ⁇ Ld ⁇ id) to the q-axis voltage due to the oscillating d-axis current, because it is composed only of AC components. The effect is removed by the averaging process.
  • there is a transient term but if the q-axis current is constant, the transient term can be ignored.
  • the motor control device 4001 shown in FIG. 14 can reduce torque ripple and noise compared to the q-axis side excitation performed by the motor control device 400 .
  • the induced voltage constant ⁇ is calculated by dividing the induced voltage by the electrical angular velocity, the higher the electrical angular velocity, the higher the induced voltage. is relatively affected by the accuracy of other electric circuit constants, particularly by the accuracy of the resistance value R.
  • the d-axis current command id* is subjected to vibration processing and the resistance value R is measured. ⁇ can be calculated. Further, by utilizing the property of measuring electric circuit constants by the above-described detection processing, the accuracy of the dq-axis inductance (Ld ⁇ Lq) is not affected. It goes without saying that the average value calculation described in equation (16) is for removing the interference component to the q-axis side due to the d-axis current, and can be replaced by a low-pass filter.
  • Embodiment 5 adds a configuration for outputting to the outside the electric circuit constants obtained by the methods described in Embodiments 1 to 4 and information such as temperature information calculated based thereon.
  • FIG. 13 is a configuration diagram of a motor control device according to the fifth embodiment.
  • Motor control device 500 includes motor control section 110 and electric circuit constant measurement section 550 . Furthermore, the motor control device 500 includes a temperature calculation section 560 and an output interface section 503 .
  • An electric circuit constant measurement unit 550 is obtained by omitting the detection processing units 252 and 253 from the electric circuit constant measurement unit 250 of the second embodiment.
  • the detection processing unit 551 is the same as the detection processing unit 251 of the second embodiment, and uses the q-axis current signal iq as a reference signal and the q-axis voltage command vq* as a target signal to calculate the measurement result R_mes of the resistance value R. .
  • the detection processing unit 551 outputs the measurement result R_mes to the motor control unit 110 and the temperature calculation unit 560 .
  • the temperature calculation unit 560 receives the measurement result R_mes of the resistance value R, and calculates the winding temperature T_wire of the winding of the motor 91 from the measurement result R_mes, like the temperature calculation unit 260 of the second embodiment. Temperature calculation unit 560 outputs the calculated winding temperature T_wire to output interface unit 503 and display unit 504 . Although only the winding temperature T_wire is calculated here, the magnet temperature T_mag and the iron core temperature T_core may be calculated in the same manner as in the second embodiment.
  • the output interface unit 503 transmits temperature information such as the winding temperature T_wire to an external server device (not shown) or the like. This makes it possible to protect the motor 91 from overheating, monitor the temperature around the motor, and the like, by using temperature information such as the winding temperature T_wire.
  • Information to be output via the output interface unit 503 is not limited to winding temperature information, and may be other information such as temperatures of other constituent members, measured electric circuit constants, motor torque, or a combination thereof. There may be.
  • the output interface unit 503 can transmit information about a plurality of electric circuit constants measured using the detection processing in each of the above-described embodiments. Also, such information can be transmitted during normal operation of the motor. The same applies to the temperature information of each member that constitutes the motor 91 .
  • Processing that would be difficult with a single motor control device can be realized by sending information to an external server device, such as failure judgment and remaining life judgment that combine this information, and high-load processing such as AI (Artificial Intelligence) that realizes these. . Since the information can be transmitted during normal operation of the motor, it is not necessary to stop the device using the motor to measure the electrical circuit constants. In addition, there is no need to conduct a dedicated energization for measuring electric circuit constants, which contributes to highly responsive judgment processing without time delay.
  • AI Artificial Intelligence
  • the display unit 504 displays the measured electric circuit constants and the temperature calculated using them.
  • the display unit 504 has the meaning of visualizing the information in the motor control unit 110, and can contribute to the protection of the motor 91 by, for example, confirming the temperature rise of the motor 91 and manually performing an emergency stop.
  • Embodiment 6 will be described with reference to FIG. 1 to 15 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • each component having a specific function operates in cooperation to realize electric circuit constant measurement by motor control and detection processing.
  • the motor control described in the first to fifth embodiments, the measurement of electric circuit constants using the detection process, and the like are combined with the signal processing of the program executed on the processor and the signal processing provided on the processor. Each function is realized as a result of signal processing in the logic circuit.
