JP2010288366A - コンバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】リアクトル電流を検出する電流センサの応答遅れの個体差によらず、より精度良くリアクトル電流を検出することが可能なコンバータ制御装置を提供する。
【解決手段】リアクトル電流検知手段２３０は、発振手段２１０から供給される三角波の谷、及び山（すなわち、三角波の最大変化ポイント）の時点でリアクトル電流を検知し、これを平均リアクトル電流導出手段２４０に出力する。平均リアクトル電流導出手段２４０は、リアクトル電流検知手段２３０から供給される、三角波の谷の時点で検知されるリアクトル電流Ｉｄａと三角波の山の時点で検知されるリアクトル電流Ｉｍｏの対（例えば、リアクトル電流ｉｄａ−１とリアクトル電流Ｉｍｏ−１）を平均化することで、平均リアクトル電流Ｉａｖｅ−１〜Ｉａｖｅ−ｋを導出する。
【選択図】図３

Description

自動車等に搭載される燃料電池システムにおいては、燃料電池の発電能力を超える急な負荷の変化等に対応するため、動力源として燃料電池とバッテリとを備えたハイブリッド型の燃料電池システムが種々提案されている。

ハイブリッド型の燃料電池システムにおいては、燃料電池の出力電圧等をＤＣ−ＤＣコンバータで制御している。このような制御を行うＤＣ−ＤＣコンバータとしては、パワートランジスタ、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等のスイッチング素子をＰＷＭ動作させて電圧の変換を行う形式のものが広く利用されている。一般的なＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、スイッチング素子を駆動するためのデューティ指令は、リアクトルに流れる電流（リアクトル電流）の値や、出力電圧の値を用いるフィードバック系のＰＩ（Proportional Integral）制御によって導出される（例えば、特許文献１参照）。

特開２００５−１７６５６７号公報

ところで、このようなＤＣ−ＤＣコンバータでは、リアクトル電流を検知するための電流センサが設けられているが、かかる電流センサには応答遅れが存在する。このため、従来は電流センサの応答遅れを見込んでリアクトル電流の検出タイミングを一律に決定していたが、電流センサの応答遅れには個体差があるため、例えば複数の相から構成される多相ＤＣ−ＤＣコンバータについては、各相の電流センサの応答遅れの相違により精度よくリアクトル電流を検知することができない、という問題があった。

本発明は以上説明した事情を鑑みてなされたものであり、リアクトル電流を検出する電流センサの応答遅れの個体差によらず、より精度良くリアクトル電流を検出することが可能なコンバータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明に係るコンバータ制御装置は、燃料電池に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに流れるリアクトル電流を制御するスイッチとを備えたコンバータを制御するコンバータ制御装置であって、所定周波数の三角波を発生する発振器と、前記三角波に同期した変化を示すリアクトル電流が得られるように、前記スイッチのオン、オフを切り換えるためのゲート信号を生成する生成回路と、前記三角波の山と谷の時点で、前記リアクトル電流を検出する電流センサと、前記山の時点で検出されるリアクトル電流と、前記谷の時点で検出されるリアクトル電流との平均値を導出するリアクトル電流導出手段とを具備することを特徴とする。

かかる構成によれば、三角波の谷の時点でリアクトル電流を検知するとともに、三角波の山の時点でリアクトル電流を検知し、これら両リアクトル電流の対を平均化することで（図４等参照）、たとえ電流センサの応答遅れにばらつき（例えば、電流センサの個体差など）が生じていたとしても、このばらつきの影響度を抑制することができ、結果として精度の高いリアクトル電流の検出が可能となる。

ここで、上記構成にあっては、前記生成回路は、前記三角波の谷から山へ向かう略中間地点で前記スイッチをオフからオンに切り換えるゲート信号を生成する一方、前記三角波の山から谷へ向かう略中間地点で前記スイッチをオンからオフに切り換えるゲート信号を生成する態様が好ましい。

