JP5447520B2 - コンバータ制御装置及び多相コンバータ - Google Patents

Description

本発明は、燃料電池の出力電圧を制御するコンバータ制御装置及び多相コンバータに関する。

自動車等に搭載される燃料電池システムにおいては、燃料電池の発電能力を超える急な負荷の変化等に対応するため、動力源として燃料電池とバッテリとを備えたハイブリッド型の燃料電池システムが種々提案されている。

ハイブリッド型の燃料電池システムにおいては、燃料電池の出力電圧等をＤＣ−ＤＣコンバータで制御している。このような制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータとしては、パワートランジスタ、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等のスイッチング素子をＰＷＭ動作させて電圧の変換を行う形式のものが広く利用されている。ＤＣ−ＤＣコンバータは、電子機器の省電力化、小型化及び高性能化に伴い、一層の高速化や大容量化、及び低リップル化が望まれている。かかる要請に応えるべく、従来より複数個のＤＣ−ＤＣコンバータを並列に接続したマルチフェーズＤＣ−ＤＣコンバータ（多相ＤＣ−ＤＣコンバータ）が利用されている（例えば特許文献１参照）。

特開２００６−３４０５３５号公報

上記従来の多相ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、複数の相を駆動（多相駆動）する際、各相のＤＣ−ＤＣコンバータを同位相で駆動すると（すなわち、各相のコンバータを構成するスイッチング素子を同位相でオン、オフ制御すると）、リップル電流が相数に比例して大きくなってしまう。

図１８は、三相ＤＣ−ＤＣコンバータを単相駆動した場合（破線）、及び同位相で多相駆動した場合（実線）の電流波形を例示した図である。図１８に示すように、三相ＤＣ−ＤＣコンバータを同位相で駆動させると、単相駆動時のリップル電流ΔＩｎ１よりも多相駆動時のリップル電流ΔＩｎ３は大きくなる（リップル電流は駆動相数に比例）。このため、システムを設計する際には電流を平滑化するためのコンデンサとして許容量の大きいコンデンサを選択する必要があり、コンデンサの体格が大型化してしまうという問題があった。

かかる問題を解消するべく、位相をずらしてＤＣ−ＤＣコンバータを駆動する方法が提案されている。図１９は、三相ＤＣ−ＤＣコンバータを単相駆動した場合（破線）、及び位相をずらして多相駆動した場合（実線）の電流波形を例示した図であり、図１８に対応する図である。
図１９に示すように、位相をずらして三相ＤＣ−ＤＣコンバータを多相駆動すると、各相のリップル電流は打ち消しあい、リップル電流ΔＩｐ３の振幅が減衰し、単相駆動時のリップル電流ΔＩｐ１よりも小さくなる。このように、位相をずらして三相ＤＣ−ＤＣコンバータを駆動したときのリップル電流ΔＩｐ３は、同相で三相ＤＣ−ＤＣコンバータを駆動したときのリップル電流ΔＩｎ３よりも小さくなるため、コンデンサの許容量を減らすことができ、体格を小型化することが可能となる。

しかしながら、位相をずらしてＤＣ−ＤＣコンバータを駆動するだけでは、コンデンサの許容量を減らすのに限界があり、近時における更なるコンデンサの小型化の要請に十分に応えることができない、という問題があった。

本発明は以上説明した事情を鑑みてなされたものであり、更なるコンデンサの小型化の要請に応えることが可能なコンバータ制御装置等を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明に係るコンバータ制御装置は、位相をずらして各相の駆動を制御する、燃料電池出力制御用の多相コンバータの制御装置であって、前記多相コンバータを単相駆動する場合のコンバータの駆動周波数を、多相駆動する場合のコンバータの駆動周波数よりも所定量高く設定する駆動周波数制御手段を具備することを特徴とする。

かかる構成によれば、単に位相をずらしてコンバータの駆動を制御するだけではなく、リップル電流が大きくなる単相駆動時においては、単相駆動用のスイッチング周波数ｆ１を、多相駆動用のスイッチング周波数ｆ２（＜ｆ１）よりも所定量高く設定する。これにより、単相駆動時のリップル電流を減らすことができるため、このリップル電流にあわせて設計されるフィルタ・コンデンサＣ１の許容量を小さくすることができ、最終的には従来に比べてコンデンサの体格を小さくすることが可能となる。

ここで、上記構成にあっては、前記多相コンバータに接続される負荷の大きさに応じて、前記多相コンバータの駆動相数を決定する決定手段をさらに備え、前記駆動周波数制御手段は、単相駆動する場合に発生するリップル電流の大きさ、スイッチング損失の大きさに基づいて、前記単相駆動時の前記コンバータの駆動周波数を設定する態様が好ましい。

また、上記構成にあっては、前記各相のコンバータは、主昇圧回路と補助回路とを備えたソフトスイッチングコンバータであって、前記主昇圧回路は、一端が前記燃料電池の高電位側の端子に接続された主コイルと、一端が前記主コイルの他端に接続され、他端が前記燃料電池の低電位側の端子に接続された、スイッチングを行う主スイッチと、カソードが前記主コイルの他端に接続された第一ダイオードと、前記第一ダイオードのアノードと前記主スイッチの他端との間に設けられた平滑コンデンサとを有し、前記補助回路は、前記主スイッチに並列に接続され、かつ前記主コイルの他端と前記燃料電池の低電位側の端子に接続された、第二ダイオードとスナバコンデンサとを含む第一直列接続体と、前記第二ダイオードと前記スナバコンデンサとの接続部位と前記主コイルの一端との間に接続された、第三ダイオードと補助コイルと前記補助スイッチとを含む第二直列接続体とを有する態様がさらに好ましい。