  • the motor control device 600 includes a microprocessor 670 that performs various calculations, an input interface section 602 that receives input signals from the outside to the microprocessor 670, and an output interface section 603 that outputs output signals from the microprocessor 670 to the outside. , and a display 604 for displaying information from the microprocessor 670 .
  • microprocessor 670 executes operations for realizing motor control unit 110 and the like and electric circuit constant measurement unit 150 and the like described in the first to fifth embodiments.
  • the input interface unit 602 accepts any input signal such as an on/off command from the outside, a control command for controlling the motor 91, a command to stop the motor 91, etc., and transmits the signal to the microprocessor 670. .
  • the output interface unit 603 receives an arbitrary output signal such as temperature information as described in the second or fifth embodiment from the microprocessor 670 and outputs it to the outside.
  • the display unit 604 displays the measured electric circuit constants, the temperature calculated using the measured electric circuit constants, and the like in response to instructions from the microprocessor 670 .
  • the sixth embodiment replaces the configuration having the same functions as those of the first to fifth embodiments with signal processing by a microprocessor, it is possible to obtain the same effects as those of the first to fifth embodiments.

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Abstract

モータの制御において、電気回路定数を高精度で測定することができるモータ制御装置およびモータ制御方法を得ることを目的とする。　モータ制御装置（１００）は、抵抗値（Ｒ）など、モータ（９１）の電気回路の電気回路定数を測定する電気回路定数測定部（１５０）を備えたモータ制御装置であって、電気回路定数測定部（１５０）は、基準信号としてのｑ軸電流信号ｉｑと、対象信号としてのｑ軸電圧指令ｖｑ＊とを入力とし、抵抗値（Ｒ）とｑ軸電流信号ｉｑの積からなる信号成分を同期検波によりｑ軸電圧指令ｖｑ＊から取り出して、抵抗値（Ｒ）を測定する検波処理部（１５１）を備える。

Description

モータ制御装置およびモータ制御方法、電気回路定数測定装置および電気回路定数測定方法
　本願は、モータ制御装置およびモータ制御方法、電気回路定数測定装置および電気回路定数測定方法に関するものである。
　モータは、インバータより電力供給を受けてトルクを発生し、このトルクにより負荷装置へ駆動力を供給する。モータが電力供給を受けた時に発生するトルクは、モータを流れる電流に依存するので、モータを制御するモータ制御装置は、所定の電流がモータに流れるように制御指令を演算し、演算した制御指令をインバータに出力する。このようなモータ制御の実現に際しては、モータの電気回路定数を正確に入手したいというニーズがある。
　上記のニーズの一例として、センサレス制御が挙げられる。センサレス制御では、モータ制御に必要な状態量、すなわちモータ回転子の角度および速度などを取得する際、これらの状態量をセンサにより検出する代わりに、電気回路定数を用いて上記の状態量を推定する。この場合、電気回路定数をより高い精度で取得するほど、上記の状態量の推定を精度よく行うことができる。状態量の推定の精度を向上させると、モータ制御の安定性も向上させることができる。
　状態量の推定の基礎となる電気回路定数の値は、設計データの利用、または実運用前における測定処理の実施などにより取得されるが、電気回路定数の値は、モータの運転中に変動し得る。例えば、モータの固定子巻線の抵抗値(以後、固定子巻線抵抗値と記載する)は、モータ内部の固定子巻線に電流が流れたとき、抵抗損失によって生じた発熱による温度上昇に伴って変動してしまう。固定子巻線抵抗値を含む電気回路定数の値の変動は、状態量の推定の精度に悪影響を与える可能性がある。
　モータ運転中の固定子巻線抵抗値の測定に関しては、モータの電気回路モデルに立脚し、抵抗による電圧降下を利用して演算を行うものがある（例えば、特許文献１参照）。これは、抵抗による電圧降下の値を電流値で除して抵抗値を得るものである。具体的には、ｑ軸電圧の電圧値から、インダクタンスによる電圧降下（ｄ軸インダクタンスのインダクタンス値とｄ軸電流の電流値との積）、および誘起電圧（誘起電圧定数と回転子の電気角速度との積）を減じて抵抗による電圧降下を算出し、算出された抵抗による電圧降下をｑ軸電流の電流値で除して抵抗値を得る。
国際公開第２０１８／０１６４４８号公報（明細書段落００３８―００４０）
　上記の方法によれば、モータ運転中に時々刻々と変化するｑ軸電圧、ｄ軸電流、およびｑ軸電流の値を用いて、モータ運転中の固定子巻線抵抗値を測定できる。しかしながら、上記の方法では、測定対象の電気回路定数（この場合は固定子巻線抵抗値）以外の電気回路定数、すなわち固定子巻線抵抗値の測定の基礎となる他の電気回路定数の値ついては一定としている。実際には、例えば誘起電圧定数値およびインダクタンス値は、抵抗値と同様に温度に依存して変動するものである。さらにインダクタンス値は、磁束の飽和により電流に応じて値が容易に変動する。上記の方法においてはこれらの時間変化および温度依存性を無視しているが、測定の基礎となる電気回路定数に変動が生じている場合、測定に用いられる電気回路定数の値は誤差を含むこととなり、測定対象の電気回路定数の測定の精度が低下する虞がある。上記の方法において式変形により測定対象を誘起電圧定数またはインダクタンス値としても、測定対象以外の電気回路定数の変動を無視するという点に変わりはないため、同様の問題が起こり得る。
　本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、モータの制御において、電気回路定数を高精度で測定することができるモータ制御装置およびモータ制御方法、電気回路定数測定装置および電気回路定数測定方法を得ることを目的とする。
　本願に開示されるモータ制御装置は、被測定モータの電気回路の電気回路定数を測定する電気回路定数測定部を備えたモータ制御装置であって、電気回路定数測定部は、被測定モータの電気回路における状態量をそれぞれ示す状態量信号のうち、交流成分を有する第１の状態量信号と、交流成分を有し、測定対象の電気回路定数を含む係数と第１の状態量信号の積からなる信号成分を含む第２の状態量信号とを入力とし、上記信号成分を同期検波により第２の状態量信号から取り出して、上記係数から測定対象の電気回路定数を測定する検波処理部を備えたものである。
　また、本願に開示されるモータ制御方法は、被測定モータの電気回路の電気回路定数を測定する電気回路定数測定工程を備えたモータ制御方法であって、電気回路定数測定工程は、被測定モータの電気回路における状態量をそれぞれ示す状態量信号のうち、交流成分を有する第１の状態量信号と、交流成分を有し、測定対象の電気回路定数を含む係数と第１の状態量信号の積からなる信号成分を含む第２の状態量信号とを入力とし、上記信号成分を同期検波により第２の状態量信号から取り出して、上記係数から測定対象の電気回路定数を測定する検波処理工程を備えたものである。
　本願に開示されるモータ制御装置およびモータ制御方法によれば、モータの制御において、電気回路定数を高精度で測定することができる。
実施の形態１におけるモータ制御装置の構成図である。 実施の形態１に係る検波処理部の構成図である。 実施の形態１に係る検波処理部の動作を示すフロー図である。 測定対象の電気回路定数と、測定に利用する対象信号および基準信号との関係を示す図である。 実施の形態１の他の例におけるモータ制御装置の構成図である。 実施の形態１に係る動作波形の一例を示した図である。 実施の形態１に係る動作波形の一例を示した図である。 実施の形態１に係る動作波形の一例を示した図である。 実施の形態１に係る検波処理部への入力を説明する図である。 実施の形態１に係る検波処理部への入力を説明する図であり、抵抗値による電圧降下以外の電圧成分を入力前に取り除く場合の図である。 実施の形態１に係る各機能部を実現するハードウェア構成の例を示す図である。 実施の形態２におけるモータ制御装置の構成図である。 モータの抵抗値の温度特性の一例を示す図である。 モータの誘起電圧定数の温度特性の一例を示す図である。 モータのｑ軸インダクタンス値の温度特性の一例を示す図である。 実施の形態３におけるモータ制御装置の構成図である。 実施の形態３の他の例におけるモータ制御装置の構成図である。 実施の形態４におけるモータ制御装置の構成図である。 実施の形態４の他の例におけるモータ制御装置の構成図である。 実施の形態５におけるモータ制御装置の構成図である。 実施の形態６におけるモータ制御装置の構成図である。
実施の形態１．
　実施の形態１を図１から図８に基づいて説明する。図１は、実施の形態１におけるモータ制御装置の構成図である。説明のため、制御対象のモータなど、モータ制御装置以外の構成も図１には記載している。モータ制御装置１００は、モータ回路の電気回路定数を用いてモータ９１、すなわち被測定モータを制御するモータ制御装置であり、モータ制御部１１０および電気回路定数測定部１５０を備える。
　なお、実施の形態１ではモータ制御装置１００がモータ制御部１１０と電気回路定数測定部１５０の両方を備える構成としているが、電気回路定数測定部１５０を別個の装置（電気回路定数測定装置）としてもよい。この場合、上記電気回路定数測定装置はモータ制御装置を介して、あるいはモータ９１から直接、モータ９１の状態量信号を受信し、モータ回路の電気回路定数を測定することとなる。
　モータ９１には、モータ９１の回転子の位置を検出し、検出した上記回転子の位置を回転角度θとして出力を検出するエンコーダ９２が設けられている。また、モータ９１とモータ制御装置１００との間には、モータ制御装置１００の指令に応じてモータ９１に交流電力を供給するインバータ９４と、インバータ９４からモータ９１に流れる三相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の電流を検出する電流センサ９３が設けられている。電流センサ９３は、検出した各電流の電流値を示す電流信号を、ｕ相電流信号ｉｕ、ｖ相電流信号ｉｖ、およびｗ相電流信号ｉｗとしてそれぞれ出力する。インバータ９４は、モータ９１に電力を供給するにあたり、任意の振幅および周波数の電圧を印可することが可能である。