また、本発明に係る別のコンバータ制御装置は、一端が前記燃料電池の高電位側の端子に接続された主リアクトルと、一端が前記主リアクトルの他端に接続され、他端が前記燃料電池の低電位側の端子に接続された、スイッチングを行う主スイッチと、カソードが前記主リアクトルの他端に接続された第一ダイオードと、前記第一ダイオードのアノードと前記主スイッチの他端との間に設けられた平滑コンデンサとを有する主昇圧回路と、前記主スイッチに並列に接続され、かつ前記主リアクトルの他端と前記燃料電池の低電位側の端子に接続された、第二ダイオードとスナバコンデンサとを含む第一直列接続体と、前記第二ダイオードと前記スナバコンデンサとの接続部位と前記主リアクトルの一端との間に接続された、第三ダイオードと補助リアクトルと前記補助スイッチとを含む第二直列接続体とを有する補助回路とを備えたソフトスイッチングコンバータを制御するコンバータ制御装置であって、所定周波数の三角波を発生する発振器と、前記三角波に同期した変化を示す主リアクトルのリアクトル電流が得られるように、前記主スイッチのオン、オフを切り換えるためのゲート信号を生成する生成回路と、前記三角波の山と谷の時点で、前記リアクトル電流を検出する電流センサと、前記山の時点で検出されるリアクトル電流と、前記谷の時点で検出されるリアクトル電流との平均値を導出するリアクトル電流導出手段とを具備することを特徴とする。

本発明によれば、リアクトル電流を検出する電流センサの応答遅れの個体差によらず、より精度良くリアクトル電流を検出することが可能となる。

第１実施形態に係るハイブリッド燃料電池システムの構成を示す図である。 同実施形態に係る各相コンバータの回路構成を示す図である。 同実施形態に係るリアクトル電流導出機能を示す機能ブロック図である。 同実施形態に係る三角波、ゲート信号、リアクトル電流、電流センサの出力信号の関係をあらわすタイミングチャートである。 従来技術に係る三角波、ゲート信号、リアクトル電流、電流センサの出力信号の関係をあらわすタイミングチャートである。 第２実施形態に係る多相ＦＣソフトスイッチングコンバータの回路構成を示す図である。 同実施形態に係る多相ＦＣソフトスイッチングコンバータの一相分の回路構成を示す図である。

Ａ．第１実施形態
以下、各図を参照しながら本発明に係わる実施形態について説明する。
図１は本実施形態に係る車両に搭載されたＦＣＨＶシステムの構成を示す。なお、以下の説明では車両の一例として燃料電池自動車（ＦＣＨＶ；Fuel Cell Hybrid Vehicle）を想定するが、電気自動車などにも適用可能である。また、車両のみならず各種移動体（例えば、船舶や飛行機、ロボットなど）や定置型電源、さらには携帯型の燃料電池システムにも適用可能である。

＜システムの全体構成＞
ＦＣＨＶシステム１００は、燃料電池１１０とインバータ１４０の間にＦＣコンバータ２５００が設けられるとともに、バッテリ１２０とインバータ１４０の間にＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、バッテリコンバータ）１８０が設けられている。

燃料電池１１０は、複数の単位セルを直列に積層してなる固体高分子電解質型セルスタックである。燃料電池１１０には、燃料電池１１０の出力電圧Ｖｆｃｍｅｓを検出するための電圧センサＶ０、及び出力電流Ｉｆｃｍｅｓを検出するための電流センサＩ０が取り付けられている。燃料電池１１０においては、アノード極において（１）式の酸化反応が生じ、カソード極において（２）式の還元反応が生じ、燃料電池１１０全体としては（３）式の起電反応が生じる。

Ｈ₂ → ２Ｈ⁺＋２ｅ^- ・・・（１）
（１／２）Ｏ₂＋２Ｈ⁺＋２ｅ^- → Ｈ₂Ｏ ・・・（２）
Ｈ₂＋（１／２）Ｏ₂ → Ｈ₂Ｏ ・・・（３）

単位セルは、高分子電解質膜等を燃料極及び空気極の二つの電極で挟み込んだＭＥＡを燃料ガスと酸化ガスとを供給するためのセパレータで挟み込んだ構造を有している。アノード極はアノード極用触媒層を多孔質支持層上に設けてあり、カソード極はカソード極用触媒層を多孔質支持層上に設けてある。

