JP6738616B2 - 電源装置、機器及び制御方法 - Google Patents

電源装置、機器及び制御方法 Download PDF

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本発明は、電源装置、機器及び制御方法に関する。
特許文献１に記載のコンバータ装置は、並列接続した複数列のスイッチング素子を備え、制御装置は、電流リプルがゼロクロスする出力領域で並列数切替えを行うことにより、低出力時の電流リプルのゼロクロスを防止し、低出力領域での制御安定性を向上させる。
特開２００９−２９６７７４号公報 特許第５４４７５２０号公報 特開２００８−１６７５０６号公報 特開２０１０−１２４６１５号公報 特許第５３８２１３９号公報 特開２０１２−０２９５４９号公報
特許文献１に記載のコンバータ装置では、複数列のスイッチング素子が位相をずらしてスイッチング制御されるが、当該コンバータ装置に含まれるリアクトル及び平滑コンデンサの各成分と、当該コンバータ装置の入力側または出力側に接続される回路のＬＣ成分によって決定される共振周波数で当該スイッチング制御が行われると、共振現象によって振動や騒音が発生し、さらには当該コンバータ装置に流出入する電流のリプルは増大してしまう。また、スイッチング周波数は、不連続領域と呼ばれる前述した電流リプルのゼロクロスや、電流リプルの大きさである振幅に大きな影響を及ぼす。
特許文献１に記載のコンバータ装置では、入力側の電圧値、スイッチング周波数を含む予め定められた式に基づいて入力側の電流リプルが算出されるが、コンバータ装置を構成する素子等の変更やスイッチング周波数の変更が行われると、平滑コンデンサの共振による振動や騒音が発生し、リプルが増大する可能性がある。このような振動や騒音は商品性に直結するのみならず、コンバータ装置の耐久性の観点から非常に好ましくない。さらに、リプルが増大するとコンバータ装置の制御安定性が著しく損なわれるため望ましくない。
本発明の目的は、共振防止による制御安定性の向上が可能であり、併せて電流リプルのゼロクロスの抑制や、その振幅の低減が可能な電源装置、機器及び制御方法を提供することである。
上記の目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、
電源（例えば、後述の実施形態での燃料電池１０１）と、
前記電源が供給する電力の電圧変換が可能な変換部を複数有し、当該複数の変換部が電気的に並列に接続された変換モジュール（例えば、後述の実施形態でのＦＣ−ＶＣＵ１０３，２０３）と、
前記変換モジュールの入力側と出力側の少なくとも一方に設けられた平滑コンデンサ（例えば、後述の実施形態での平滑コンデンサＣ１，Ｃ２）と、
前記電圧変換を行う変換部に所定の周波数の制御信号を供給して、前記変換モジュールを制御する制御部（例えば、後述の実施形態でのＥＣＵ１１３）と、
前記電圧変換を行う前記変換部の数である動作数を変更する変更部（例えば、後述の実施形態でのＥＣＵ１１３）と、
前記電源から前記変換モジュールへの入力電流の値を取得する取得部（例えば、後述の実施形態での電流センサ１０５）と、を備え、
前記制御部は、
前記動作数が複数の場合、前記電圧変換を行うそれぞれの前記変換部に供給する前記制御信号の位相を互いに「３６０度／前記動作数」ずらし、
前記制御信号の周波数に前記動作数を乗じた値が、前記変換モジュールの入力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの上流に設けられた回路の共振周波数、又は、前記変換モジュールの出力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの下流に設けられた回路の共振周波数にならないよう、前記取得部が取得した入力電流に応じて前記制御信号の周波数および前記動作数を変更し、前記動作数の変更前後における前記変換モジュールの出力電流の周波数が変動しないよう、前記入力電流に応じた前記制御信号の周波数を設定する、電源装置である。
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、
前記制御部は、前記動作数が１である場合の前記制御信号の周波数を、前記動作数が２
以上である場合の前記制御信号の周波数よりも高い値に設定する。