また、本発明に係る燃料電池出力制御用の多相コンバータは、単相駆動の際に利用されるコンバータのコイルのインダクタンス値が、他相のコンバータのコイルのインダクタンス値よりも高く設定されていることを特徴とする。

本発明によれば、更なるコンデンサの小型化の要請に応えることが可能となる。

本実施形態に係るＦＣＨＶシステムのシステム構成図である。 同実施形態に係る多相のＦＣソフトスイッチングコンバータの回路構成を示す図である。 同実施形態に係るＦＣソフトスイッチングコンバータの１相分の回路構成を示す図である。 同実施形態に係るＦＣコンバータを単相駆動した場合、二相駆動した場合、三相駆動した場合の入力電力とエネルギ変換効率の関係を例示した図である。 同実施形態に係るソフトスイッチング処理を示すフローチャートである。 モード１の動作を示す図である。 モード２の動作を示す図である。 モード３の動作を示す図である。 モード４の動作を示す図である。 モード５の動作を示す図である。 モード６の動作を示す図である。 モード５のスナバコンデンサ電圧Ｖｃ、素子電圧Ｖｅ、素子電流Ｉｅの関係を例示した図である。 モード２からモード３への遷移過程における電圧・電流挙動を示す図である。 各モードにおける通電パターンを例示した図である。 リップル電流の低減機能を実現するための機能ブロック図である。 単相駆動時におけるリップル電流ΔＩｓｉと多相駆動時におけるリップル電流ΔＩｍｕを比較した図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータにおける主要部品の体格の割合を示す図である。 三相ＤＣ−ＤＣコンバータを単相駆動した場合及び同位相で多相駆動した場合の電流波形を例示した図である。 三相ＤＣ−ＤＣコンバータを単相駆動した場合及び位相をずらして多相駆動した場合の電流波形を例示した図である。

Ａ．本実施形態
以下、各図を参照しながら本発明に係わる実施形態について説明する。 図１は本実施形態に係る車両に搭載されたＦＣＨＶシステムの構成を示す。なお、以下の説明では車両の一例として燃料電池自動車（ＦＣＨＶ；Fuel Cell Hybrid Vehicle）を想定するが、電気自動車などにも適用可能である。また、車両のみならず各種移動体（例えば、船舶や飛行機、ロボットなど）や定置型電源、さらには携帯型の燃料電池システムにも適用可能である。

Ａ−１．システムの全体構成
ＦＣＨＶシステム１００は、燃料電池１１０とインバータ１４０の間にＦＣコンバータ２５００が設けられるとともに、バッテリ１２０とインバータ１４０の間にＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、バッテリコンバータ）１８０が設けられている。

燃料電池１１０は、複数の単位セルを直列に積層してなる固体高分子電解質型セルスタックである。燃料電池１１０には、燃料電池１１０の出力電圧Ｖｆｃｍｅｓを検出するための電圧センサＶ０、及び出力電流Ｉｆｃｍｅｓを検出するための電流センサＩ０が取り付けられている。燃料電池１１０においては、アノード極において（１）式の酸化反応が生じ、カソード極において（２）式の還元反応が生じ、燃料電池１１０全体としては（３）式の起電反応が生じる。

Ｈ₂ → ２Ｈ⁺＋２ｅ^- ・・・（１）
（１／２）Ｏ₂＋２Ｈ⁺＋２ｅ^- → Ｈ₂Ｏ ・・・（２）
Ｈ₂＋（１／２）Ｏ₂ → Ｈ₂Ｏ ・・・（３）

単位セルは、高分子電解質膜等を燃料極及び空気極の二つの電極で挟み込んだＭＥＡを燃料ガスと酸化ガスとを供給するためのセパレータで挟み込んだ構造を有している。アノード極はアノード極用触媒層を多孔質支持層上に設けてあり、カソード極はカソード極用触媒層を多孔質支持層上に設けてある。

燃料電池１１０には、燃料ガスをアノード極に供給する系統、酸化ガスをカソード極に供給する系統、及び冷却液を提供する系統（いずれも図示略）が設けられており、コントローラ１６０からの制御信号に応じて、燃料ガスの供給量や酸化ガスの供給量を制御することにより、所望の電力を発電することが可能となっている。

ＦＣコンバータ２５００は、燃料電池１１０の出力電圧Ｖｆｃｍｅｓを制御する役割を担っており、一次側（入力側：燃料電池１１０側）に入力された出力電圧Ｖｆｃｍｅｓを、一次側と異なる電圧値に変換（昇圧または降圧）して二次側（出力側：インバータ１４０側）に出力し、また逆に、二次側に入力された電圧を、二次側と異なる電圧に変換して一次側に出力する双方向の電圧変換装置である。このＦＣコンバータ２５００により、燃料電池１１０の出力電圧Ｖｆｃｍｅｓが目標出力に応じた電圧となるように制御する。

バッテリ１２０は、負荷１３０に対して燃料電池１１０と並列に接続されており、余剰電力の貯蔵源、回生制動時の回生エネルギ貯蔵源、燃料電池車両の加速又は減速に伴う負荷変動時のエネルギーバッファとして機能する。バッテリ１２０としては、例えば、ニッケル・カドミウム蓄電池、ニッケル・水素蓄電池、リチウム二次電池等の二次電池が利用される。