　実施の形態１および図１においては、モータ９１を永久磁石同期モータとして説明するが、本願が開示するモータ制御装置およびモータ制御方法は、他の種類の交流モータにも適用できる。また、図１に示すモータ制御装置１００のモータ制御部１１０は、モータ９１の回転速度を所望の値に制御するための速度制御処理を行う場合の構成としており、電気回路定数測定部１５０は、モータ９１の抵抗値Ｒ（モータ９１の固定子巻線の抵抗値）を測定する場合の構成としているが、モータ制御部１１０および電気回路定数測定部１５０の構成がこれらに限定されない。例えば、モータ制御部１１０の構成は、モータ９１のトルクを制御する構成であってもよいし、電気回路定数測定部１５０の構成は、モータ９１のｄ軸インピーダンス値Ｌｄを測定する構成であってもよい。
　モータ制御部１１０は、上述したようにモータ９１の位回転子位置および速度などの状態量を制御するものであり、この制御のためにモータ９１を流れる電流も制御する。モータ制御部１１０は、エンコーダ９２からの回転角度θと外部からの回転角度指令θ＊が入力され、回転角度θと回転角度指令θ＊との差から回転速度指令ωｒｍ＊を生成して出力する位置制御部１１１と、回転角度θが入力され、回転角度θの時間変化からモータ９１の回転速度ωｒｍを計算して出力する速度計算部１１２と、回転速度ωｒｍと回転速度指令ωｒｍ＊との差から、ｄｑ軸直交回転座標系における電流指令、すなわちｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成して出力する速度制御部１１３とを備える。速度制御部１１３は、ＰＩ制御（比例・積分制御）等により、回転速度ωｒｍと回転速度指令ωｒｍ＊とが一致するようにｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する。
　また、モータ制御部１１０は、回転角度θが入力され、回転角度θにモータ９１の極対数を乗じることにより電気角θｒeを計算する電気角計算部１１４と、電気角θｒeの時間変化から電気角速度を計算し、モータ９１の電気角速度を示す電気角速度信号ωｒｅを出力する電気角速度計算部１１５と、電流センサ９３から出力された三相の電流の電流信号、すなわちｕ相電流信号ｉｕ、ｖ相電流信号ｉｖ、およびｗ相電流信号とｉｗと、電気角θｒeが入力され、電気角θｒeを用いてｕ相電流信号ｉｕ、ｖ相電流信号ｉｖ、およびｗ相電流信号ｉｗをｄｑ軸直交回転座標系の電流信号、すなわちｄ軸電流信号ｉｄおよびｑ軸電流信号ｉｑに座標変換して出力する、検出電流用の座標変換部１１６と、ｄ軸電流信号およびｑ軸電流信号とｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊との差から、ｄｑ軸直交回転座標系の電圧指令、すなわちｄ軸電圧指令ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令ｖｑ＊を生成して出力する電流制御部１１７と、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令ｖｑ＊と電気角θｒeが入力され、電気角θｒeを用いてｄ軸電圧指令ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令ｖｑ＊を三相の電圧指令、すなわちｕ相電圧指令ｖｕ＊、ｖ相電圧指令ｖｖ＊、およびｗ相電圧指令ｖｗ＊に座標変換して出力する、電圧指令用の座標変換部１１８とを備える。
　さらに、モータ制御部１１０は、ｕ相電圧指令ｖｕ＊、ｖ相電圧指令ｖｖ＊、およびｗ相電圧指令ｖｗ＊が入力され、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御の手法により、ｕ相電圧指令ｖｕ＊、ｖ相電圧指令ｖｖ＊、およびｗ相電圧指令ｖｗ＊からスイッチング指令ＳＲ＊を生成するＰＷＭ処理部１１９を備える。ＰＷＭ処理部１１９は、スイッチング指令ＳＲ＊をインバータ９４に出力する。インバータ９４の各スイッチング素子（図示無し）は、スイッチング指令ＳＲ＊に従ってスイッチング動作を行う。
　電気角θｒeは、モータ９１の回転子磁石による磁束の位相と同じになるように設定されている。このように電気角θｒeを設定することで、モータ９１を流れるｑ軸電流の増減を制御することによりモータ９１の出力トルクが制御され、モータ９１の回転子の回転速度ωｒｍが所望の値に制御される。一方、ｄ軸電流の制御には様々な制御方法があるが、例えば、インバータ９４の電圧出力飽和の回避のため、モータ９１の回転子磁石の磁束を弱める、弱め電流として通電させる制御などがある。以上のようなモータ制御部１１０の処理は、公知の技術であるため詳細な説明は省略する。
　次に、電気回路定数測定部１５０について説明する。実施の形態１では、検波処理部１５１において、検波処理の１つである同期検波の手法を用いることにより、測定対象の電気回路定数である抵抗値Ｒを測定する。検波処理は、対象信号、すなわち第２の状態量信号の中に、特定の周波数成分が含まれているかどうか調べる信号処理手法である。上記特定の周波数を持つ交流信号を基準信号、すなわち第１の状態量信号とし、対象信号との積をとる。対象信号と基準信号の積である信号に対し、積分処理またはローパスフィルタ処理などの平均化処理により、不要な高周波成分を除去する処理を行うと、対象信号の中に含まれる、基準信号と同相（同じ周波数）の成分の振幅が得られる。このような同期検波は、ノイズに強く微小な信号の検出に利用できる特徴をもつ。実施の形態１では、ノイズに埋もれた信号の中から目的の信号を取り出す機能を備えた検波処理の性質を利用して、測定対象の電気回路定数の測定を行う。すなわち、測定対象以外の電気回路定数に起因する電圧成分をノイズに見立ててノイズ成分として扱い、測定対象の電気回路定数に起因する電圧成分を目的の信号とする。これにより、測定対象以外の電気回路定数の精度に依存せず、高精度な電気回路定数の測定が可能となる。また、モータの通常の運転中において時間変化する電圧または電流などを基準信号と対象信号に選定することで、モータ運転中においてもモータ電気回路定数の測定が可能となる。以下、詳細に説明する。
　電気回路定数測定部１５０には、測定対象に設定される電気回路定数に応じて、ｄ軸電流信号ｉｄおよびｑ軸電流信号ｉｑ、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令ｖｑ＊、および電気角速度信号ωｒｅのうちの少なくとも２つが入力される。上述したように、図１ではモータ９１の抵抗値Ｒを測定対象の電気回路定数とする場合の構成を示している。電気回路定数測定部１５０は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊およびｑ軸電流信号ｉｑが入力され、モータ９１の抵抗値Ｒの測定結果Ｒ＿ｍｅｓを出力する検波処理部１５１を備えている。検波処理部１５１の詳細な構成を図２に示す。検波処理部１５１を含む、本願に開示される検波処理部による検波処理は、対象信号ＳｉｇＤｅｔ中に含まれる、基準信号ＳｉｇＢａｓｅに比例する成分に対し、その比例係数を取り出す処理となる。対象信号と基準信号を適切に選ぶことで、上記比例係数が測定対象の電気回路定数の測定結果となる。図２では測定対象を特定しない状態で記載しているが、図１に記載の検波処理部１５１の場合、図２中の対象信号ＳｉｇＤｅｔはｑ軸電圧指令ｖｑ＊、基準信号ＳｉｇＢａｓｅはｄ軸電流信号ｉｄであり、測定結果ｍｅｓは抵抗値Ｒの測定結果Ｒ＿ｍｅｓである。測定対象が別の電気回路定数である場合、測定結果ｍｅｓ、対象信号ＳｉｇＤｅｔ、および基準信号ＳｉｇＢａｓｅの具体的な内容を適宜読み替えることとなる。なお、特定の測定対象に対して対象信号ＳｉｇＤｅｔおよび基準信号ＳｉｇＢａｓｅの具体的内容がどのように対応するかについては後述する。基準信号ＳｉｇＢａｓｅ（ｑ軸電流信号ｉｑ）および対象信号ＳｉｇＤｅｔ（ｑ軸電圧指令ｖｑ＊）は、それぞれ第１の状態量信号および第２の状態量信号に相当する。
　検波処理部１５１は、対象信号ＳｉｇＤｅｔおよび基準信号ＳｉｇＢａｓｅの直流成分を除去し、交流対象信号ＳｉｇＤｅｔＡＣおよび交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣをそれぞれ出力するハイパスフィルタ１５１ａおよびハイパスフィルタ１５１ｂと、フィードバックされた推定比例係数Ｐｃｅｓｔ（後述）と交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣとを乗じる乗算器１５１ｃ、すなわち第１の乗算器と、交流対象信号ＳｉｇＤｅｔＡＣから乗算器１５１ｃの出力を減じ、残存信号ＳｉｇＲｅｍを出力する減算器１５１ｄと、残存信号ＳｉｇＲｅｍと交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣとを乗じ、平均化前信号ＳｉｇＢｅｆＡＶを出力する乗算器１５１ｅ、すなわち第２の乗算器と、平均化前信号ＳｉｇＢｅｆＡＶに平均化処理を施し、平均化後信号ＳｉｇＡｆｔＡＶを出力する平均化処理部１５１ｆと、平均化後信号ＳｉｇＡｆｔＡＶを積分して測定結果ｍｅｓまたは推定比例係数Ｐｃｅｓｔとして出力する積分器１５１ｇとを備える。ハイパスフィルタ１５１ａおよびハイパスフィルタ１５１ｂは、それぞれ第２のハイパスフィルタおよび第１のハイパスフィルタに相当する。
　検波処理部１５１の検波処理による電気回路定数の測定は、モータ９１の回路方程式である式（１）に基づく。なお、以下で説明する数式においては、各信号（ｑ軸電流信号ｉｑ、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊など）が示す電流値または電圧値を、その信号の符号と同じ符号で記載する。例えば、ｑ軸電流信号ｉｑが示す電流値は、ｑ軸電流ｉｑと記載する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　式（１）において、ｑ軸電圧ｖｑには、ｑ軸電流ｉｑに比例する電圧降下成分（Ｒ・iｑ）が含まれ、この電圧降下成分の比例係数が測定対象である抵抗値Ｒとなる。このため、ｑ軸電圧信号ｖｑを対象信号ＳｉｇＤｅｔに設定し、ｑ軸電流信号ｉｑを基準信号ＳｉｇＢａｓｅに設定すると、抵抗値Ｒを測定することができる。なお、図１に示す検波処理部１５１では、ｑ軸電圧信号ｖｑの代替としてｑ軸電圧指令ｖｑ＊を対象信号ＳｉｇＤｅｔに設定している。このように、実際の電圧値またを対応する電圧指令に置き換えて対象信号ＳｉｇＤｅｔに設定してもよい。
　検波処理部１５１による検波処理の原理を説明する。なお説明のため、ここでは周波数が一定であるとして、検波処理中の時間積分を位相による積分に書き換えて説明を行う。
　検波処理部１５１に入力された対象信号ＳｉｇＤｅｔおよび基準信号ＳｉｇＢａｓｅは、ハイパスフィルタ１５１ａおよびハイパスフィルタ１５１ｂによりそれぞれの直流成分が除去され、交流対象信号ＳｉｇＤｅｔＡＣおよび交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣに変換される。交流対象信号ＳｉｇＤｅｔＡＣおよび交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣは、それぞれ複数のサイン関数の組み合わせとして、以下の式（２）および式（３）によって表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　式（２）、式（３）において、Ｘａ（ｎ）はそれぞれの高調波成分、すなわち信号成分の振幅であり、Ｘｐ（ｎ）はそれぞれの高調波成分の位相を示す。また、比例係数Ｐｃは測定対象の電気回路定数の真値に相当する比例係数であり、θｄは、交流対象信号ＳｉｇＤｅｔＡＣおよび交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣの基本波信号位相である。
　交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣは、乗算器１５１ｃによって推定比例係数Ｐｃｅｓｔが積算される。残存信号ＳｉｇＲｅｍは、減算器１５１ｄにより、推定比例係数Ｐｃｅｓｔが積算された交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣを交流対象信号ＳｉｇＤｅｔＡＣから減じたものであり、以下の式（４）によって表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　式（４）から分かるように、推定比例係数Ｐｃｅｓｔが比例係数Ｐｃと一致していると、残存信号ＳｉｇＲｅｍ中に含まれる、交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣに比例する成分がゼロとなる。