燃料電池１１０には、燃料ガスをアノード極に供給する系統、酸化ガスをカソード極に供給する系統、及び冷却液を提供する系統（いずれも図示略）が設けられており、コントローラ１６０からの制御信号に応じて、燃料ガスの供給量や酸化ガスの供給量を制御することにより、所望の電力を発電することが可能となっている。

ＦＣコンバータ２５００は、燃料電池１１０の出力電圧Ｖｆｃｍｅｓを制御する役割を担っている。本実施形態に係るＦＣコンバータ（多相ＤＣ−ＤＣコンバータ）２５００は、図１に示すように、Ｕ相コンバータ２０ａ、Ｖ相コンバータ２０ｂ、Ｗ相コンバータ２０ｃの三相を並列に接続した構成を有しており、例えば負荷の要求電力などに応じてＵ相のみを使用した一相駆動、Ｕ相とＶ相を使用した二相駆動、Ｕ相とＶ相とＷ相を使用した三相駆動といった駆動相の切換え制御が行われる。なお、以下の説明において、Ｕ相コンバータ２０ａ、Ｖ相コンバータ２０ｂ、Ｗ相コンバータ２０ｃを特に区別する必要がない場合には、単に各相コンバータ２０と呼ぶ。

このＦＣコンバータ２５００により、燃料電池１１０の出力電圧Ｖｆｃｍｅｓが目標出力に応じた電圧となるように制御する。ここで、ＦＣコンバータ２５００の入力電流Ｉｆｃｍｅｓは、図１に示すように電流センサ２５１０により検出され、また入力電圧Ｖｆｃｍｅｓは電圧センサ２５２０により検出される。また、各相のリアクトルに流れる電流（以下、リアクトル電流）は、電流センサ２６１０ａ〜２６１０ｃによって検出される。具体的には、Ｕ相のリアクトル電流は電流センサ２６１０ａによって検出され、Ｖ相のリアクトル電流は電流センサ２６１０ｂによって検出され、Ｗ相のリアクトル電流は電流センサ２６１０ｃによって検出される。なお、Ｕ相の電流センサ２６１０ａ、Ｖ相の電流センサ２６１０ｂ、Ｗ相の電流センサ２６１０ｃを特に区別する必要がない場合には、単に電流センサ２６１０と呼ぶ。

図２は、各相コンバータ２０（すなわち、ＦＣコンバータ２５００の１相分）の回路を抜き出した負荷駆動回路の構成図である。なお、以下の説明では、各相コンバータ２０に入力される昇圧前の電圧を入力電圧Ｖｉｎと呼び、各相コンバータ２０から出力される昇圧後の電圧を出力電圧Ｖｏｕｔと呼ぶ。

図２に示すように、各相コンバータ２０は、リアクトルＬ１と、整流用のダイオードＤ１と、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などからなるスイッチング素子ＳＷ１とを備えている。リアクトルＬ１は、その一端が燃料電池１１０の出力端（図示略）に接続され、他端がスイッチング素子ＳＷ１のコレクタに接続されている。ここで、リアクトルＬ１に流れる電流は、前述したように各相のリアクトル電流を検知する電流センサ２６１０によって検知される。スイッチング素子ＳＷ１は、インバータ１４０の電源ラインとアースラインの間に接続されている。具体的には、スイッチング素子ＳＷ１のコレクタが電源ラインに接続され、エミッタがアースラインに接続されている。かかる構成において、まず、スイッチＳＷ１をＯＮにすると、燃料電池１１０→インダクタＬ１→スイッチＳＷ１へと電流が流れ、このときインダクタＬ１が直流励磁されて磁気エネルギが蓄積される。

続いてスイッチＳＷ１をＯＦＦにすると、インダクタＬ１に蓄積された磁気エネルギによる誘導電圧が燃料電池１１０のＦＣ電圧（入力電圧Ｖｉｎ）に重畳され、入力電圧Ｖｉｎよりも高い作動電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）がインダクタＬ１から出力されるとともに、ダイオードＤ１を介して出力電流が出力される。コントローラ１６０は、このスイッチＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦのデューティ比（後述）を適宜変更することで、所望の出力電圧Ｖｏｕｔを得る。