バッテリコンバータ１８０は、インバータ１４０の入力電圧を制御する役割を担っており、例えばＦＣコンバータ２５００と同様の回路構成を有している。なお、バッテリコンバータ１８０として昇圧型のコンバータを採用しても良いが、これに代えて昇圧動作および降圧動作が可能な昇降圧型のコンバータを採用しても良く、インバータ１４０の入力電圧の制御が可能なあらゆる構成を採用することができる。

インバータ１４０は、例えばパルス幅変調方式で駆動されるＰＷＭインバータであり、コントローラ１６０からの制御指令に従って、燃料電池１１０またはバッテリ１２０から出力される直流電力を三相交流電力に変換して、トラクションモータ１３１の回転トルクを制御する。

トラクションモータ１３１は、本車両の主動力となるものであり、減速時には回生電力を発生するようにもなっている。ディファレンシャル１３２は減速装置であり、トラクションモータ１３１の高速回転を所定の回転数に減速し、タイヤ１３３が設けられたシャフトを回転させる。シャフトには図示せぬ車輪速センサ等が設けられ、これにより当該車両の車速等が検知される。なお、本実施形態では、燃料電池１１０から供給される電力を受けて動作可能な全ての機器（トラクションモータ１３１、ディファレンシャル１３２を含む）を負荷１３０と総称している。

コントローラ１６０は、ＦＣＨＶシステム１００の制御用のコンピュータシステムであり、例えばＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ等を備えている。コントローラ１６０は、センサ群１７０から供給される各種の信号（例えば、アクセル開度をあらわす信号や車速をあらわす信号、燃料電池１１０の出力電流や出力端子電圧をあらわす信号など）を入力して、負荷１３０の要求電力（すなわち、システム全体の要求電力）を求める。

負荷１３０の要求電力は、例えば車両走行電力と補機電力との合計値である。補機電力には車載補機類（加湿器、エアコンプレッサ、水素ポンプ、及び冷却水循環ポンプ等）で消費される電力、車両走行に必要な装置（変速機、車輪制御装置、操舵装置、及び懸架装置等）で消費される電力、乗員空間内に配設される装置（空調装置、照明器具、及びオーディオ等）で消費される電力などが含まれる。

そして、コントローラ（燃料電池出力制御用の多相コンバータの制御装置）１６０は、燃料電池１１０とバッテリ１２０とのそれぞれの出力電力の配分を決定し、発電指令値を演算する。コントローラ１６０は、燃料電池１１０及びバッテリ１２０に対する要求電力を求めると、これらの要求電力が得られるようにＦＣコンバータ２５００及びバッテリコンバータ１８０の動作を制御する。

Ａ−２．ＦＣコンバータの構成
図１に示すように、ＦＣコンバータ２５００は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相によって構成された三相の共振型コンバータとしての回路構成を備えている。三相共振型コンバータの回路構成は、入力された直流電圧を一旦交流に変換するインバータ類似の回路部分と、その交流を再び整流して異なる直流電圧に変換する部分とが組み合わされている。本実施形態では、ＦＣコンバータ２５００としてフリーホイール回路（詳細は後述）を備えた多相のソフトスイッチングコンバータ（以下、多相のＦＣソフトスイッチングコンバータ）を採用している。

Ａ−２−１．多相のＦＣソフトスイッチングコンバータの説明
図２は、ＦＣＨＶシステム１００に搭載される多相のＦＣソフトスイッチングコンバータ２５００の回路構成を示す図であり、図３は、多相のＦＣソフトスイッチングコンバータ２５００の１相分の回路構成を示す図である。

以下の説明では、多相のＦＣソフトスイッチングコンバータ２５００を構成するＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＦＣソフトスイッチングコンバータを、それぞれＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０ａ、２５ｂ、２５０ｃと呼び、特に区別する必要がない場合には、単にＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０と呼ぶ。また、ＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０に入力される昇圧前の電圧をコンバータ入力電圧Ｖｉｎと呼び、ＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０から出力される昇圧後の電圧をコンバータ出力電圧Ｖｏｕｔと呼ぶ。

図３に示すように、各ＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０は、昇圧動作を行うための主昇圧回路２２ａと、ソフトスイッチング動作を行うための補助回路２２ｂと、フリーホイール回路２２ｃを備えて構成されている。
主昇圧回路２２ａは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などからなる第１スイッチング素子Ｓ１とダイオードＤ４で構成されるスイッチング回路のスイッチ動作によって、コイルＬ１に蓄えられたエネルギを負荷１３０にダイオードＤ５を介して解放することで燃料電池１１０の出力電圧を昇圧する。

詳述すると、コイルＬ１の一端が燃料電池１１０の高電位側の端子に接続され、第１スイッチング素子Ｓ１の一端の極がコイルＬ１の他端に接続され、第１のスイッチング素子Ｓ１の他端の極が燃料電池１１０の低電位側の端子に接続されている。また、ダイオードＤ５のカソード端子がコイルＬ１の他端に接続され、さらに、平滑コンデンサとして機能するコンデンサＣ３は、ダイオードＤ５のアノード端子と第１スイッチング素子Ｓ１の他端との間に接続されている。主昇圧回路２２ａには、燃料電池１１０側にフィルタ・コンデンサＣ１が設けられており、これにより燃料電池１１０の出力電流のリップルを低減することが可能となる。