　乗算器１５１ｅにより残存信号ＳｉｇＲｅｍと交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣの積を取ると平均化前信号ＳｉｇＢｅｆＡＶが得られる。平均化前信号ＳｉｇＢｅｆＡＶは、以下の式（５）により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　式（５）では、説明のため、残存信号ＳｉｇＲｅｍの添え字をｎとし、交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣの添え字をｍとしている。
　平均化処理部１５１ｆにより平均化前信号ＳｉｇＢｅｆＡＶに対して平均化処理を施すと、平均化後信号ＳｉｇＡｆｔＡＶが得られる。平均化後信号ＳｉｇＡｆｔＡＶは、以下の式（６）により表される。ここでは、平均化処理の一例として、θｄ一周期の積分をする処理を行う。これにより、平均化後信号ＳｉｇＡｆｔＡＶは式（６）の３行目まで変形できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　式（６）において、積分記号内部の式は、サイン関数同士の積となる。積和の公式より、サイン関数同士の積は、コサイン関数の和に変換される。
　この時、コサイン関数においてθｄ一周期の積分を行った場合、位相成分のうちθｄに応じて時間変化する成分がゼロ、すなわち式（６）においてｎ=ｍの条件を満たす場合にのみ、ゼロでない値が残る。従って、（６）式は以下の（７）式に変形できる。ここでは式変形の過程でｎ=ｍとして、最終的に添字をｎで統一している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式（７）の総和記号の内部は交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣの高調波成分の振幅の２乗和になっており正の値を持つ。従って、式（７）は比例係数Ｐｃの推定誤差に応じた値が得られることとなる。このため、式（７）の結果をさらに時間積分することにより、式（８）に示すように推定比例係数Ｐｃｅｓｔを得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　式（８）において、Ｋは積分ゲインを示す。
　式（８）の計算結果により推定比例係数Ｐｃｅｓｔを更新し、式（４）へフィードバックさせることで、（７）式の計算結果をゼロに収束させることができる。（７）式の計算結果がゼロになったときの推定比例係数Ｐｃｅｓｔは比例係数Ｐｃに一致している。上述したように、比例係数Ｐｃは測定対象の電気回路定数の真値に収束する比例係数であるので、比例係数Ｐｃに一致する推定比例係数Ｐｃｅｓｔは測定対象の電気回路定数の値を示す。このことは、推定比例係数Ｐｃｅｓｔを比例係数Ｐｃに収束させることを通じて、測定対象の電気回路定数の測定が実現できていることを意味する。計算された推定比例係数Ｐｃｅｓｔが比例係数Ｐｃに収束している場合、その時の推定比例係数Ｐｃｅｓｔの値を測定結果ｍｅｓとして出力する。図１においては、測定結果ｍｅｓは抵抗値Ｒの測定結果Ｒ＿ｍｅｓとして、検波処理部１５１からモータ制御部１１０に送られる。モータ制御部１１０は、モータ９１の制御において、測定結果Ｒ＿ｍｅｓを抵抗値Ｒとして用いる。
　なお、ここで「収束」は、必ずしも更新前後の値が一致した場合のみならず、更新前後の値の差が、十分小さく設定された閾値よりも小さくなった場合も含む。
　また、上記のような収束判定を行うことなく、（７）式の計算結果がゼロになったとき（ゼロを通過したとき）に、「収束した」とみなしもよい。予め取得した基準としての収束時間を経過した場合に「収束した」とみなすこともできる。この場合、所定の運転パターンでモータ９１を運転させた状態で検波処理部１５１による検波処理を予め実施し、その時の推定比例係数Ｐｃｅｓｔの収束時間を測定することで、基準となる収束時間を取得しておく。
　計算された推定比例係数Ｐｃｅｓｔが比例係数Ｐｃに収束していない場合は、計算された推定比例係数Ｐｃｅｓｔで推定比例係数Ｐｃｅｓｔの値を更新し、更新された推定比例係数Ｐｃｅｓｔを乗算器１５１ｃにフィードバックする。以降、推定比例係数Ｐｃｅｓｔが比例係数Ｐｃに収束するまで同様の処理を繰り返す。
　なお、実際の測定（検波処理）を行う場合は、残存信号ＳｉｇＲｅｍには、測定対象以外の電気回路定数値の誤差に起因する外乱信号ＳｉｇＤｉｓｔが含まれる。このことを考慮する場合、残存信号ＳｉｇＲｅｍは、式（４）の右辺に外乱信号ＳｉｇＤｉｓｔを加えた式（９）で表現できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　また、外乱信号ＳｉｇＤｉｓｔは、以下の式（１０）で表されるような、複数のサイン関数の和として表現できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　式（１０）において、Ｙａ（ｌ）は外乱信号ＳｉｇＤｉｓｔの高調波成分の振幅であり、Ｙｐ（ｌ）は外乱信号ＳｉｇＤｉｓｔの高調波成分の位相を示す。
　外乱信号ＳｉｇＤｉｓｔに対し、上述したような検波処理を行う場合について説明する。外乱信号ＳｉｇＤｉｓｔに対しても、式（４）で示した残存信号ＳｉｇＲｅｍ式と同じ処理を行うこととなるので、式（９）のうち、外乱信号のみに着目すればよい。すなわち、式（９）の右辺第１項をゼロとして考えればよい。外乱信号ＳｉｇＤｉｓｔと交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣとの積算により、平均化前信号ＳｉｇＤｉｓｔＢｅｆＡＶは以下の式（１１）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　残存信号ＳｉｇＲｅｍの場合と同様に、平均化処理としてθｄ一周期の積分を行う。まず、１回目の積分を行うと式（１２）のように変形できる。式（７）と同様に積分の結果、ゼロではない値が残るのは、ｎ＝ｌの場合である。なお、式（１２）では添字はｎで統一している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　電気回路定数の測定を高精度で行うためには、式（１２）の結果がゼロになることが望ましい。式（１２）の結果がゼロになる条件は複数あるが、以下の式（１３）に示す位相条件を満たすと確実にゼロとなる
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
 　式（１３）は、交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣと外乱信号ＳｉｇＤｉｓｔのそれぞれの高調波成分の位相差が±９０°で、直交する信号であることを示している。なお、上記位相差は、±９０°に限らず、±９０°の奇数倍であってもよい。
　以上のように、実施の形態１では、電気回路定数の測定を行う検波処理部１５１を図２のように構成し、測定用の２つの交流信号を構成するそれぞれの正弦波成分の直交性を利用しながら、推定比例係数Ｐｃｅｓｔが比例係数Ｐｃに収束するまで推定比例係数Ｐｃｅｓｔの計算および更新とフィードバックを繰り返し、推定比例係数Ｐｃｅｓｔを比例係数Ｐｃに収束させる。これにより、交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣが単純な正弦波ではなく、その組み合わせの交流信号であっても、比例係数Ｐｃの値、すなわち測定対象の電気回路定数の真値を得ることができる。このことは、測定用の２つの信号に交流成分が含まれていれば、通常のモータ運転において測定用の信号の重畳を行うことなく、所望の電気回路定数の測定を行うことができることを示している。なお、以上説明した原理は、高調波成分を含まない単純な正弦波信号のみで測定用の信号が構成される場合も成立し、同様の測定が可能であることは言うまでもない。
　ここで、検波処理部１５１の動作、すなわち検波処理工程のフローを図３に示す。まず、ハイパスフィルタ１５１ａおよびハイパスフィルタ１５１ｂにより、検波処理部１５１に入力された対象信号ＳｉｇＤｅｔおよび基準信号ＳｉｇＢａｓｅの直流成分をそれぞれ除去し、それぞれの交流成分である交流対象信号ＳｉｇＤｅｔＡＣおよび交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣを取り出すフィルタリング工程を行う（ステップＳＴ１０１、フィルタリング工程）。
　次に、乗算器１５１ｃにより交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣに推定比例係数Ｐｃｅｓｔを乗じ、減算器１５１ｄにより、推定比例係数Ｐｃｅｓｔが乗じられた交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣを交流対象信号ＳｉｇＤｅｔＡＣから減じる。これにより、残存信号ＳｉｇＲｅｍを得る（ステップＳＴ１０２、残存信号計算工程）。
　次に、乗算器１５１ｅにより残存信号ＳｉｇＲｅｍに交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣを乗じ、得られた結果に対して平均化処理を施し、平均化後信号ＳｉｇＡｆｔＡＶを得る（ステップＳＴ１０３、平均化処理工程）。
　次に積分器１５１ｇにより、平均化後信号ＳｉｇＡｆｔＡＶに対して積分処理を施す（ステップＳＴ１０４、積分処理工程）。この積分処理の結果により、推定比例係数Ｐｃｅｓｔの値が計算されるので、計算された値により、推定比例係数Ｐｃｅｓｔを更新する。
　次に、更新された推定比例係数Ｐｃｅｓｔが収束しているか否かを判定する（ステップＳＴ１０５、収束判定工程）。収束していないと判定された場合は、更新された推定比例係数Ｐｃｅｓｔを乗算器１５１ｃに出力してフィードバックし（ステップＳＴ１０６）、収束したと判定された場合は、更新後の推定比例係数Ｐｃｅｓｔを測定結果として出力する（ステップＳＴ１０７）。なお、収束判定工は省略してもよい。この場合、収束遅れを予め加味して制御系の応答設計がなされる。
　なお、図２の検波処理部１５１は、対象信号ＳｉｇＤｅｔおよび基準信号ＳｉｇＢａｓｅが直流成分のみとなった場合、ハイパスフィルタ１５１ａおよびハイパスフィルタ１５１ｂの出力がゼロとなり、推定比例係数Ｐｃｅｓｔの収束処理が停止する。このように推定比例係数Ｐｃｅｓｔの収束処理が停止したときは、他の周期性を利用することができる。図１に示した例のように抵抗値Ｒを測定する場合、図５Ａに示すようなモータ９１の加速減速に伴う電流波形から、モータ９１の加速減速の周期を一周期ととらえる。これにより、直流成分をして交流成分を得ることができる。このようにして交流成分を得る手法を上述の検波処理と合わせて用いることにより、測定ノイズに対してもロバストな測定が可能となる。
　また、特殊な条件を満たす場合を除き、上記で説明したｑ軸電圧とｑ軸電流は、ｄ軸電流と同相となる挙動はない。また、モータ９１の内部においては、ｑ軸電流はトルクに変換され、モータ９１自体を含む負荷の機械モデル伝達特性を介して機械速度に変換される。機械モデルの伝達特性は多くの場合、イナーシャによる積分要素の伝達特性となる。従って機械モデルへの入力信号となるモータトルクと、機械モデルの出力信号となる機械速度において、その入出力信号の交流成分は９０°の位相差が発生する。モータトルクはｑ軸電流に比例し、機械速度は電気角速度に比例する。このため、ｑ軸電流と電気角速度も同位相となる条件は少ない。多くの運転条件において、ｑ軸電流と電気角速度は９０°の位相差を持つことが期待される。このことと式（１３）を考慮すると、ｑ軸電流と電気角速度の積は、多くの場合で平均化処理によってゼロになると考えられる。以上のことから、多くの運転条件において、図２に示した検波処理部１５１の処理によって電気回路定数の測定を行うことができると言える。従って、測定対象以外の電気回路定数の精度に関わらず、高精度な測定が可能となる。言い換えると、検波処理部１５１による電気回路定数の測定は、測定対象以外の電気回路定数に含まれている可能性がある誤差の影響を排し、高精度な電気回路定数の測定を可能としている。
　図２の平均化処理は、一例として積分処理としたが、積分処理に代えて、交流対象信号ＳｉｇＤｅｔＡＣの周波数よりも十分低い周波数をカットオフ周波数に設定したローパスフィルタ処理を行ってもよい。例えば、モータ９１の加減速に伴う電流の変化の周期の逆数をカットオフ周波数に設定してもよい。これにより、ローパスフィルタ処理によっても積分処理と同様の効果を得ることができる。
　実施の形態１においては、抵抗値Ｒを測定対象の電気回路定数としたが、式（１）で示されるような電気回路モデルにおいては、測定に利用する対象信号ＳｉｇＤｅｔおよび基準信号ＳｉｇＢａｓｅの組み合わせによって、様々な電気回路定数を測定対象とすることができる。図４は、測定対象の電気回路定数と、測定に利用する対象信号および基準信号との関係を示す図である。なお、図４において、対象信号のｄ軸電圧信号ｖｄおよびｑ軸電圧信号ｖｑは、それぞれｄ軸電圧指令ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令ｖｑ＊に置き換えてもよい。図４に示す対応関係に従って対象信号ＳｉｇＤｅｔおよび基準信号ＳｉｇＢａｓｅを選択することで、所望の電気回路定数を測定することができる。実際の測定では、対象信号ＳｉｇＤｅｔおよび基準信号ＳｉｇＢａｓｅの選択を手動で行うことも考えられるが、図４に示す対応関係を保存するメモリなどの記憶手段（図示無し）と、上記記憶手段に保存された対応関係とユーザから入力された測定対象の電気回路定数から、測定に必要な対象信号ＳｉｇＤｅｔおよび基準信号ＳｉｇＢａｓｅを選択する選択手段を設けてもよい。このような記憶手段および選択手段を設ければ、対象信号ＳｉｇＤｅｔおよび基準信号ＳｉｇＢａｓｅの選択を自動で行うことができる。