請求項３に記載の発明は、
電源（例えば、後述の実施形態での燃料電池１０１）と、
前記電源が供給する電力の電圧変換が可能な変換部を複数有し、当該複数の変換部が電気的に並列に接続された変換モジュール（例えば、後述の実施形態でのＦＣ−ＶＣＵ１０３，２０３）と、
前記変換モジュールの入力側と出力側の少なくとも一方に設けられた平滑コンデンサ（例えば、後述の実施形態での平滑コンデンサＣ１，Ｃ２）と、
前記電圧変換を行う変換部に所定の周波数の制御信号を供給して、前記変換モジュールを制御する制御部（例えば、後述の実施形態でのＥＣＵ１１３）と、
前記電圧変換を行う前記変換部の数である動作数を変更する変更部（例えば、後述の実施形態でのＥＣＵ１１３）と、
前記電源から前記変換モジュールへの入力電流の値を取得する取得部（例えば、後述の実施形態での電流センサ１０５）と、を備え、
前記制御部は、
前記動作数が複数の場合、前記電圧変換を行うそれぞれの前記変換部に供給する前記制御信号の位相を互いに「３６０度／前記動作数」ずらし、
前記制御信号の周波数に前記動作数を乗じた値が、前記変換モジュールの入力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの上流に設けられた回路の共振周波数、又は、前記変換モジュールの出力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの下流に設けられた回路の共振周波数にならないよう、前記取得部が取得した入力電流に応じて前記制御信号の周波数および前記動作数を変更し、前記動作数が１である場合の前記制御信号の周波数を、前記動作数が２以上である場合の前記制御信号の周波数よりも高い値に設定する、電源装置である。
なお、制御部及び変更部は、後述の実施形態で表される複数の機能を有した同一のＥＣＵ１１３によって兼用されていても良い。
請求項４に記載の発明は、請求項１から３のいずれか１項に記載の発明において、
前記制御部は、前記動作数が１である場合の前記制御信号の周波数を、前記変換モジュールの入出力電流のリプルの振幅がしきい値以下となる値に設定する。
請求項５に記載の発明では、請求項１から４のいずれか１項に記載の発明において、
前記制御部は、前記制御部による前記周波数の変更に同期して前記動作数を変更する。
請求項６に記載の発明は、請求項１から５のいずれか１項に記載の電源装置を有する、機器である。
請求項７に記載の発明は、
電源（例えば、後述の実施形態での燃料電池１０１）と、
前記電源が供給する電力の電圧変換が可能な変換部を複数有し、当該複数の変換部が電気的に並列に接続された変換モジュール（例えば、後述の実施形態でのＦＣ−ＶＣＵ１０３，２０３）と、
前記変換モジュールの入力側と出力側の少なくとも一方に設けられた平滑コンデンサ（例えば、後述の実施形態での平滑コンデンサＣ１，Ｃ２）と、
前記電圧変換を行う変換部に所定の周波数の制御信号を供給して、前記変換モジュールを制御する制御部（例えば、後述の実施形態でのＥＣＵ１１３）と、
前記電圧変換を行う前記変換部の数である動作数を変更する変更部（例えば、後述の実施形態でのＥＣＵ１１３）と、
前記電源から前記変換モジュールへの入力電流の値を取得する取得部（例えば、後述の実施形態での電流センサ１０５）と、を備えた電源装置が行う制御方法であって、
前記制御部は、
前記動作数が複数の場合、前記電圧変換を行うそれぞれの前記変換部に供給する前記制御信号の位相を互いに「３６０度／前記動作数」ずらし、
前記制御信号の周波数に前記動作数を乗じた値が、前記変換モジュールの入力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの上流に設けられた回路の共振周波数、又は、前記変換モジュールの出力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの下流に設けられた回路の共振周波数にならないよう、前記取得部が取得した入力電流に応じて前記制御信号の周波数および前記動作数を変更し、前記動作数の変更前後における前記変換モジュールの出力電流の周波数が変動しないよう、前記入力電流に応じた前記制御信号の周波数を設定する、制御方法である。
請求項８に記載の発明は、
電源（例えば、後述の実施形態での燃料電池１０１）と、