ここで、コンデンサＣ３にかかる電圧ＶＨは、ＦＣソフトスイッチングコンバータ１５０のコンバータ出力電圧Ｖｏｕｔとなり、フィルタ・コンデンサＣ１にかかる電圧ＶＬは、燃料電池１１０の出力電圧であってＦＣソフトスイッチングコンバータ１５０のコンバータ入力電圧Ｖｉｎとなる。

補助回路２２ｂには、第１スイッチング素子Ｓ１に並列に接続された、ダイオードＤ３とこのダイオードＤ３に直列に接続されたスナバコンデンサＣ２とを含む第１直列接続体が含まれている。第１直列接続体は、ダイオードＤ３のカソード端子がコイルＬ１の他端に接続され、ダイオードＤ３のアノード端子がスナバコンデンサＣ２の一端に接続されている。さらに、スナバコンデンサＣ２の他端は、燃料電池１１０の低電位側の端子に接続されている。

さらに、補助回路２２ｂには、ダイオードＤ２と第２スイッチング素子Ｓ２及びダイオードＤ１と、各相に共通の補助コイルＬ２によって構成された第２直列接続体が含まれる。なお、共通の補助コイルＬ２ではなく、相毎に補助コイルＬ２をそれぞれ設けても良いのは勿論である。
第２直列接続体は、ダイオードＤ２のアノード端子が第１直列接続体のダイオードＤ３とスナバコンデンサＣ２との接続部位に接続されている。さらに、ダイオードＤ２のカソード端子が第２スイッチング素子（補助スイッチ）Ｓ２の一端の極に接続されている。また、第２スイッチング素子Ｓ２の他端の極は、補助コイルＬ２とフリーホイール回路２２ｃの接続部位に接続されている。フリーホイールダイオードＤ６のアノード端子は、燃料電池１１０の低電位側に接続される一方、フリーホイールダイオードＤ６のカソード端子は補助コイルＬ２に接続されている。このフリーホイール回路２２ｃは、各相に共通のフリーホイールダイオードＤ６を備えており、補助コイルＬ２が通電中に第２スイッチング素子Ｓ２がオープン故障などした場合であっても、第２スイッチング素子Ｓ２を破壊するようなサージ電圧の発生を未然に防ぐために設けられたフェールセーフ機能を実現するための回路である。なお、フリーホイール回路２２ｃを備えていない構成にも本発明を適用可能である。

このように構成されるＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０においては、コントローラ１６０が各相の第１スイッチング素子Ｓ１のスイッチングデューティー比を調整することで、ＦＣソフトスイッチングコンバチングが実現される。

ここで、図４は、ＦＣコンバータ２５００を単相駆動した場合、二相駆動した場合、三相駆動した場合の入力電力とエネルギ変換効率の関係を表す効率マップＭＰ１を例示した図である。図４では、単相駆動した場合、二相駆動した場合、三相駆動した場合の効率カーブをそれぞれＣ１〜Ｃ３で示す。なお、本実施形態では、Ｕ相を利用して単相駆動し、Ｕ相及びＶ相を利用して二相駆動し、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相を利用して三相駆動する場合を例に説明するが、いずれの相を利用して単相駆動、二相駆動、三相駆動するかは適宜設定・変更可能である。

本実施形態では、常にエネルギ変換効率が最も高くなるように、駆動相数の切り換えを行う。具体的には、図４に示す入力電力０からＰ１までは単相駆動を行い、入力電力Ｐ１からＰ２までは二相駆動を行い、入力電力がＰ２を超えると三相駆動を行う。このように、ＦＣコンバータ２５００を制御することで、常に電力変換効率が最も良い状態でＦＣコンバータ２５００を駆動することが可能となる。

次に、ＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０によるソフトスイッチング動作について、図５〜図１１などを参照しながら説明する。図５は、ソフトスイッチング動作を介したＦＣソフトスイッチングコンバータ２５の一サイクルの処理（以下、ソフトスイッチング処理）を示すフローチャートであり、コントローラ１６０が図５に示すステップＳ１０１〜Ｓ１０６を順次実行することによって一サイクルを形成する。なお、以下の説明では、ＦＣソフトスイッチングコンバータ２５の電流、電圧の状態をあらわすモードをそれぞれモード１〜モード６として表現し、その状態を図６〜図１１に示す。また、図６〜図１１では回路を流れる電流を矢印で示す。

＜ソフトスイッチング動作＞
まず、図５に示すソフトスイッチング処理が行われる初期状態は、燃料電池１１０から負荷１３０に要求される電力が供給されている状態、すなわち第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２がともにターンオフされることで、コイルＬ１、ダイオードＤ５を介して電流が負荷１３０に供給される状態にある。

（モード１；図６参照）
ステップＳ１０１においては、第１スイッチング素子Ｓ１のターンオフを保持する一方、第２スイッチング素子Ｓ２をターンオンする。かかるスイッチング動作を行うと、ＦＣソフトスイッチングコンバータ１５０の出力電圧ＶＨと入力電圧ＶＬの電位差により、負荷１３０側に流れていた電流がコイルＬ１、ダイオードＤ３、第２スイッチング素子Ｓ２、補助コイルＬ２を介して補助回路１２ｂ側に徐々に移行してゆく。なお、図６中では、負荷１３０側から補助回路１２ｂ側への電流の移行の様子を白抜き矢印で示している。