　なお、抵抗値Ｒの測定では、比例係数Ｐｃが測定対象の電気回路である抵抗値Ｒと等しくなっているが、比例係数Ｐｃは、測定対象の電気回路定数を含み、その値から測定対象の電気回路定数を計算可能であればよい。例えば、比例係数Ｐｃが測定対象の電気回路定数の定数倍であったり、逆数であったりしてもよい。この場合、測定対象以外の電気回路定数に起因する電流成分をノイズに見立ててノイズ成分として扱い、測定対象の電気回路定数に起因する電流成分を目的の信号とする。
　上述のように、実施の形態１に係る検波処理部１５１は、測定対象以外の電気回路定数に含まれる誤差の影響を排して電気回路定数の測定を行うことが可能であるので、複数の電気回路定数の測定を並行して実施することもできる。例えば、ｑ軸電流信号ｉｑが何らかの交流成分を持つとき、ｑ軸電流信号ｉｑを基準信号に、ｑ軸電圧信号ｖｑを対象信号にして抵抗値Ｒを測定しながら、ｑ軸電流信号ｉｑを基準信号に、ｄ軸電圧信号ｖｄを対象信号にしてｑ軸インダクタンスＬｑを同時に測定できる。さらに、電気角速度信号ωｒeを基準信号に、ｑ軸電圧信号ｖｑを対象信号にして、誘起電圧定数Φも同時に測定することができる。
　このような同時測定を可能にするータ制御装置の構成を図５に示す。図５は、実施の形態１の他の例におけるモータ制御装置の構成図である。モータ制御装置１００１において、電気回路定数測定部１５０１は、抵抗値Ｒを測定するための検波処理部１５１に加え、誘起電圧定数Φを測定するための検波処理部１５２、およびｑ軸インダクタンス値Ｌｑを測定するための検波処理部１５３を備える。検波処理部１５２は、基準信号として電気角速度信号ωｒｅが入力され対象信号としてｑ軸電圧指令ｖｑ＊が入力される。検波処理部１５２は、入力された電気角速度信号ωｒｅおよびｑ軸電圧指令ｖｑ＊に上述の検波処理を行い、誘起電圧定数Φの測定結果Φ＿ｍeｓを出力する。検波処理部１５３は、基準信号としてｑ軸電流信号ｉｑが入力され対象信号としてｄ軸電圧指令ｖｄ＊が入力される。検波処理部１５３は、入力されたｑ軸電流信号ｉｑおよびｄ軸電圧指令ｖｄ＊に上述の検波処理を行い、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑの測定結果Ｌｑ＿ｍeｓを出力する。測定結果Ｒ＿ｍｅｓ、Φ＿ｍeｓ、Ｌｑ＿ｍeｓは、モータ制御部１１０に送られてモータ９１の制御に用いられる。なお、検波処理部１５２、１５３の詳細な構成は、図２に示した検波処理部１５１の構成と同様である。
　次に、実施の形態１に係る電気回路定数の測定について、各信号波形の図を用いながら説明する。なお、ここでは抵抗値Ｒと誘起電圧定数Φを測定する場合を例に説明する。図６Ａから図６Ｃは、実施の形態１に係る動作波形の一例を示した図であり、図６Ａは、モータ９１の回転子位置を制御した場合の各種信号波形の時系列データの結果を示す。図６Ｂは、抵抗値Ｒの測定に係る各種信号波形の時系列データの結果を示す。図６Ｃは、誘起電圧定数Φの測定に係る各種信号波形の時系列データの結果を示す。
　図６Ａの最上段の波形は、モータ９１の回転子位置（回転角度θ）を制御した場合の回転子位置を示しており、ここでは一例として０からスタートして所定の位置に移動し、また０に戻るパターン（位置決め運転）を繰り返すものとする。また、この回転子位置が１往復するのにかかる時間を１周期とする。このように回転子位置が制御された場合、電気角速度信号ωｒｅおよびその交流成分であるωｒｅＡＣは、上から２段目に示すような波形となる。また、ｑ軸電流信号ｉｑおよびその交流成分であるｉｑＡＣは、上から３段目に示すような波形となる。また、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊およびその交流成分であるｖｑ＊ＡＣは、最下段に示すような波形となる
　図６Ｂは、抵抗値Ｒを測定する場合の検波処理部の各信号の動きを示している。図４に示す対応関係に従い、ｑ軸電流信号ｉｑの交流成分を交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣとし、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊の交流成分を交流対象信号ＳｉｇＤｅｔＡＣとしいている。図６Ｂの最下段に示す波形から分かるように、上述した検波処理の結果として、測定対象の電気回路定数である抵抗値Ｒの推定比例係数Ｐｃｅｓｔが真値に収束し、測定を実施できていることが確認できる。
　図６Ｃは、誘起電圧定数Φを測定する場合の検波処理部の各信号の動きを示している。図４に示す対応関係に従い、電気角速度信号ωｒｅの交流成分を交流基準信号ＳｉｇＢａｓｅＡＣとし、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊の交流成分を交流対象信号ＳｉｇＤｅｔＡＣとしいている。図６Ｃの最下段に示す波形から分かるように、上述した検波処理の結果として、測定対象の電気回路定数である誘起電圧定数Φの推定比例係数Ｐｃｅｓｔが真値に収束し、測定を実施できていることが確認できる。
　図６Ｂおよび図６Ｃは、ともに図６Ａに示した波形を持つ各信号、およびこれらから得られるデータに基づいている。また、図５Ａに示した波形を持つ各信号は、モータ９１の通常の位置決め運転に伴って得られるものである。このことから、実施の形態１における検波処理により、モータ９１の制御に伴って、複数の電気回路定数の測定を同時に行うことが可能であることが分かる。
　なお、対象信号ＳｉｇＤｅｔが外乱信号ＳｉｇＤｉｓｔを含んでいても、実施の形態１における検波処理による電気回路定数の測定が可能であることは上述したとおりだが、以下に示す方法により、測定時間の短縮を図ることもできる。これについて、図７Ａおよび図７Ｂを用いて説明する。図７Ａおよび図７Ｂは、は実施の形態１に係る検波処理部への入力を説明する図である。図７Ａに示す例は、上述の検波処理部１５１に対する入力の説明であり、対象信号ＳｉｇＤｅｔとなるｑ軸電圧指令ｖｑ＊と、基準信号ＳｉｇＢａｓｅとなるｑ軸電流信号ｉｑをそのまま検波処理部１５１に入力している。この場合、対象信号ＳｉｇＤｅｔには外乱信号ＳｉｇＤｉｓｔが含まれうる。
　一方、図７Ｂに示す例では、検波処理部１５１の前段に減算器１５９を設け、減算器１５９を介してｑ軸電圧指令ｖｑ＊を検波処理部１５１に入力する。減算器１５９は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊より、抵抗値Ｒによる電圧降下以外の電圧成分、すなわち、ｄ軸インダクタンス値Ｌｄによる電圧降下および誘起電圧定数Φによる電圧降下の影響を入力前にｑ軸電圧指令ｖｑ＊から取り除く。これにより、ｄ軸インダクタンス値Ｌｄおよび誘起電圧定数Φに含まれる誤差から生じる外乱信号ＳｉｇＤｉｓｔの影響を取り除いた上で検波処理部１５１による検波処理を行うことができる。この場合、積分器１５１ｇの積分ゲインを高く設定することができるので、式（８）からも分かるように、推定比例係数Ｐｃｅｓｔの収束を速め、測定時間を短縮することができる。さらにこれを応用し、複数の電気回路定数を同時に測定する場合でも、推定途中の電気回路定数に含まれうる誤差の影響を抑えながら、測定対象の各電気回路定数の測定時間を短縮することができる。
　抵抗値Ｒおよび誘起電圧定数Φは、モータ９１の部材の温度に応じて変化する。モータ９１の部材の温度変化は、その時定数が比較的長く、数分から数十分のオーダーである場合が多い。上述の検波処理に用いる各信号の交流成分の周波数が高く、推定比例係数Ｐｃｅｓｔが上記の温度変化よりも十分速く収束すれば、上記の温度変化による電気回路定数の値の変化に追従して抵抗値Ｒおよび誘起電圧定数Φを測定することができる。すなわち、モータ９１の部材の温度変化による電気回路定数の変動がある状況でも、実施の形態１に係る検波処理により、所望の電気回路定数の値を測定することができる。
　また、実施の形態１に係る検波処理による電気回路定数の測定は、例えば特許文献１に記載のような、従来の電気回路定数測定方法と自由に組み合わせることができる。例えば、適用する電気回路モデルの構成上、従来の電気回路定数測定方法では測定対象以外の電気回路定数の影響を多く受けるような場合、実施の形態１に係る検波処理を用いて一部の電気回路定数の測定を行い、その測定結果を従来の電気回路定数測定方法による測定に用いることが考えられる。例えば、実施の形態１に係る検波処理によって誘起電圧定数Φの測定を行って測定結果Φ＿ｍｅｓを取得し、従来の電気回路定数測定方法による抵抗値Ｒの測定において、測定結果Φ＿ｍｅｓを用いて抵抗値Ｒの測定を行う。この場合、抵抗値Ｒの測定において誘起電圧定数Φの影響を受けるとしても、測定結果Φ＿ｍｅｓは誘起電圧定数Φの真の値に収束したものであるので誤差が非常に少なく、抵抗値Ｒの測定を高精度に行うことが可能となる。
　ここで、実施の形態１に係る各機能部を実現するハードウェア構成について説明する。図８は、実施の形態１に係る各機能部を実現するハードウェア構成の例を示す図である。実施の形態１に係る各機能部は、主に、プロセッサ７１と、主記憶装置としてのメモリ７２および補助記憶装置７３から構成される。プロセッサ７１は、例えばＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）などで構成される。メモリ７２はランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置で構成され、補助記憶装置７３はフラッシュメモリ等の不揮発性記憶装置またはハードディスクなどで構成される。補助記憶装置７３には、プロセッサ７１により実行される所定のプログラムが記憶されており、プロセッサ７１は、このプログラムを適宜読み出して実行し、各種演算処理を行う。この際、補助記憶装置７３からメモリ７２に上記所定のプログラムが一時的に保存され、プロセッサ７１はメモリ７２からプログラムを読み出す。実施の形態１に係る制御系の各種演算処理は、上記のようにプロセッサ７１が所定のプログラムを実行することで実現される。プロセッサ７１による演算処理の結果は、一旦メモリ７２に記憶され、実行された演算処理の目的に応じて補助記憶装置７３に記憶される。
　また、実施の形態１に係る各機能部は、信号およびデータの外部からの入力、およびこれらの外部への出力を行うインターフェース７４を備えている。
　以上説明したように、実施の形態１におけるモータ制御装置では、上述の検波処理によって測定対象の電気回路定数を測定することで、モータの運転中であっても高精度な測定をすることができる。また、この検波処理においては、電流信号および電圧指令など、通常のモータ制御で取得可能な交流信号を用いるので、定数測定を意図した通電操作のような操作を別途行う必要が無く、簡単に測定を行うことができる。
　また、実施の形態１に係る検波処理によって得られた測定結果をモータ制御に活用することで、モータ制御の性能の変動および低下を抑制しモータの制御を安定化させることができる。
　なお、実施の形態１においてはエンコーダを用いた構成を示したが、センサレス制御のような、エンコーダを用いないモータ制御においても実施の形態１における電気回路定数測定方法を適用可能である。例えば、センサレス制御においてオブザーバを用いてモータの状態量を推定する際、この推定に必要な電気回路定数の値を実施の形態１に係る検波処理を用いて測定する。より高精度に測定された抵抗値などの電気回路定数を用いることで、モータの状態量の推定もより高精度に行うことができる。これにより、低速度運転における速度推定誤差の抑制および脱調などの不安定化現象の抑制が可能となる。なお、実施の形態１に係る検波処理によって誘起電圧定数を測定する場合は、基準信号として角速度信号が必要となるが、センサレス制御の場合はオブザーバによる角速度信号の推定値を用いればよい。
　また、実施の形態１では、式（１）に示すような、永久磁石同期モータを例にとり説明したが、誘導モータなど、他の種類のモータにおいても実施の形態１における電気回路定数測定方法を活用できる。
実施の形態２．
　次に、実施の形態２を図９から図１０Ｃに基づいて説明する。なお、図１から図８と同一または相当部分については同一符号を付し、その説明を省略する。実施の形態２は、実施の形態１の構成に加え、モータの温度保護機能を備えたものである。図９は、実施の形態２におけるモータ制御装置の構成図である。モータ制御装置２００は、モータ制御部１１０および電気回路定数測定部２５０を備える。さらに、モータ制御装置２００は、温度計算部２６０および保護判断部２０１を備える。