図１に戻り、バッテリ１２０は、負荷１３０に対して燃料電池１１０と並列に接続されており、余剰電力の貯蔵源、回生制動時の回生エネルギ貯蔵源、燃料電池車両の加速又は減速に伴う負荷変動時のエネルギバッファとして機能する。バッテリ１２０としては、例えば、ニッケル・カドミウム蓄電池、ニッケル・水素蓄電池、リチウム二次電池等の二次電池が利用される。

バッテリコンバータ１８０は、インバータ１４０の入力電圧を制御する役割を担っており、例えばＦＣコンバータ２５００と同様の回路構成を有している。なお、バッテリコンバータ１８０として昇圧型のコンバータを採用しても良いが、これに代えて昇圧動作および降圧動作が可能な昇降圧型のコンバータを採用しても良く、インバータ１４０の入力電圧の制御が可能なあらゆる構成を採用することができる。

インバータ１４０は、例えばパルス幅変調方式で駆動されるＰＷＭインバータであり、コントローラ１６０からの制御指令に従って、燃料電池１１０またはバッテリ１２０から出力される直流電力を三相交流電力に変換して、トラクションモータ１３１の回転トルクを制御する。

トラクションモータ１３１は、本車両の主動力となるものであり、減速時には回生電力を発生するようにもなっている。ディファレンシャル１３２は減速装置であり、トラクションモータ１３１の高速回転を所定の回転数に減速し、タイヤ１３３が設けられたシャフトを回転させる。シャフトには図示せぬ車輪速センサ等が設けられ、これにより当該車両の車速等が検知される。なお、本実施形態では、燃料電池１１０から供給される電力を受けて動作可能な全ての機器（トラクションモータ１３１、ディファレンシャル１３２を含む）を負荷１３０と総称している。

コントローラ１６０は、ＦＣＨＶシステム１００の制御用のコンピュータシステムであり、例えばＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ等を備えている。コントローラ１６０は、センサ群１７０から供給される各種の信号（例えば、アクセル開度をあらわす信号や車速をあらわす信号、燃料電池１１０の出力電流や出力端子電圧をあらわす信号など）を入力して、負荷１３０の要求電力（すなわち、システム全体の要求電力）を求める。

負荷１３０の要求電力は、例えば車両走行電力と補機電力との合計値である。補機電力には車載補機類（加湿器、エアコンプレッサ、水素ポンプ、及び冷却水循環ポンプ等）で消費される電力、車両走行に必要な装置（変速機、車輪制御装置、操舵装置、及び懸架装置等）で消費される電力、乗員空間内に配設される装置（空調装置、照明器具、及びオーディオ等）で消費される電力などが含まれる。

そして、コントローラ（コンバータ制御装置）１６０は、燃料電池１１０とバッテリ１２０とのそれぞれの出力電力の配分を決定し、発電指令値を演算する。コントローラ１６０は、燃料電池１１０及びバッテリ１２０に対する要求電力を求めると、これらの要求電力が得られるようにＦＣコンバータ２５００及びバッテリコンバータ１８０の動作を制御する。

図３はコントローラ１６０などによって実現されるリアクトル電流導出機能を示すブロック図であり、図４は本実施形態に係る三角波、ゲート信号、リアクトル電流、電流センサの出力信号の関係をあらわすタイミングチャートである。

発振手段（発振器）２１０は、基準となる所定周波数の三角波を発振し、これをゲート信号生成回路２２０、リアクトル電流検知手段２３０などに出力する。
ゲート信号生成回路（生成回路）２２０は、三角波と同様な変化を示すリアクトル電流が得られるように、ゲート信号の生成を行う。詳述すると、ゲート信号生成回路２２０は、図４に示すように、発振手段２１０から供給される三角波の谷から山へ向かう略中間点でタイマ割り込みを行い、スイッチＳＷ１をオフからオンに切り換えるゲート信号（ゲートオン信号）の生成を行う一方、発振手段２１０から供給される三角波の山から谷へ向かう略中間点でタイマ割り込みを行い、スイッチＳＷ１をオフからオンに切り換えるゲート信号（ゲートオフ信号）の生成を行う。