また、第２スイッチング素子Ｓ２をターンオンすることにより、図６に示す矢印Ｄｍ１１の向きに電流の循環が発生する。ここで、第２スイッチング素子Ｓ２の電流変化速度は、補助コイルＬ２の両端電圧（ＶＨ−ＶＬ）と補助コイルＬ２のインダクタンスに従い増加していくが、第２スイッチング素子Ｓ２に流れる電流は補助コイルＬ２により抑制されるため、結果としてダイオードＤ５を介して負荷１３０側に流れる電流（図６に示す矢印Ｄｍ１２参照）のソフトターンオフが実現される。
ここで、モード１からモード２への遷移完了時間ｔｍｏｄｅ１は下記式（４）によって表される。

Ｉｐ；相電流
Ｌ２ｉｄ；補助コイルＬ２のインダクタンス

（モード２；図７参照）
上記遷移完了時間が経過し、ステップＳ１０２に移行すると、ダイオードＤ５を流れる電流はゼロとなり、コイルＬ１及びダイオードＤ５を介して補助回路１２ｂ側に電流が流れ込むとともに（図７に示す矢印Ｄｍ２１参照）、代わってスナバコンデンサＣ２と燃料電池１１０の電圧ＶＬとの電位差により、スナバコンデンサＣ２にチャージされていた電荷が補助回路１２ｂ側に流れてゆく（図７に示す矢印Ｄｍ２２参照）。このスナバコンデンサＣ２の容量に応じて、第１スイッチング素子Ｓ１にかかる電圧が決定される。

ここで、図１３はモード２からモード３への遷移過程における電圧・電流挙動を示す図であり、燃料電池１１０の電圧を太実線、スナバコンデンサＣ２の電圧を細実線、スナバコンデンサＣ２の電流を破線で示している。
図７に示すＤｍ２１の経路の通電が開始された後（図１３に示すＡ参照）、スナバコンデンサＣ２の電圧ＶＨと燃料電池１１０の電圧ＶＬとの電位差により、図７に示すＤｍ２２の経路の通電、すなわち補助コイルＬ２への通電が開始される（図１３に示すＢ参照）。ここで、図１３に示すように、スナバコンデンサＣ２の電流は、スナバコンデンサＣ２の電圧が料電池１１０の電圧ＶＬに到達するまで上昇し続ける。詳述すると、スナバコンデンサＣ２の電圧ＶＨと燃料電池１１０の電圧ＶＬの電位差によってスナバコンデンサＣ２に蓄積された電荷が電源側に回生され始めるが（図７に示す矢印Ｄｍ２２）、もともとの電位差は（ＶＨ−ＶＬ）であるため、スナバコンデンサＣ２に蓄積された電荷の流れ（放電）は電源電圧（すなわち燃料電池１１０の電圧ＶＬ）に到達したところ（図１３に示すタイミングＴｔ１）でとまってしまうところ、補助コイルＬ２の特性（すなわち、電流を流し続けようとする特性）により、スナバコンデンサＣ２の電圧がＶＬ以下になっても電荷を流し続けようとする（図１３に示すＣ参照）。このとき、下記式（４）’が成立すれば、スナバコンデンサＣ２の電荷はすべて流れる（放電）ことになる。

左辺；補助コイルＬ２に蓄積されたエネルギ
右辺；スナバコンデンサＣ２に残存するエネルギ

スナバコンデンサＣ２に蓄積された電荷がなくなると、図７に示すＤｍ２３の経路でフリーホイール動作を行い、通電を継続する（図１３に示すＤ参照）。これにより、補助コイルＬ２に蓄積されたエネルギが全て放出される。なお、補助コイルＬ２の一端にはダイオードＤ２のアノードが接続されているため、ＬＣ共振は半波で止まる。このため、スナバコンデンサＣ２は、放電後に０Ｖを保持することになる。

ここで、モード２からモード３への遷移完了時間ｔｍｏｄｅ２は下記式（５）によって表される。

Ｃ２ｄ；コンデンサＣ２の容量

（モード３；図８参照）
図７に示すＤｍ２２の経路で電流が流れる動作が終了し、スナバコンデンサＣ２の電荷が抜けきる、あるいは最小電圧（ＭＩＮ電圧）となると、第１スイッチング素子Ｓ１がターンオンされ、ステップＳ１０３に移行する。スナバコンデンサＣ２の電圧がゼロとなった状態では、第１スイッチング素子Ｓ１にかかる電圧もゼロとなるため、ＺＶＳ（Zero Voltage Switching）が実現される。かかる状態では、コイルＬ１に流れる電流Ｉｌ１は、矢印Ｄｍ３１に示す補助回路１２ｂ側に流れる電流Ｉｄｍ３１と矢印Ｄｍ３２に示す第１スイッチング素子Ｓ１を介して流れる電流Ｉｄｍ３２の和となる（下記式（６）参照）。

ここで、第１スイッチング素子Ｓ１に流れる電流Ｉｄｍ３１は、補助回路１２ｂ側に流れる電流Ｉｄｍ３１の減少速度に応じて決定される。補助回路１２ｂ側に流れる電流Ｉｄｍ３１の電流変化速度は下記式（７）によって表わされる、すなわち補助回路１２ｂ側に流れる電流Ｉｄｍ３１は下記式（７）の変化速度で減少していくため、第１スイッチング素子Ｓ１をターンオンしたとしても第１スイッチング素子Ｓ１に流れる電流が急に立ち上がることはなく、ＺＣＳ（Zero Current Switching）が実現される。