　電気回路定数測定部２５０は、検波処理部２５１、２５２、２５３を備える。検波処理部２５１は、ｑ軸電流信号ｉｑを基準信号としｑ軸電圧指令ｖｑ＊を対象信号として、抵抗値Ｒの測定結果Ｒ＿ｍｅｓを演算する。検波処理部２５２は、電気角速度信号ωｒｅを基準信号としｑ軸電圧指令ｖｑ＊を対象信号として、誘起電圧定数Φの測定結果Φ＿ｍｅｓを演算する。検波処理部２５３は、ｑ軸電流信号ｉｑを基準信号としｄ軸電圧指令ｖｄ＊を対象信号として、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑの測定結果Ｌｑ＿ｍｅｓを演算する。検波処理部２５１、２５２、２５３は、それぞれ演算した測定結果Ｒ＿ｍｅｓ、Φ＿ｍｅｓ、Ｌｑ＿ｍｅｓをモータ制御部１１０および温度計算部２６０に出力する。なお、検波処理部２５１、２５２、２５３の詳細な構成は、図２に示した検波処理部１５１の構成と同様である。
　温度計算部２６０は、巻線温度計算部２６１、磁石温度計算部２６２、および鉄芯温度計算部２６３を備え、検波処理部２５１、２５２、２５３から入力されるそれぞれの測定結果からモータ９１の各部材の温度を計算する、温度計算工程を実施する。ただし、見やすさのため、図９では巻線温度計算部２６１、磁石温度計算部２６２、および鉄芯温度計算部２６３を示すブロックには「温度計算部」と記載している。巻線温度計算部２６１は、抵抗値Ｒの測定結果Ｒ＿ｍｅｓが入力され、モータ９１の巻線の巻線温度Ｔ＿ｗｉｒｅを測定結果Ｒ＿ｍｅｓから計算する。磁石温度計算部２６２は、誘起電圧定数Φの測定結果Φ＿ｍｅｓが入力され、モータ９１の回転子の永久磁石（回転子磁石）の磁石温度Ｔ＿ｍａｇを測定結果Φ＿ｍｅｓから計算する。鉄芯温度計算部２６３は、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑの測定結果Ｌｑ＿ｍｅｓが入力され、モータ９１の鉄芯の鉄芯温度Ｔ＿ｃｏｒｅを測定結果Ｌｑ＿ｍｅｓから計算する。なお、磁石温度計算部２６２が利用されるのは、モータ９１が永久磁石同期モータである場合など、モータ９１の部材に永久磁石が含まれる場合である。
　電気回路定数とモータの部材の温度との関係について説明する。モータの各電気回路定数は各構成部材の温度と密接な関連があることが知られている。図１０Ａは、モータの抵抗値の温度特性の一例を示す図、図１０Ｂは、モータの誘起電圧定数の温度特性の一例を示す図であり、図１０Ｃは、モータのｑ軸インダクタンス値の温度特性の一例を示す図である。図１０Ａに示すように、モータ９１の巻線の抵抗値Ｒ（巻線抵抗、ここでは測定結果Ｒ＿ｍｅｓと等しいとしている）は、巻線材料の電気抵抗率の温度特性に依存する形で、巻線温度Ｔ＿ｗｉｒｅが増加するほど増加する。従って、巻線の材質および電気抵抗率が分かれば、得られた測定結果Ｒ＿ｍｅｓから巻線温度Ｔ＿ｗｉｒｅを計算することができる。
　同様に、モータ９１が永久磁石同期モータの場合、測定結果Φ＿ｍｅｓから磁石温度Ｔ＿ｍａｇを計算することができる。これは、回転子磁石の磁力が温度上昇に伴い低下することを利用するものである。誘起電圧定数Φの低下は、磁石温度Ｔ＿ｍａｇの上昇を意味する。
　また、インダクタンス値も温度依存性がある。これは、モータ９１の固定子鉄芯の透磁率の温度依存性によるもので、鉄芯温度Ｔ＿ｃｏｒｅが上昇すると透磁率の減少により、インダクタンス値（ｑ軸インダクタンス値Ｌｑ）が低下する。このため、測定結果Ｌｑ＿ｍｅｓから鉄芯温度Ｔ＿ｃｏｒｅを計算することができる。
　巻線温度計算部２６１、磁石温度計算部２６２、および鉄芯温度計算部２６３は、それぞれ計算した巻線温度Ｔ＿ｗｉｒｅ、磁石温度Ｔ＿ｍａｇ、および鉄芯温度Ｔ＿ｃｏｒｅを保護判断部２０１に出力する。
　保護判断部２０１は、モータ９１の各部材の温度情報、すなわち、巻線温度Ｔ＿ｗｉｒｅ、磁石温度Ｔ＿ｍａｇ、および鉄芯温度Ｔ＿ｃｏｒｅに基づいて保護動作を行う。例えばモータは大電流または大出力になるほど損失も増加するため、それらを抑制する制御を行う。図９では、保護動作の一例として、保護判断部２０１から速度制御部１１３に対して保護指令ＰＲ＊を送信する例を示している。保護指令ＰＲ＊を受信した速度制御部１１３は、モータ９１の速度が予め定められた値以下になるような制御を行い、この制御を通じて電流制限を行う。別の方法として、モータ９１全体の通電を停止し、制御を緊急停止する処理を行ってもよい。
　保護判断部２０１による保護の内容および保護の実施条件は、予め定められる。例えば、モータ９１の特定の部材の温度が予め定められた閾値を超える場合に、上記の保護動作を行うように設定する。特に、温度余裕が最も小さい特定の部材の温度に着目して保護の実施条件および内容を設定してもよい。この場合、必ずしも図９に示すように３種類の温度計算部を設ける必要もなく、上記特定の部材の温度のみ取得するように温度計算部２６０を構成してもよい。モータ９１が永久磁石同期モータの場合は、回転子磁石の温度耐性が相対的に他の部材よりも低い事が多く、回転子磁石を保護するよう、保護の内容および実施条件を含む保護ロジックを設定すると、より信頼性の高いモータ保護を実現することができる。特に、回転子磁石は回転する部材であり、直接回転子磁石の温度を測定する温度センサの設置が難しいが、実施の形態２により、信頼性の高い保護を実現することが可能である。
　なお、保護判断部２０１は、モータ制御装置２００内に設けてもよいし、図示しない外部の装置内に設けて、入出力インターフェース部（図示無し）を介して温度情報の取得および保護動作を行わせてもよい。
　本願の各実施の形態によれば、それぞれの電気回路定数を独立に精度よく測定することができるため、モータの各部材の温度も同時に精度よく計算することができる。モータの各部材の温度は、電流による損失を入力とした熱回路網モデルを用いた推定計算により計算することもできる。しかしながら、設置環境の変化、および周囲温度の影響を受け、得られる結果の精度が低下する場合がある。実施の形態２に示す温度計算ではそのような影響を受けることはなく、温度計算の精度を確保できる。なお、実施の形態２と上記の熱回路網モデルとを組み合わせて、モータの周辺環境温度の推定に用いたりすることも可能である。また、別の応用としては、実施形の形態２によって得られたモータの各部材の温度情報に基づき、その時間変化と、モータ電流およびモータ回転速度のデータと突き合わせることで、熱回路網モデル自体の構築にも活用できる。
実施の形態３．
　次に、実施の形態３を図１１に基づいて説明する。なお、図１から図１０Ｃと同一または相当部分については同一符号を付し、その説明を省略する。実施の形態３は、実施の形態１、２の構成の一部を変え、モータのトルク制御を行うものである。図１１は、実施の形態３におけるモータ制御装置の構成図である。モータ制御装置３００は、モータ制御部３１０および電気回路定数測定部３５０を備える。さらに、モータ制御装置３００は、トルク推定部３０１を備える。
　モータ制御部３１０は、位置制御部１１１および速度制御部１１３がトルク制御部３１１に置き換わり、速度計算部１１２を有しない点が実施の形態１のモータ制御部１１０と異なる。トルク制御部３１１は、外部からのトルク指令Ｔｑ＊および後述する推定トルク信号Ｔｑ＿ｅｓｔを用いて、ｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成して出力する。
　電気回路定数測定部３５０は、検波処理部３５２、３５３、３５４を備える。検波処理部３５２は、電気角速度信号ωｒｅを基準信号としｑ軸電圧指令ｖｑ＊を対象信号として、誘起電圧定数Φの測定結果Φ＿ｍｅｓを演算する。検波処理部３５３は、ｑ軸電流信号ｉｑを基準信号としｄ軸電圧指令ｖｄ＊を対象信号として、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑの測定結果Ｌｑ＿ｍｅｓを演算する。検波処理部３５４は、ｄ軸電流信号ｉｄを基準信号としｑ軸電圧指令ｖｑ＊を対象信号として、ｄ軸インダクタンス値Ｌｄの測定結果Ｌｄ＿ｍｅｓを演算する。検波処理部３５２、３５３、３５４は、それぞれ演算した測定結果Φ＿ｍｅｓ、Ｌｑ＿ｍｅｓ、Ｌｄ＿ｍｅｓをモータ制御部３１０およびトルク推定部３０１に出力する。なお、検波処理部３５２、３５３、３５４の詳細な構成は、図２に示した検波処理部１５１の構成と同様である。
　トルク推定部３０１は、検波処理部３５２、３５３、３５４から測定結果Φ＿ｍｅｓ、Ｌｑ＿ｍｅｓ、Ｌｄ＿ｍｅｓが入力されるとともに、モータ制御部３１０の座標変換部１１６からｄ軸電流信号ｉｄおよびｑ軸電流信号ｉｑが入力される。トルク推定部３０１は、モータのトルクがｑ軸電流と誘起電圧定数との積で表現されることを利用し、ｑ軸電流信号ｉｑおよび測定結果Φ＿ｍｅｓを掛け合わせることでモータ９１のトルクの推定値を示す推定トルク信号Ｔｑ＿ｅｓｔを生成する。トルク推定部３０１は、生成した推定トルク信号Ｔｑ＿ｅｓｔをモータ制御部３１０のトルク制御部３１１に出力する。トルク制御部３１１は、推定トルク信号Ｔｑ＿ｅｓｔをモータ９１のトルクのフィードバックとし、推定トルク信号Ｔｑ＿ｅｓｔとトルク指令Ｔｑ＊が一致するようにｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成して出力する。
　ｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊の生成については、トルクの高精度制御以外にも、適用したシステムおよび運転条件等に起因して、電圧飽和の回避またはリラクタンストルクの利用以外の要求方針があり、これらを満たすよう電流指令生成系が設計されるため一概に述べることはできないが、単純にｑ軸電流のみでトルクの増減を制御する場合は、トルク指令Ｔｑ＊と推定トルク信号Ｔｑ＿ｅｓｔとの差分に対するＰＩ制御（比例・積分制御）にて、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成するように構成される。実施の形態３によれば高精度に測定された電気回路定数を用いることで、トルク推定も高精度に行うことができるので、高精度なトルク制御が実現できる。モータ９１が永久磁石同期モータで、かつ、埋め込み磁石型の回転子を持つ場合、トルク推定は、式（１４）で実施される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
 　式（１４）において、Ｐはモータ９１の極対数である。また、式（１４）の右辺第１項は磁石磁束によるトルクを示し、右辺第２項はリラクタンストルクを示す。
　以上のようなトルク推定とフィードバックによる処理を行う構成とすることで、高精度なトルク制御が実現できる。また、実施の形態２において説明したような、温度変化による電気回路定数の変動がモータ９１の継続運転に伴って発生しても、実施の形態３におけるトルク推定の基礎となる電気回路定数は、上述の検波処理により測定されており、温度変化に追従した測定が行われている。このことから、実施の形態３におけるトルク推定も温度変化に追従して行われており、実施の形態３のトルク推定を用いたトルク制御も温度変化に対応して行われることとなる。このため、実施の形態３におけるトルク推定とフィードバックによる処理を用いれば、温度変化に起因するトルク変動を抑制することができる。
　以上は、埋め込み磁石型永久磁石同期モータを例にとり説明したが、リラクタンストルクが発生しない表面磁石型永久磁石同期モータの場合では、図１２に示す実施の形態３の他の例のように、より簡単な構成とすることができる。すなわち、リラクタンストルクが発生しない場合は、トルク指令Ｔｑ＊とｑ軸電流指令ｉｑ＊は式（１５）に示すような関係となる。式（１５）より、と誘起電圧定数Φの測定結果Φ＿ｍｅｓが分かればトルク指令Ｔｑ＊からｑ軸電流指令ｉｑ＊を容易に計算することができる。図１２に示すモータ制御装置３００１では、トルク推定部３０１を省略し、検波処理部３５２の測定結果Φ＿ｍｅｓをモータ制御部３１０のトルク制御部３１１１に出力する。トルク制御部３１１１は、式（１５）による計算を行って得たｑ軸電流指令ｉｑ＊を電流制御部１１７に出力する。リラクタンストルクが発生しない場合は、この構成によりトルク制御が実現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　実施の形態３によれば、モータの運転継続に伴って各部材に温度変化が発生しても、温度変化に追従したトルク制御が行われる。これにより、例えば鉄鋼圧延またはフィルム等、シート状あるいは線状の物体を製造する装置において、モータを適切に制御して対象の製造物にかかる張力および圧力を精密に制御する必要がある場合に、温度変化に伴うトルク制御の精度の低下が防がれている。このため、製造品質の低下を防ぐことができ、高品質な製造が可能となる。
実施の形態４．