リアクトル電流検知手段（電流検知手段）２３０は、発振手段２１０から供給される三角波の谷、及び山（すなわち、三角波の最大変化ポイント）の時点でリアクトル電流を検知し、これを平均リアクトル電流導出手段２４０に出力する。なお、図４では、三角波の谷の時点で検知されるリアクトル電流をＩｄａ−１〜Ｉｄａ−ｋ（ｋ≧２）、三角波の山の時点で検知されるリアクトル電流Ｉｍｏ−１〜Ｉｍｏ−ｋであらわす。

平均リアクトル電流導出手段（リアクトル電流導出手段）２４０は、リアクトル電流検知手段２３０から供給される、三角波の谷の時点で検知されるリアクトル電流Ｉｄａと三角波の山の時点で検知されるリアクトル電流Ｉｍｏの対（例えば、リアクトル電流ｉｄａ−１とリアクトル電流Ｉｍｏ−１）を平均化することで、平均リアクトル電流Ｉａｖｅ−１〜Ｉａｖｅ−ｋを導出する。なお、このように検知されたリアクトル電流は、フィードバック、フィードフォワード制御などに用いられる。

ここで、図５は従来例に係る三角波、ゲート信号、リアクトル電流、電流センサの出力信号の関係をあらわすタイミングチャートである。
図５に示すように、リアクトル電流と電流センサ２６１０の出力信号との間には、電流センサ２６１０に起因した応答遅れｄが存在する。

従来、リアクトル電流の平均値を得るために、この電流センサ２６１０の応答遅れｄを見越して、応答遅れ分だけ早いタイミングで電流センサ２６１０の出力信号を読み取っていたが、かかる構成では、電流センサの応答遅れのばらつき（例えば、電流センサの個体差など）に対応することができず、精度よくリアクトル電流（ここでは、リアクトル電流の平均値）を検知することができないという問題があった。

これに対し、図４に示すように、三角波の谷の時点でリアクトル電流Ｉｄａを検知するとともに、三角波の山の時点でリアクトル電流Ｉｍｏを検知し、これら両リアクトル電流の対（例えば、リアクトル電流ｉｄａ−１とリアクトル電流Ｉｍｏ−１）を平均化することで、たとえ電流センサの応答遅れにばらつき（例えば、電流センサの個体差など）が生じていたとしても、このばらつきの影響度を抑制することができ、結果として精度の高いリアクトル電流の検出が可能となる。

Ｂ．第２実施形態
上述した本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータとしてＩＧＢＴ等のスイッチング素子をＰＷＭ動作させて電圧の変換を行う形式のものを想定したが、これに限定する趣旨ではない。周知のとおり、ＤＣ−ＤＣコンバータは、電子機器の省電力化、小型化及び高性能化に伴い、一層の低損失、高効率及び低ノイズ化が望まれており、特に、ＰＷＭ動作に伴うスイッチング損失やスイッチングサージの低減が望まれている。

このようなスイッチング損失、スイッチングサージを低減させる技術のひとつにソフトスイッチング技術がある。ここで、ソフトスイッチングは、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching)又はＺＣＳ(Zero Current Switching)を実現するためのスイッチング方式であり、例えばインダクタ、スイッチング素子、ダイオードを備えた一般的な昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータに、スイッチング損失を低減させる補助回路を付加したもの（いわゆるソフトスイッチングコンバータ）によって実現される。本変形例では、燃料電池１１０の電圧を制御するＤＣ−ＤＣコンバータとして多相のソフトスイッチングコンバータ（以下、多相ＦＣソフトスイッチングコンバータ）を採用した場合について説明する。

図６は、多相ＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０の回路構成を示す図である。
多相ＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０は、Ｕ相コンバータ１５０ａ、Ｖ相コンバータ１５０ｂ、Ｗ相コンバータ１５０ｃのほか、フリーホイール回路３２ｃ（ここではフリーホイールダイオードＤ６）を備えて構成されている。なお、以下の説明においてＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０を構成する１相分のコンバータを特に区別する必要がない場合には、単にソフトスイッチングコンバータ１５０と呼ぶ。また、ＦＣソフトスイッチングコンバータ１５０に入力される昇圧前の電圧をコンバータ入力電圧Ｖｉｎと呼び、ＦＣソフトスイッチングコンバータ１５０から出力される昇圧後の電圧をコンバータ出力電圧Ｖｏｕｔと呼ぶ。