前記電源が供給する電力の電圧変換が可能な変換部を複数有し、当該複数の変換部が電気的に並列に接続された変換モジュール（例えば、後述の実施形態でのＦＣ−ＶＣＵ１０３，２０３）と、
前記変換モジュールの入力側と出力側の少なくとも一方に設けられた平滑コンデンサ（例えば、後述の実施形態での平滑コンデンサＣ１，Ｃ２）と、
前記電圧変換を行う変換部に所定の周波数の制御信号を供給して、前記変換モジュールを制御する制御部（例えば、後述の実施形態でのＥＣＵ１１３）と、
前記電圧変換を行う前記変換部の数である動作数を変更する変更部（例えば、後述の実施形態でのＥＣＵ１１３）と、
前記電源から前記変換モジュールへの入力電流の値を取得する取得部（例えば、後述の実施形態での電流センサ１０５）と、を備えた電源装置が行う制御方法であって、
前記制御部は、
前記動作数が複数の場合、前記電圧変換を行うそれぞれの前記変換部に供給する前記制御信号の位相を互いに「３６０度／前記動作数」ずらし、
前記制御信号の周波数に前記動作数を乗じた値が、前記変換モジュールの入力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの上流に設けられた回路の共振周波数、又は、前記変換モジュールの出力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの下流に設けられた回路の共振周波数にならないよう、前記取得部が取得した入力電流に応じて前記制御信号の周波数および前記動作数を変更し、前記動作数が１である場合の前記制御信号の周波数を、前記動作数が２以上である場合の前記制御信号の周波数よりも高い値に設定する、制御方法である。
なお、制御部及び変更部は、後述の実施形態で表される複数の機能を有した同一のＥＣＵ１１３によって兼用されていても良い。
インターリーブ制御される変換モジュールにおいて、平滑コンデンサに入出力する電流の周波数は、制御信号の周波数に動作数を乗じた値から導出される。請求項１、請求項６及び請求項７の発明によれば、この性質を利用して、平滑コンデンサに入出力する電流の周波数が、前記変換モジュールの入力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの上流に設けられた回路の共振周波数、又は、前記変換モジュールの出力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの下流に設けられた回路の共振周波数にならないように、入力電流に基づいて動作数と制御信号の周波数が設定される。従って、変換効率を高めるために入力電流に基づいて動作数を変更しても、平滑コンデンサの共振が生じないため、高い変換効率の達成と振動や騒音の抑制を両立できる。また、動作数の変更前後における出力電流の周波数が変動しないよう制御信号の周波数は設定されるため、変換モジュールの制御安定性を向上できる。さらには平滑コンデンサの体格を最小限できるので、電源装置のより一層の小型化および軽量化ができる。
請求項２の発明によれば、さらに動作数が１である場合の周波数を高くすることによって入力電流のリプルの振幅が小さくなり、入力電流がゼロクロスする電流レベルの下限を下げることができるため、所定レベル以上の制御安定性を担保可能な入力電流の領域を広めることができる。
請求項３、請求項６、請求項８の発明によれば、平滑コンデンサに入出力する電流の周波数が、前記変換モジュールの入力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの上流に設けられた回路の共振周波数、又は、前記変換モジュールの出力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの下流に設けられた回路の共振周波数にならないように、入力電流に基づいて動作数と制御信号の周波数が設定される。従って、変換効率を高めるために入力電流に基づいて動作数を変更しても、平滑コンデンサの共振が生じないため、高い変換効率の達成と振動や騒音の抑制を両立できる。また、動作数が１である場合の周波数を高くすることによって入力電流のリプルの振幅が小さくなり、入力電流がゼロクロスする電流レベルの下限を下げることができるため、所定レベル以上の制御安定性を担保可能な入力電流の領域を広めることができる。