　次に、実施の形態４を図１３に基づいて説明する。なお、図１から図１２と同一または相当部分については同一符号を付し、その説明を省略する。実施の形態４は、実施の形態１に加振処理を追加するものであり、簡潔に述べると、加振により任意の周波数をもつ交流電流あるいは交流電圧を発生させ、電気回路定数測定部における検波処理を行うものである。図１３は、実施の形態４におけるモータ制御装置の構成図である。モータ制御装置４００は、モータ制御部４１０および電気回路定数測定部４５０を備える。さらに、モータ制御装置４００は、加振指令生成部４０１と、入力インターフェース部４０２を備える。
　モータ制御部４１０は、速度制御部１１３を速度制御部４１３に置き換えている点が実施の形態１のモータ制御部１１０と異なる。速度制御部４１３は、加振指令ＡＲ＊が入力され、ｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊の生成にあたり、加振指令ＡＲ＊に応じた加振信号をｑ軸電流指令ｉｑ＊に加算する。ｑ軸電流指令ｉｑ＊に対し加振信号が加算されると、マイナーループの電流制御の動作により、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊も振動し、検波処理に用いることができるようになる。以降の説明では区別のため、加振処理されたｑ軸電流指令およびｑ軸電圧指令を、ｑ軸電流指令ｉｑ＊＊およびｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊と記載する。ｑ軸電流指令ｉｑ＊＊は、加振指令ＡＲ＊に従って始動するように設定されている。
　電気回路定数測定部４５０は、検波処理部４５１を備える。検波処理部４５１は、ｑ軸電流信号ｉｑを基準信号としｑ軸電圧指令ｖｑ＊＊を対象信号として、抵抗値Ｒの測定結果Ｒ＿ｍｅｓを演算する。なお、検波処理部４５１の詳細な構成は、図２に示した検波処理部１５１の構成と同様である。検波処理部４５１は、加振指令生成部４０１から加振位相θａが入力される。加振位相θａは、図２に示した平均化処理部１５１ｆによる平均化処理において、基準となる位相である。モータ制御装置４００においては、検波処理部４５１は、それぞれ演算した測定結果Ｒ＿ｍｅｓをモータ制御部４１０に出力する。
　加振指令生成部４０１は、例えば上位の制御装置など、外部からのオン／オフ指令に従い加振指令ＡＲ＊をオン／オフするものである。上記オン／オフ指令は、入力インターフェース部４０２部を介して加振指令生成部４０１に入力される。
　検波処理部４５１においては、上記のように加振位相θａを基準として平均化処理を行う。加振信号としては、加振位相θａに従い、正弦波または方形波などを適宜選択できる。なお、実施の形態４では加振指令ＡＲ＊を速度制御部４１３に入力し、ｑ軸電流指令ｉｑ＊に対して加振信号を加算する構成としたが、これに限られるものではなく、位置制御部１１１に加振指令ＡＲ＊を入力する構成にしてもよい。この場合、速度指令ωｒｍ＊に加振信号が加算される。また、電流制御部１１７に加振指令ＡＲ＊を入力する構成にしてもよい。これらの場合でも、上述の加振による効果は実施の形態４と同様に得ることができる。
　モータを通常運転する場合、これに伴って生じる電流および電圧の交流成分の周波数は、モータの運転パターンに依存して決定される。このとき、運転パターンによっては交流成分の周波数が非常に低くなる場合がある。交流成分の周波数が非常に低過ぎると、検波処理を用いた電気回路定数の測定において、推定比例係数Ｐｃｅｓｔの収束が遅くなり、測定時間が長くなるおそれがある。また、温度変化がある場合に、温度変化に伴う電気回路定数の変動への追従性が不十分となるおそれもある。これらおそれがある場合、通常運転に伴って生じる電流および電圧の交流成分よりも高い周波数に設定した加振をすることで、推定比例係数Ｐｃｅｓｔの収束時間を短縮し、ひいては電気回路定数の測定時間を短縮することができる。
　ただし、加振を行う場合、モータの電圧および電流が脈動し、若干のトルクリプルおよび騒音が発生するおそれがあるので、運転条件に応じて、加振のオン／オフを切り替えることが考えられる。あるいは、騒音および負荷機械の共振周波数に応じて、加振の振幅および周波数を切り替える措置を行うことも考えられる。実施の形態４では、加振を行うことで電気回路定数の測定を加速させる効果を持つが、任意の加振をオフにしても電気回路定数の測定は継続できる。
　なお、図１３に示す例では、加振指令生成部４０１に対するオン／オフ指令を、入力インターフェース部４０２を介して都度入力する構成を示しているが、加振処理を行うか否かの決定を、予めパラメータとして設定し、図１３では図示省略しているメモリ等に記憶させてもよい。例えば、フラグとして、「１」であれば加振処理を行い、「０」であれば加振処理は行わないと設定する。上記フラグの設定は、入力インターフェース部４０２を介して行えばよい。上記フラグにより、「加振処理を行う」と設定されている場合でも、モータ９１の運転状態から、加振しても問題ないと判断される場合にのみ加振を行う構成としてもよい。これらの構成であっても、実施の形態４と同様の効果を得ることができる。
　図１３に示したモータ制御装置４００は、ｑ軸電流指令を加振処理しているが、図１４に示す実施の形態４の他の例のように、ｄ軸電流指令を加振処理してもよい。図１４に示すモータ制御装置４００１において、速度制御部４１３は、加振指令ＡＲ＊が入力され、ｄ軸電流指令ｉｄ＊およびｑ軸電流指令ｉｑ＊の生成にあたり、加振指令ＡＲ＊に応じた加振信号をｄ軸電流指令ｉｄ＊に加算する。上述したモータ制御装置４００の場合と同様に、加振処理されたｄ軸電流指令およびｄ軸電圧指令を、ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊およびｄ軸電圧指令ｖｄ＊＊と記載する。ｄ軸電流指令ｉｄ＊＊は、加振指令ＡＲ＊に従って始動するように設定されている。
　モータ制御装置４００１は、電気回路定数測定部４５０１に検波処理部４５１１が設けられる。検波処理部４５１１は、ｄ軸電流信号ｉｄを基準信号としｄ軸電圧指令ｖｄ＊＊を対象信号として、抵抗値Ｒの測定結果Ｒ＿ｍｅｓを演算する。検波処理部４５１１は、加振指令生成部４０１から加振位相θａが入力される。検波処理部４５１１は、演算した測定結果Ｒ＿ｍｅｓをモータ制御部４１０および誘起電圧定数計算部４８０に出力する。なお、検波処理部４５１１の詳細な構成は、図２に示した検波処理部１５１の構成と同様である。
　誘起電圧定数計算部４８０は、測定結果Ｒ＿ｍｅｓを用いて誘起電圧定数Φを計算するもので、以下の式（１６）に示す処理を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
 　式（１６）において、ｆａｖは、平均値計算（平均化処理）を行う関数を表す。Φ＿ｍｅｓ２は、式（１６）の手法により計算される誘起電圧定数であり、検波処理部１５２などの測定結果Φ＿ｍｅｓとの区別のため、添字として「２」を付加している。
　式（１６）から分かるように、誘起電圧定数計算部４８０は、ｑ軸電流と抵抗による電圧降下をｑ軸電圧指令ｖｑ＊から減算して残存電圧を求め、残存電圧の平均値を計算する。平均化処理前の残存電圧には、振動するｄ軸電流によるｑ軸電圧への干渉電圧、（ωｒｅ・Ｌｄ・ｉｄ）が含まれるが、これは交流成分のみで構成されているため。その影響は平均化処理により除去される。また、上記以外に過渡項があるが、ｑ軸電流が一定の場合は、過渡項は無視できる。このことから、平均化処理後の上記残存電圧には、磁石磁束による誘起電圧の影響のみが残るので、平均化処理後の残存電圧を電気角速度で除算すれば、誘起電圧定数Φの計算結果Φ＿ｍｅｓ２が得られる。
　図１４に示したモータ制御装置４００１は、モータ制御装置４００で行われるｑ軸側の加振と比較してトルクリプルおよび騒音を小さくすることができる。また、通常のモータトルク制御への影響が少ない。加振の周波数が一周期となるため、抵抗値Ｒの測定速度を高めることができる。また、繰り返しとなるが、この計算において、振動するｄ軸電流によるｑ軸への干渉電圧は平均値の計算により除去できる。この結果、上記干渉電圧に含まれるｄ軸インダクタンス値Ｌｄの精度を無視できる。また、上述した検波処理による電気回路定数の測定の効果により、抵抗値Ｒの計算においては、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑの精度の影響を無視できる。
　通常、誘起電圧定数Φの計算において誘起電圧を電気角速度で除算する手順を用いる場合、電気角速度が高いほど誘起電圧も高くなるため、他の電気回路定数の精度の影響が低下するが、電気角速度が低い場合、相対的に他の電気回路定数の精度の影響を受け、特に、抵抗値Ｒの精度の影響を受ける。一方、上述した実施の形態４の他の例のように、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を加振処理して抵抗値Ｒを測定することにより、電気角速度が低い場合でも、高精度に誘起電圧定数Φを計算することができる。また、上述した検波処理による電気回路定数の測定の性質を利用することにより、ｄｑ軸インダクタンス（Ｌｄ・Ｌｑ）の精度の影響は受けない。なお、（１６）式に記載した平均値計算は、ｄ軸電流によるｑ軸側への干渉成分を除去するものであるので、ローパスフィルタで代替可能であることは言うまでもない。
実施の形態５．
　次に、実施の形態５を図１５に基づいて説明する。なお、図１から図１４と同一または相当部分については同一符号を付し、その説明を省略する。実施の形態５は、実施の形態１から４で説明した方法により得られた電気回路定数、およびこれに基づいて計算される温度情報などの情報を外部に出力するための構成を追加したものである。図１３は、実施の形態５におけるモータ制御装置の構成図である。モータ制御装置５００は、モータ制御部１１０および電気回路定数測定部５５０を備える。さらに、モータ制御装置５００は、温度計算部５６０および出力インターフェース部５０３を備える。
　電気回路定数測定部５５０は、実施の形態２の電気回路定数測定部２５０から検波処理部２５２、２５３を省略したものである。検波処理部５５１は、実施の形態２の検波処理部２５１と同様であり、ｑ軸電流信号ｉｑを基準信号としｑ軸電圧指令ｖｑ＊を対象信号として、抵抗値Ｒの測定結果Ｒ＿ｍｅｓを演算する。検波処理部５５１は、測定結果Ｒ＿ｍｅｓをモータ制御部１１０および温度計算部５６０に出力する。
　温度計算部５６０は、実施の形態２の温度計算部２６０と同様に、抵抗値Ｒの測定結果Ｒ＿ｍｅｓが入力され、モータ９１の巻線の巻線温度Ｔ＿ｗｉｒｅを測定結果Ｒ＿ｍｅｓから計算する。温度計算部５６０は、計算した巻線温度Ｔ＿ｗｉｒｅを出力インターフェース部５０３および表示部５０４に出力する。なお、ここでは巻線温度Ｔ＿ｗｉｒｅのみ計算する構成としているが、実施の形態２と同様にして、磁石温度Ｔ＿ｍａｇおよび鉄芯温度Ｔ＿ｃｏｒｅを計算する構成にしてもよい。
　出力インターフェース部５０３は、巻線温度Ｔ＿ｗｉｒｅの温度情報などを外部のサーバ装置（図示無し）などに送信する。これにより、巻線温度Ｔ＿ｗｉｒｅの温度情報などを利用して、モータ９１の加熱を防止するなどの保護、モータ周辺部の温度モニタリングなどが可能となる。また、出力インターフェース部５０３を介して出力する情報は、巻線温度情報に限らず、他の構成部材の温度、測定した電気回路定数、モータトルクなどの他の情報、またはこれらを組み合わせたものであってもよい。出力インターフェース部５０３により、上述の各実施の形態における検波処理を用いて測定した、複数の電気回路定数に関する情報を送信できる。また、上記のような情報をモータの通常の運転中に送信できる。これは、モータ９１を構成する各部材の温度情報についても同様である。これらの情報を組み合わせた故障判断、残存寿命判断、これらを実現するＡＩ（Ａｒｔｉｆｉｃｉａｌ　Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｃｅ）などの高負荷処理など、モータ制御装置単体では難しい処理も外部のサーバ装置に情報を送信することで実現できる。モータの通常運転中に情報の送信ができるので、モータを利用した装置を電気回路定数の測定のために停止させる必要がない。また、電気回路定数の測定のための専用の通電を行う必要がなく、時間遅れのない高応答な判断処理に寄与できる。
　表示部５０４は、測定した電気回路定数、およびこれを用いて計算した温度などを表示するものである。表示部５０４は、モータ制御部１１０内の情報を可視化する意味合いがあり、例えば、モータ９１の温度上昇を確認して、手動で緊急停止を行うなど、モータ９１の保護に寄与できる。
実施の形態６．