図７は、多相ＦＣソフトスイッチングコンバータ２５０を構成する１相分（例えばＵ相）の回路構成を示す図である。
ＦＣソフトスイッチングコンバータ１５０は、昇圧動作を行うための主昇圧回路１２ａと、ソフトスイッチング動作を行うための補助回路１２ｂとを備えて構成されている。
主昇圧回路１２ａは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などからなるメインスイッチＳ１とダイオードＤ４で構成されるスイッチング回路のスイッチ動作によって、コイルＬ１に蓄えられたエネルギを負荷１３０にダイオードＤ５を介して解放することで燃料電池２２の出力電圧を昇圧する。

詳述すると、コイル（リアクトル）Ｌ１の一端が燃料電池２２の高電位側の端子に接続され、メインスイッチＳ１の一端の極がコイルＬ１の他端に接続され、メインスイッチＳ１の他端の極が燃料電池２２の低電位側の端子に接続されている。また、ダイオードＤ５のカソード端子がコイルＬ１の他端に接続され、さらに、平滑コンデンサとして機能するコンデンサＣ３は、ダイオードＤ５のアノード端子とメインスイッチＳ１の他端との間に接続されている。主昇圧回路１２ａには、燃料電池２２側に平滑コンデンサＣ１が設けられており、これにより燃料電池２２の出力電流のリップルを低減することが可能となる。

ここで、燃料電池１１０の高電位側の端子とコイルＬ１との間には、コイルＬ１に流れる電流（すなわちリアクトル電流）を検知するための電流センサ２６１０が設けられている。また、コンデンサＣ３にかかる電圧ＶＨは、ＦＣソフトスイッチングコンバータ１５０のコンバータ出力電圧Ｖｏｕｔとなり、平滑コンデンサＣ１にかかる電圧ＶＬは、燃料電池２２の出力電圧であってＦＣソフトスイッチングコンバータ１５０のコンバータ入力電圧Ｖｉｎとなる。

補助回路１２ｂには、メインスイッチＳ１に並列に接続された、ダイオードＤ３とこのダイオードＤ３に直列に接続されたスナバコンデンサＣ２とを含む第１直列接続体が含まれている。第１直列接続体は、ダイオードＤ３のカソード端子がコイルＬ１の他端に接続され、ダイオードＤ３のアノード端子がスナバコンデンサＣ２の一端に接続されている。さらに、スナバコンデンサＣ２の他端は、燃料電池２２の低電位側の端子に接続されている。

さらに、補助回路１２ｂには、ダイオードＤ２と、補助スイッチＳ２及びダイオードＤ１で構成されるスイッチング回路と、誘導素子であるコイルＬ２とが直列に接続された第２直列接続体が含まれる。この第２直列接続体は、ダイオードＤ２のアノード端子が第１直列接続体のダイオードＤ３とスナバコンデンサＣ２との接続部位に接続されている。さらに、ダイオードＤ２のカソード端子が補助スイッチＳ２の一端の極に接続されている。また、補助スイッチＳ２の他端は、各相に共通のコイルＬ２の一端側に接続され、コイルＬ２の他端側は燃料電池２２の高電位側の端子に接続されている。

このように構成されるＦＣソフトスイッチングコンバータ１５０においては、コントローラ１６０がメインスイッチＳ１のスイッチングデューティー比を調整することで、ＦＣソフトスイッチングコンバータ１５０による昇圧比、すなわちコンバータ入力電圧Ｖｉｎに対するコンバータ出力電圧Ｖｏｕｔの比が制御される。また、メインスイッチＳ１のスイッチング動作において補助回路１２ｂの補助スイッチＳ２のスイッチング動作を介在させることで、ソフトスイッチングが実現される。