（モード４；図９参照）
そして、ステップＳ１０４では、ステップＳ１０３の状態が継続することで、コイルＬ１に流れ込んでいく電流量を増加させてコイルＬ１に蓄えられるエネルギを徐々に増加してゆく（図９に矢印Ｄｍ４２参照）。ここで、補助回路１２ｂにはダイオードＤ２が存在するため、補助コイルＬ２に逆電流は流れず、第２スイッチング素子Ｓ２を介してスナバコンデンサＣ２に充電が行われることはない。また、この時点で第１スイッチング素子Ｓ１はターンオンしているため、ダイオードＤ３を経由してスナバコンデンサＣ２に充電が行われることもない。従って、コイルＬ１の電流＝第１スイッチング素子Ｓ１の電流となり、コイルＬ１に蓄えられるエネルギを徐々に増加してゆく。ここで、第１スイッチング素子Ｓ１のターンオン時間Ｔｓ１は、下記式（８）によって近似的に表される。

Ｔｃｏｎ；制御周期
なお、制御周期とは、ステップＳ１０１〜ステップＳ１０６までの一連の処理を一周期（一サイクル）としたときのソフトスイッチング処理の時間周期を意味する。

（モード５；図１０参照）
ステップＳ１０４においてコイルＬ１に所望のエネルギが蓄えられると、第１スイッチング素子Ｓ１２がターンオフされ、図１０に矢印Ｄｍ５１で示す経路に電流が流れる。ここで、図１２は、モード５におけるスナバコンデンサＣ２の電圧（以下、スナバコンデンサ電圧）Ｖｃ、第１スイッチング素子Ｓ１にかかる電圧（以下、素子電圧）Ｖｅ、第１スイッチング素子Ｓ１を流れる電流（以下、素子電流）Ｉｅの関係を例示した図である。上記スイッチング動作が行われると、モード２において電荷が抜かれて低電圧状態となっているスナバコンデンサＣ２に電荷がチャージされ、これにより、スナバコンデンサ電圧ＶｃはＦＣソフトスイッチングコンバータ１５０のコンバータ出力電圧ＶＨに向かって上昇する。このとき、素子電圧Ｖｅの上昇速度は、スナバコンデンサＣ２への充電により抑制され（すなわち、素子電圧の立ち上がりが鈍化され）、素子電流Ｖｅにおいてテール電流が存在する領域（図１２に示すα参照）でのスイッチング損失を低減するＺＶＳ動作をすることが可能となる。

（モード６；図１１参照）
スナバコンデンサＣ２が電圧ＶＨまで充電されると、コイルＬ１に蓄えられたエネルギが負荷１３０側に解放される（図１１に示す矢印Ｄｍ６１参照）。ここで、第１スイッチング素子Ｓ１のターンオフ時間Ｔｓ２は、下記式（９）によって近似的に表される。

以上説明したソフトスイッチング処理を行うことでＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０のスイッチング損失を可及的に抑制した上で、燃料電池１１０の出力電圧を所望の電圧に上昇し、負荷１３０に供給することが可能となる。

ここで、図１４は、ＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０の各モードにおける通電パターンを例示した図であり、コイルＬ１に流れる電流を太実線で示し、補助コイルＬ２に流れる電流を破線で示す。

図１４に示すように、第２スイッチング素子がターンオンされると、補助回路１２ｂが作動して補助コイルＬ２に電流が流れる（図１４に示すＭｏｄｅ１及びＭｏｄｅ２参照）。各相のＦＣソフトスイッチングコンバータ２５において、補助コイルＬ２に電流が流れている時間（以下、補助回路作動時間）Ｔｓｏが重なると、各相の補助回路の動作が干渉して最大許容電流Ｉｍａｘ以上の電流Ｉｕ（すなわち二相分以上の電流）が補助コイルＬ２に流れて、補助コイルＬ２のインダクタンス特性が悪化してしまう。

かかる問題を解消するために、各相の第２スイッチング素子Ｓ２に設定されるデューティー比の偏差が、下記式（１０）によって示されるデューティー偏差許容値Ｄｔｈを超えないように制御する。

ｆ；スイッチング素子Ｓ２の駆動周波数
Ｔｓｃ；１周期時間（＝１／ｆ）
ｎ；駆動相数

ここで、補助回路動作時間Ｔｓｏは、下記（１１）式によって表わされる。

本実施形態では、各相間のデューティー偏差が、式（１０）によって求めたデューティー偏差許容値Ｄｔｈを超えない制御を実施する。より詳細には、Ｕ相のデューティー比Ｄ（ｕ）、Ｖ相のデューティー比Ｄ（ｖ）、Ｗ相のデューティー比Ｄ（ｗ）が下記式（１２）〜（１４）を満たすように制御する。

＜リップル電流を低減するための方策＞
図１５は、リップル電流の低減機能を実現するための機能ブロック図である。
コントローラ１６０は、駆動相数切換部１０ａと、位相ずらし量設定部１０ｂと、駆動周波数設定部１０ｃと、駆動パルス生成部１０ｄと備えて構成される。
駆動相数切換部（決定手段）１０ａは、ＦＣ要求パワーから導出されるＦＣコンバータ２５００への入力電力と、予めメモリなどに格納された効率マップＭＰ１を参照し、駆動相数の切換え制御を行う。例えば、アクセルペダルが踏み込まれるなどしてＦＣ要求パワーが急増し、電力変換効率の観点から駆動相数の切換えが必要（例えば、単相駆動→多相駆動）と判断すると、駆動相数切換部１０ａは、この判断結果に基づき、駆動相数の切換（例えば、Ｕ相→Ｕ相＋Ｖ相）を行う。また、駆動相数切換部１０ａは、駆動相数の切換えを行うと、駆動相数を切換えた旨（駆動相数の切換え内容を含む）を位相ずらし量設定部１０ｂ、駆動周波数設定部１０ｃに通知する。