　次に、実施の形態６を図１６に基づいて説明する。なお、図１から図１５と同一または相当部分については同一符号を付し、その説明を省略する。実施の形態１から５では、特定の機能を持った各構成要素が連携して動作し、モータの制御および検波処理による電気回路定数測定などを実現した。実施の形態６は、実施の形態１から５で説明したモータ制御、および検波処理を用いた電気回路定数の測定などが、プロセッサ上で実行されるプログラムの信号処理と、プロセッサ上に設けられた論理回路における信号処理の結果、それぞれの機能が実現される構成としている。
　モータ制御装置６００は、各種演算を行うマイクロプロセッサ６７０と、マイクロプロセッサ６７０への外部からの入力信号を受け付ける入力インターフェース部６０２と、マイクロプロセッサ６７０から外部への出力信号を出力する出力インターフェース部６０３と、マイクロプロセッサ６７０からの情報を表示する表示部６０４とを備える。マイクロプロセッサ６７０は、上述したように、実施の形態１から５で説明したモータ制御部１１０等、および電気回路定数測定部１５０等を実現するための演算を実行する。
　入力インターフェース部６０２は、実施の形態４で説明した外部からのオン／オフ指令、またはモータ９１の制御における制御指令、モータ９１の停止命令など、任意の入力信号を受け付け、マイクロプロセッサ６７０に送信する。出力インターフェース部６０３は、実施の形態２または５で説明したような温度情報など、任意の出力信号をマイクロプロセッサ６７０から受信し、外部に出力する。表示部６０４は、マイクロプロセッサ６７０からの指令に応じ、測定した電気回路定数、およびこれを用いて計算した温度などを表示する。
　実施の形態６は、実施の形態１から５と同じ機能を持つ構成をマイクロプロセッサによる信号処理に置き換えたものなので、実施の形態１から５と同様の効果を得ることができる。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
　従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
９１　モータ、１００、１００１、２００、３００、３００１、４００、４００１、５００、６００　モータ制御装置、１１０、３１０、４１０　モータ制御部、１１３、４１３　速度制御部、１１５　電気角速度計算部、１１７　電流制御部、１５０、１５０１、２５０、３５０、４５０、４５０１、５５０　電気回路定数測定部、１５１、１５２、１５３、２５１、２５２、２５３、３５２、３５３、３５４、４５１、４５１１、５５１　検波処理部、１５１ａ、１５１ｂ　ハイパスフィルタ、１５１ｃ、１５１ｅ　乗算器、１５１ｄ、１５９　減算器、１５１ｆ　平均化処理部、１５１ｇ　積分器、２０１　保護判断部、２６０、５６０　温度計算部、２６１　巻線温度計算部、２６２　磁石温度計算部、２６３　鉄芯温度計算部、３０１　トルク推定部、３１１、３１１１　トルク制御部、４０１　加振指令生成部、４０２、６０２　入力インターフェース部、５０３、６０３　出力インターフェース部、５０４、６０４　表示部、ＡＲ＊　加振指令、ｉｄ　ｄ軸電流信号、ｉｄ＊、ｉｄ＊＊　ｄ軸電流指令、ｉｑ　ｑ軸電流信号、ｉｑ＊、ｉｑ＊＊　ｑ軸電流指令、ｍｅｓ、Ｌｄ＿ｍｅｓ、Ｌｑ＿ｍｅｓ、Ｒ＿ｍｅｓ、Φ＿ｍｅｓ　測定結果、Ｐｃｅｓｔ　推定比例係数、ＰＲ＊　保護指令、ＳｉｇＢａｓｅ　基準信号、ＳｉｇＢａｓｅＡＣ　交流基準信号、ＳｉｇＤｅｔ　対象信号、ＳｉｇＤｅｔＡＣ　交流対象信号、ＳｉｇＲｅｍ　残存信号、ＳｉｇＢｅｆＡＶ、ＳｉｇＤｉｓｔＢｅｆＡＶ　平均化前信号、ＳｉｇＡｆｔＡＶ　平均化後信号、Ｔ＿ｃｏｒｅ　鉄芯温度、Ｔ＿ｍａｇ　磁石温度、Ｔ＿ｗｉｒｅ　巻線温度、ｖｄ＊、ｖｄ＊＊　ｄ軸電圧指令、ｖｑ＊、ｖｑ＊＊　ｑ軸電圧指令、θａ　加振位相、ωｒｅ　電気角速度信号

Claims (22)

  1. 　被測定モータの電気回路の電気回路定数を測定する電気回路定数測定部を備えたモータ制御装置であって、
    　前記電気回路定数測定部は、
    　前記被測定モータの電気回路における状態量をそれぞれ示す状態量信号のうち、交流成分を有する第１の状態量信号と、交流成分を有し、測定対象の前記電気回路定数を含む係数と前記第１の状態量信号の積からなる信号成分を含む第２の状態量信号とを入力とし、前記信号成分を同期検波により前記第２の状態量信号から取り出して、前記係数から前記測定対象の電気回路定数を測定する検波処理部
    を備えていることを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　前記被測定モータのいずれかの部材の温度に依存する前記電気回路定数の測定結果に基づいて、前記いずれかの部材の温度を計算する温度計算部をさらに備えた請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記温度計算部によって計算された温度が予め定められた閾値を超えた場合に、前記被測定モータの回転速度を予め定められた値以下に制限する保護指令を出力する保護判断部をさらに備えた請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記被測定モータを流れる電流と、前記検波処理部による前記電気回路定数の測定結果に基づいて、前記被測定モータのトルクを推定するトルク推定部をさらに備え、
    　前記トルク推定部によって演算された前記被測定モータのトルクの推定値と、前記被測定モータのトルクの指令値に基づいて、前記被測定モータのトルクを制御するトルク制御部を備えた請求項１から３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  5. 　前記検波処理部は、前記第１の状態量信号の交流成分と直交する交流成分からなるノイズ成分を前記第２の状態量信号から除去することにより、前記信号成分を前記第２の状態量信号から取り出す請求項１から４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  6. 　前記検波処理部は、
    　前記第１の状態量信号が入力され、前記第１の状態量信号の交流成分を取り出す第１のハイパスフィルタと、
    　フィードバックされた推定比例係数を前記第１の状態量信号の交流成分に乗じ、得られた結果を出力する第１の乗算器と、
    　前記第２の状態量信号が入力され、前記第２の状態量信号の交流成分を取り出す第２のハイパスフィルタと、
    　前記第１の乗算器の出力を前記第２の状態量信号の交流成分から減じ、得られた結果を残存信号として出力する減算器と、
    　前記第１の状態量信号の交流成分を前記残存信号に乗じ、得られた結果を出力する第２の乗算器と、
    　前記第２の乗算器の出力に平均化処理を施し、得られた結果を平均化後信号として出力する平均化処理部と、
    　予め定められた積分ゲインを前記平均化後信号に乗じたものを時間積分することにより、前記推定比例係数を更新する積分器とを備え、
    　前記積分器の出力を前記推定比例係数として前記第１の乗算器にフィードバックし、さらに、前記推定比例係数より前記測定対象の電気回路定数を求め、得られた結果を出力する請求項５に記載のモータ制御装置。
  7. 　前記第２の状態量信号が示す状態量に対する加振処理を行わせるとともに、前記加振処理に応じた加振位相を前記検波処理部に出力する加振指令生成部をさらに備え、前記平均化処理部は、前記加振位相を基準として前記平均化処理を行う請求項６に記載のモータ制御装置。
  8. 　前記平均化処理は、前記第１の状態量信号および前記第２の状態量信号の位相について１周期積分する積分処理である請求項６または７に記載のモータ制御装置。
  9. 　前記検波処理部による前記電気回路定数の測定結果、または該測定結果に基づいて演算された情報を外部に出力する出力インターフェース部をさらに備えた請求項１から８のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  10. 　前記検波処理部は、前記第２の状態量信号として、前記第２の状態量信号が示す状態量を制御する制御指令を用いる請求項１から９のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  11. 　被測定モータの電気回路の電気回路定数を測定する電気回路定数測定工程を備えたモータ制御方法であって、
    　前記電気回路定数測定工程は、
    　前記被測定モータの電気回路における状態量をそれぞれ示す状態量信号のうち、交流成分を有する第１の状態量信号と、交流成分を有し、測定対象の前記電気回路定数を含む係数と前記第１の状態量信号の積からなる信号成分を含む第２の状態量信号とを入力とし、前記信号成分を同期検波により前記第２の状態量信号から取り出して、前記係数から前記測定対象の電気回路定数を測定する検波処理工程
    を備えていることを特徴とするモータ制御方法。
  12. 　前記被測定モータのいずれかの部材の温度に依存する前記電気回路定数の測定結果に基づいて、前記いずれかの部材の温度を計算する温度計算工程をさらに備えた請求項１１に記載のモータ制御方法。
  13. 　前記温度計算工程によって計算された温度が予め定められた閾値を超えた場合に、前記被測定モータの回転速度を予め定められた値以下に制限する請求項１２に記載のモータ制御方法。
  14. 　前記被測定モータを流れる電流と、前記検波処理工程による前記電気回路定数の測定結果に基づいて、前記被測定モータのトルクを推定する工程をさらに備え、
    　前記被測定モータのトルクの推定値と前記被測定モータのトルクの指令値に基づいて、前記被測定モータのトルクを制御する請求項１１から１３のいずれか１項に記載のモータ制御方法。
  15. 　前記検波処理工程は、前記第１の状態量信号の交流成分と直交する交流成分からなるノイズ成分を前記第２の状態量信号から除去することにより、前記信号成分を前記第２の状態量信号から取り出す工程を備える請求項１１から１４のいずれか１項に記載のモータ制御方法。
  16. 　前記検波処理工程は、
    　前記第１の状態量信号から交流成分を取り出す工程と、
    　フィードバックされた推定比例係数を前記第１の状態量信号の交流成分に乗じる工程と、
    　前記第２の状態量信号から交流成分を取り出す工程と、
    　前記推定比例係数が乗じられた前記第１の状態量信号の交流成分を前記第２の状態量信号の交流成分から減じ、得られた結果を残存信号として出力する工程と、
    　前記残存信号に前記第１の状態量信号の交流成分を乗じる工程と、
    　前記第１の状態量信号の交流成分が乗じられた前記残存信号に平均化処理を施し、得られた結果を平均化後信号として出力する工程と、
    　予め定められた積分ゲインを前記平均化後信号に乗じたものを時間積分することにより、前記推定比例係数を更新する工程とを備え、
    　更新された前記推定比例係数をフィードバックし、さらに、前記推定比例係数より前記測定対象の電気回路定数を求め、得られた結果を出力する請求項１５に記載のモータ制御方法。
  17. 　前記第２の状態量信号が示す状態量に対して加振処理をする工程をさらに備えるとともに、前記加振処理に対応する加振位相を基準として前記平均化処理を行う請求項１６に記載のモータ制御方法。
  18. 　前記平均化処理は、前記第１の状態量信号および前記第２の状態量信号の位相につて１周期積分する積分処理である請求項１６または１７に記載のモータ制御方法。
  19. 　前記検波処理工程による前記電気回路定数の測定結果、または該測定結果に基づいて演算された情報を外部に出力する工程をさらに備えた請求項１１から１８のいずれか１項に記載のモータ制御方法。
  20. 　前記第２の状態量信号として、前記第２の状態量信号が示す状態量を制御する制御指令を用いる請求項１１から１９のいずれか１項に記載のモータ制御方法。
  21. 　被測定モータの電気回路の電気回路定数を測定する電気回路定数測定装置であって、
    　前記被測定モータの電気回路における状態量をそれぞれ示す状態量信号のうち、交流成分を有する第１の状態量信号と、交流成分を有し、測定対象の前記電気回路定数を含む係数と前記第１の状態量信号の積からなる信号成分を含む第２の状態量信号とを入力とし、前記信号成分を同期検波により前記第２の状態量信号から取り出して、前記係数から前記測定対象の電気回路定数を測定する検波処理部
    を備えていることを特徴とする電気回路定数測定装置。
  22. 　被測定モータの電気回路の電気回路定数を測定する電気回路定数測定方法であって、
    　前記被測定モータの電気回路における状態量をそれぞれ示す状態量信号のうち、交流成分を有する第１の状態量信号と、交流成分を有し、測定対象の前記電気回路定数を含む係数と前記第１の状態量信号の積からなる信号成分を含む第２の状態量信号とを入力とし、前記信号成分を同期検波により前記第２の状態量信号から取り出して、前記係数から前記測定対象の電気回路定数を測定する検波処理工程
    を備えていることを特徴とする電気回路定数測定方法。
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