本実施形態も上述した第１実施形態と同様、コントローラ１６０が、三角波の谷の時点でメインスイッチＬ１に流れるリアクトル電流Ｉｄａを検知するとともに、三角波の山の時点でメインスイッチＬ１に流れるリアクトル電流Ｉｍｏを検知し、これら両リアクトル電流の対（例えば、リアクトル電流ｉｄａ−１とリアクトル電流Ｉｍｏ−１）を平均化することで、精度の高いリアクトル電流の検出が可能となる。

なお、以上説明した各実施形態では、複数の相を備えた多相コンバータの制御装置を例に説明したが、かかる構成に限定する趣旨ではなく、単相コンバータの制御装置についても同様に適用可能である。

２０ａ…Ｕ相コンバータ、２０ｂ…Ｖ相コンバータ、２０ｃ…Ｗ相コンバータ、１００…ＦＣＨＶシステム、１１０…燃料電池、１２０…バッテリ、１３０…負荷、１４０…インバータ、２５００…ＦＣコンバータ、２６１０ａ，２６１０ｂ，２６１０ｃ…電流センサ、１６０…コントローラ、２１０…発振手段、２２０…ゲート信号生成回路、２３０…リアクトル電流検知手段、２４０…平均リアクトル電流導出手段、１７０…センサ群、１８０…バッテリコンバータ、２５０…ＦＣソフトスイッチングコンバータ、Ｓ１…メインスイッチ、Ｓ２…補助スイッチ、Ｃ１,Ｃ３…平滑コンデンサ、Ｃ２…スナバコンデンサ、Ｌ１,Ｌ２,…コイル、Ｄ１,Ｄ２,Ｄ３,Ｄ４,Ｄ５…ダイオード、Ｄ６…フリーホイールダイオード。

Claims (3)

1. 燃料電池に接続されるリアクトルと、前記リアクトルに流れるリアクトル電流を制御するスイッチとを備えたコンバータを制御するコンバータ制御装置であって、
   所定周波数の三角波を発生する発振器と、
   前記三角波に同期した変化を示すリアクトル電流が得られるように、前記スイッチのオン、オフを切り換えるためのゲート信号を生成する生成回路と、
   前記三角波の山と谷の時点で、前記リアクトル電流を検出する電流センサと、
   前記山の時点で検出されるリアクトル電流と、前記谷の時点で検出されるリアクトル電流との平均値を導出するリアクトル電流導出手段と
   を具備するコンバータ制御装置。
2. 前記生成回路は、前記三角波の谷から山へ向かう略中間地点で前記スイッチをオフからオンに切り換えるゲート信号を生成する一方、前記三角波の山から谷へ向かう略中間地点で前記スイッチをオンからオフに切り換えるゲート信号を生成する、請求項１に記載のコンバータ制御装置。
3. 一端が前記燃料電池の高電位側の端子に接続された主リアクトルと、
   一端が前記主リアクトルの他端に接続され、他端が前記燃料電池の低電位側の端子に接続された、スイッチングを行う主スイッチと、
   カソードが前記主リアクトルの他端に接続された第一ダイオードと、
   前記第一ダイオードのアノードと前記主スイッチの他端との間に設けられた平滑コンデンサとを有する主昇圧回路と、
   前記主スイッチに並列に接続され、かつ前記主リアクトルの他端と前記燃料電池の低電位側の端子に接続された、第二ダイオードとスナバコンデンサとを含む第一直列接続体と、
   前記第二ダイオードと前記スナバコンデンサとの接続部位と前記主リアクトルの一端との間に接続された、第三ダイオードと補助リアクトルと前記補助スイッチとを含む第二直列接続体とを有する補助回路とを備えたソフトスイッチングコンバータを制御するコンバータ制御装置であって、
   所定周波数の三角波を発生する発振器と、
   前記三角波に同期した変化を示す主リアクトルのリアクトル電流が得られるように、前記主スイッチのオン、オフを切り換えるためのゲート信号を生成する生成回路と、
   前記三角波の山と谷の時点で、前記リアクトル電流を検出する電流センサと、
   前記山の時点で検出されるリアクトル電流と、前記谷の時点で検出されるリアクトル電流との平均値を導出するリアクトル電流導出手段と
   を具備するコンバータ制御装置。

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