請求項４の発明によれば、動作数が１である場合の制御信号の周波数は、入出力電流のリプルの振幅がしきい値以下となる値に設定されるため、変換モジュールの制御安定性を向上できる。さらには平滑コンデンサの体格を小さくできるので、電源装置の小型化および軽量化ができる。
請求項５の発明によれば、入力電流に応じた制御信号の周波数の変更に同期して動作数が変更されるため、仮に変換モジュールの設定を変更した場合であっても、ハードウェアの構成変更を行うことなくソフトウェアの変更を行えば共振を防止できるため、変換モジュールの制御安定性を向上できる。
本発明に係る一実施形態の電源装置を搭載した電動車両の概略構成を示すブロック図である。 一実施形態の電源装置、バッテリ、ＶＣＵ、ＰＤＵ及びモータジェネレータの関係を示す電気回路図である。 ＦＣ−ＶＣＵが有する４つの変換部（相）のうち１つのみを駆動する場合のスイッチング信号及びＦＣ−ＶＣＵの入出力電流の経時変化を示す図である。 ＦＣ−ＶＣＵが有する４つの変換部（相）の全てを駆動する場合のスイッチング信号及びＦＣ−ＶＣＵの入出力電流の経時変化を示す図である。 駆動する変換部（相）の数Ｎ毎の入力電流に対する損失を考慮したＦＣ−ＶＣＵのエネルギー効率を示すグラフである。 図２に示すＦＣ−ＶＣＵが有する４つの変換部（相）の各構成要素及び平滑コンデンサの、Ｚ軸方向から見た位置関係を示す図である。 他の実施形態の電源装置、バッテリ、ＶＣＵ、ＰＤＵ及びモータジェネレータの関係を示す電気回路図である。 図７に示すＦＣ−ＶＣＵが有する４つの変換部（相）の各構成要素及び平滑コンデンサの、Ｚ軸方向から見た位置関係を示す図である。 ＦＣ−ＶＣＵにおける駆動パターン毎の駆動する相を動作相数別に示す第１制御例の図である。 第１制御例のＥＣＵによるＦＣ−ＶＣＵの駆動パターンの選択手順を説明するフローチャートである。 ＦＣ−ＶＣＵにおける駆動パターン毎の駆動する相を動作相数別に示す第２制御例の図である。 第２制御例のＥＣＵによるＦＣ−ＶＣＵの駆動パターンの選択手順を説明するフローチャートである。 ＦＣ−ＶＣＵの入力電力を一定とした場合の、動作相数Ｎ毎の入力電流ＩＦＣに対するＦＣ−ＶＣＵでの損失ηtotal_Nを示すグラフである。 入力電力を一定とし所定の相数でＦＣ−ＶＣＵを駆動した場合の、昇圧率に対するＦＣ−ＶＣＵでの損失を示すグラフである。 動作相数が１相、２相及び４相のＦＣ−ＶＣＵでの各損失マップを示す図である。 出力電流に応じて閉回路電圧が変動する燃料電池のＩＶ特性を示すグラフである。 図１５に示す３つの損失マップでハッチングされた最小の損失値を抽出した合成損失マップ示す図である。 ＦＣ−ＶＣＵにおける駆動パターン毎の駆動する相を動作相数別に示す第４制御例の図である。 ＦＣ−ＶＣＵを４相で駆動する際の各相を流れる相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の経時変化を示す図である。 ＦＣ−ＶＣＵを３相で駆動する際の各相を流れる相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の経時変化を示す図である。 ＦＣ−ＶＣＵの動作相数を１相から２相に切り替える際の、駆動中の相１及び駆動を開始する相２のスイッチング素子に対するオンオフ切換制御のデューティ比Ｄ１，Ｄ２、各相電流ＩＬ１，ＩＬ２及び入力電流ＩＦＣの経時変化の一例を示す第５制御例の図である。 ＦＣ−ＶＣＵの動作相数を２相から１相に切り替える際の、駆動を継続する相１及び駆動を停止する相２のスイッチング素子に対するオンオフ切換制御のデューティ比Ｄ３，Ｄ４、各相電流ＩＬ１，ＩＬ２及び入力電流ＩＦＣの経時変化の一例を示す第５制御例の図である。 動作相数を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値と、動作相数の切り替えに伴う駆動相を流れる相電流の変化量との関係の一例を示す第５制御例の図である。 ＦＣ−ＶＣＵの動作相数を切り替える際の第５制御例のＥＣＵが行う動作を示すフローチャートである。 動作相数を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値と、動作相数の切り替えに伴う駆動相を流れる相電流の変化量との関係の他の例を示す第５制御例の図である。 