位相ずらし量設定部１０ｂは、駆動相数切換部１０ａからの通知に基づき、リップル電流が低減するように、各相のスイッチング素子Ｓ１の動作の位相ずらし量を設定する。具体的には、二相駆動の際には１８０°ずらし、三相駆動の際には１２０°ずらすように位相ずらし量を設定し、これを駆動パルス生成部１０ｄに通知する。このように、多相駆動する場合には、リップル電流を打ち消すように位相をずらして各相のスイッチング素子Ｓ１の動作を制御することで、従来と同様、コンデンサの許容量を減らすことができる。

ただし、解決しようとする課題の項において説明したように、位相をずらしてＤＣ−ＤＣコンバータを駆動するだけでは、コンデンサの許容量を減らすのに限界があり、近時における更なるコンデンサの小型化の要請に十分に応えることができない。そこで、本実施形態では、駆動周波数設定部１０ｃを設け、駆動相数に応じてスイッチング周波数の切り換えを行う。

駆動周波数設定部（駆動周波数制御手段）１０ｃは、駆動相数切換部１０ａからの通知に基づき、スイッチング素子Ｓ１のスイッチング周波数を設定する。ここで、下記式（１５）に示すように、電流センサＩ０によって検出されるリップル電流ΔＩは、ＦＣコンバータ２５００への入力電圧Ｖｉｎ、デューティー比Ｄに比例し、スイッチング周波数ｆ、コイル（以下、適宜リアクトル）Ｌ１のインダクタンスＬに反比例する。

上記式（１５）に示すように、理論的には、スイッチング周波数ｆを高く設定すればするほど、リップル電流ΔＩを小さくすることができるため、リップル電流の低減を図るという観点からは、スイッチング周波数を常に高く設定することが望ましい。しかしながら、スイッチング周波数を高く設定すると、その分スイッチング損失は大きくなる。よって、スイッチング損失の観点からは、スイッチング周波数ｆを高く設定するのは、可能なかぎり抑制することが望まれる。ここで、図１６は、単相駆動時におけるリップル電流ΔＩｓｉ（実線）と多相駆動時におけるリップル電流ΔＩｍｕ（破線）を比較した図である。図１６に示すように、単相駆動時におけるリップル電流ΔＩｓｉは、多相駆動時（図１６では三相駆動時を想定）におけるリップル電流ΔＩｍｕに比べて大きい。このように、リップル電流ΔＩｓｉが一番大きくなるのは単相駆動時であるため、本実施形態では、リップル電流とスイッチング損失の両方を考慮し、単相駆動時についてのみ、スイッチング周波数ｆ１を高く設定する。このように、リップル電流が最も大きい単相駆動時のリップル電流ΔＩｓｉを低減することで、フィルタ・コンデンサＣ１の許容量を小さくし、最終的には従来に比べてフィルタ・コンデンサＣ１の体格を小さくすることが可能となる。

詳述すると、駆動周波数設定部１０ｃのメモリＭ１には、単相駆動用のスイッチング周波数ｆ１と多相駆動用のスイッチング周波数ｆ２（＜ｆ１）が格納されている（図１５参照）。駆動周波数設定部１０ｂは、ＦＣコンバータ２５００を単相駆動（例えばＵ相のみ）する場合には、単相駆動用のスイッチング周波数ｆ１をメモリＭ１から読み出し、駆動パルス生成部１０ｄに出力する一方、ＦＣコンバータ２５００を多相駆動（例えばＵ相＋Ｖ相やＵ相＋Ｖ相＋Ｗ相）する場合には、多相駆動用のスイッチング周波数ｆ２をメモリＭ１から読み出し、駆動パルス生成部１０ｄに出力する。
なお、メモリＭ１に格納される単相駆動用のスイッチング周波数ｆ１、多相駆動用のスイッチング周波数ｆ２については、予め実験などによって求められるリップル電流ΔＩやスイッチング損失などを考慮して設定しておけば良い。また、単相駆動用のスイッチング周波数を多相駆動用のスイッチング周波数よりもどれだけ高く設定するかは、予め実験などによって求められるリップル電流ΔＩやスイッチング損失などを考慮して設定しておけば良く、さらに、各スイッチング周波数については、フィードバックされるリップル電流ΔＩやスイッチング損失の検知結果に基づき、最適な値に変更しても良い。

駆動パルス生成部１０ｄは、位相ずらし量設定部１０ｂから通知される位相ずらし量、及び駆動周波数設定部１０ｃから通知されるスイッチング周波数に基づき、駆動パルスを生成し、これを第１スイッチング素子Ｓ１に出力することで、第１スイッチング素子Ｓ１のオン、オフ動作を制御する。

以上説明したように、本実施形態によれば、単に位相をずらしてＤＣ−ＤＣコンバータを駆動するだけではなく、リップル電流が最も大きい単相駆動時のリップル電流ΔＩｓｉを低減させるべく、単相駆動用のスイッチング周波数ｆ１を、多相駆動用のスイッチング周波数ｆ２（＜ｆ１）よりも高く設定する。これにより、最も大きなリップル電流ΔＩｓｉを減らすことができるため、このリップル電流ΔＩｓｉにあわせて設計されるフィルタ・コンデンサＣ１の許容量を小さくすることができ、最終的には従来に比べてフィルタ・コンデンサＣ１の体格を小さくすることが可能となる。

なお、上述した本実施形態では、単相駆動時についてのみ、スイッチング周波数を高く設定し、多相駆動時についてはスイッチング周波数を低く設定したが、例えばスイッチング損失の最も大きい三相駆動時についてのみ、スイッチング周波数を低く設定し、スイッチング損失の影響が三相駆動時に比べて小さな単相駆動時及び二相駆動時についてはスイッチング周波数を高く設定しても良い。

Ｂ．変形例
＜変形例１＞
以上説明した本実施形態では、単相駆動用のスイッチング周波数ｆ１を、多相駆動用のスイッチング周波数ｆ２（＜ｆ１）よりも高く設定することで、単相駆動時のリップル電流ΔＩｓｉを低減させる方法を例示したが、本実施形態の構成に代えて（あるいは本実施形態の構成に加えて）、例えば単相駆動に使用する相（例えばＵ相）のコイルＬ１のインダクタンス（リアクトル値）Ｌを、他の相のコイルＬ１のインダクタンスＬよりも大きく設定しても良い。

上記式（１５）に示すように、リップル電流ΔＩはインダクタンスＬに反比例するため、インダクタンスＬを大きく設定することで、本実施形態と同様、リップル電流を低減することができるため、フィルタ・コンデンサＣ１の許容量を小さくすることができ、最終的には従来に比べてフィルタ・コンデンサＣ１の体格を小さくすることが可能となる。
なお、インダクタンスＬが大きいとリアクトルの体格は大きくなるが、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける主要部品の体格の割合は、図１７に示すように、リアクトルよりもコンデンサの方が体格が大きいため、リアクトルを大きくしたとしてもコンデンサを小型化した方が、ＤＣ−ＤＣコンバータの体格を小型化する観点では有利である。

＜変形例２＞
上述した本実施形態では、体格を小さくするコンデンサとしてフィルタ・コンデンサＣ１を例示したが、これに代えて（あるいは加えて）コンデンサＣ３にも適用可能である。

＜変形例３＞
以上説明した本実施形態及び変形例では、多相のＦＣソフトスイッチングコンバータを例に説明したが、ソフトスイッチング機能を備えていない多相のＦＣハードスイッチングコンバータにも適用可能である。

１０ａ…駆動相数切換部、１０ｂ…位相ずらし量設定部、１０ｃ…駆動周波数設定部、１０ｄ…駆動パルス生成部、Ｍ１…メモリ、ＭＰ１…効率マップ、１００…ＦＣＨＶシステム、１１０…燃料電池、１２０…バッテリ、１３０…負荷、１４０…インバータ、２５００…ＦＣコンバータ、１６０…コントローラ、１７０…センサ群、１８０…バッテリコンバータ、２５０…ＦＣソフトスイッチングコンバータ、４００…ゲート電圧制御回路、４１０…電源、４２０…ターンオン制御部、４３０…ターンオフ制御部、４４０…ドライブ回路、２２ａ…主昇圧回路、２２ｂ…補助回路、２２ｃ…フリーホイール回路、Ｓ１,Ｓ２…スイッチング素子、Ｃ１,Ｃ３…平滑コンデンサ、Ｃ２…スナバコンデンサ、Ｌ１,Ｌ２,…コイル、Ｄ１,Ｄ２,Ｄ３,Ｄ４,Ｄ５…ダイオード、Ｄ６…フリーホイールダイオード。

Claims (4)

1. 位相をずらして各相の駆動を制御する、燃料電池出力制御用の多相コンバータの制御装置であって、
   前記多相コンバータを単相駆動する場合のコンバータの駆動周波数を、多相駆動する場合のコンバータの駆動周波数よりも所定量高く設定する駆動周波数制御手段を具備し、
   前記駆動周波数制御手段は、単相駆動する場合に発生するリップル電流の大きさ、スイッチング損失の大きさに基づいて、前記単相駆動時の前記コンバータの駆動周波数を設定する、多相コンバータの制御装置。
2. 前記多相コンバータに接続される負荷の大きさに応じて、前記多相コンバータの駆動相数を決定する決定手段をさらに備える、請求項１に記載の多相コンバータの制御装置。
3. 前記各相のコンバータは、主昇圧回路と補助回路とを備えたソフトスイッチングコンバータであって、
   前記主昇圧回路は、
   一端が前記燃料電池の高電位側の端子に接続された主コイルと、
   一端が前記主コイルの他端に接続され、他端が前記燃料電池の低電位側の端子に接続された、スイッチングを行う主スイッチと、
   カソードが前記主コイルの他端に接続された第一ダイオードと、
   前記第一ダイオードのアノードと前記主スイッチの他端との間に設けられた平滑コンデンサとを有し、
   前記補助回路は、
   前記主スイッチに並列に接続され、かつ前記主コイルの他端と前記燃料電池の低電位側の端子に接続された、第二ダイオードとスナバコンデンサとを含む第一直列接続体と、
   前記第二ダイオードと前記スナバコンデンサとの接続部位と前記主コイルの一端との間に接続された、第三ダイオードと補助コイルと補助スイッチとを含む第二直列接続体とを有する、請求項１または２に記載の多相コンバータの制御装置。
4. 位相をずらして各相の駆動を制御する、燃料電池出力制御用の多相コンバータであって、
   単相駆動の際に利用されるコンバータのコイルのインダクタンス値が、他相のコンバータのコイルのインダクタンス値よりも高く設定されている、燃料電池出力制御用の多相コンバータ。

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