スイッチング周波数ｆで制御するＦＣ−ＶＣＵの動作相数が１相である場合、スイッチング周波数ｆ／２で制御するＦＣ−ＶＣＵの動作相数が１相である場合、及びスイッチング周波数ｆ／２で制御するＦＣ−ＶＣＵの動作相数が２相でインターリーブ制御されている場合の、ＦＣ−ＶＣＵの出力電流及び入力電流ＩＦＣの経時変化の例を示す第６制御例の図である。 第６制御例のＥＣＵがＦＣ−ＶＣＵを制御する際の入力電流ＩＦＣとスイッチング周波数、動作相数及び入出力電流の周波数との関係の一例を示す図である。 第６制御例の制御を行わないＥＣＵがＦＣ−ＶＣＵの損失に基づき動作相数を決定する場合の入力電流ＩＦＣとスイッチング周波数、動作相数及び入出力電流の周波数との関係の一例を示す図である。 第６制御例のＥＣＵがＦＣ−ＶＣＵを制御する際の入力電流ＩＦＣとスイッチング周波数、動作相数及び入出力電流の周波数との関係の他の例を示す図である。 動作相数Ｎ毎の入力電流ＩＦＣに対するＦＣ−ＶＣＵでの損失ηtotal_Nを示すグラフである。 パワーセーブ制御を行うことで入力電流ＩＦＣが低下して動作相数が減った場合に駆動相を流れる相電流が増加する場合を示す図である。 パワーセーブ制御時には入力電流ＩＦＣによらずにＦＣ−ＶＣＵの動作相数をパワーセーブ制御前の相数より増やす場合を示す第７制御例の図である。 ＦＣ−ＶＣＵの温度がしきい値を超えた際の第７制御例のＥＣＵが行う動作を示すフローチャートである。 動作相数決定のための電流値、相電流バランス制御のための電流値、及びパワーセーブ制御実行の有無を、電流センサ及び相電流センサの異なる状態毎に示す第８制御例の図である。 電流センサ及び相電流センサの状態に応じて第８制御例のＥＣＵが行う動作を示すフローチャートである。 第９制御例のＥＣＵを有する電源装置を搭載した電動車両の概略構成を示すブロック図である。 ＦＣ−ＶＣＵの動作相数に応じた交流信号の基本振幅と当該基本振幅合計値の経時変化を示す第１０制御例の図である。 ＦＣ−ＶＣＵを１相で駆動する際に重畳する交流信号の振幅の大小による入力電流ＩＦＣの波形の違いを説明するための、入力電流の値が０（Ａ）近傍の拡大図である。 ＦＣ−ＶＣＵの昇圧率と基本重畳量に乗算する係数との関係を示す図である。 ＦＣ−ＶＣＵの動作相数に応じた交流信号の基本振幅と当該基本振幅合計値の経時変化を示す第１１制御例の図である。 ＦＣ−ＶＣＵを１相で駆動する際に重畳する交流信号の振幅の大小による入力電流ＩＦＣの波形の違いを説明するための、入力電流の値が０（Ａ）近傍の拡大図である。 ＦＣ−ＶＣＵの昇圧率と基本重畳量に乗算する係数との関係を示す図である。 駆動相の制御信号に交流信号を重畳する際の第１１制御例のＥＣＵが行う動作を示すフローチャートである。 他の実施形態の電源装置を搭載した電動車両の概略構成を示すブロック図である。
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。
図１は、本発明に係る一実施形態の電源装置を搭載した電動車両の概略構成を示すブロック図である。図１中の太い実線は機械連結を示し、二重点線は電力配線を示し、細い実線の矢印は制御信号を示す。図１に示す１ＭＯＴ型の電動車両は、モータジェネレータ（MG）１１と、ＰＤＵ（Power Drive Unit）１３と、ＶＣＵ（Voltage Control Unit）１５と、バッテリ１７と、一実施形態の電源装置１００とを備える。以下、電動車両が備える各構成要素について説明する。
モータジェネレータ１１は、バッテリ１７及び電源装置１００の少なくとも一方から供給される電力によって駆動され、電動車両が走行するための動力を発生する。モータジェネレータ１１で発生したトルクは、変速段又は固定段を含むギヤボックスＧＢ及びデファレンシャル・ギアＤを介して駆動輪Ｗに伝達される。また、モータジェネレータ１１は、電動車両の減速時には発電機として動作して、電動車両の制動力を出力する。なお、モータジェネレータ１１を発電機として動作させることで生じた回生電力は、バッテリ１７に蓄えられる。
ＰＤＵ１３は、直流電圧を三相交流電圧に変換してモータジェネレータ１１に印加する。また、ＰＤＵ１３は、モータジェネレータ１１の回生動作時に入力される交流電圧を直流電圧に変換する。
ＶＣＵ１５は、バッテリ１７の出力電圧を直流のまま昇圧する。また、ＶＣＵ１５は、電動車両の減速時にモータジェネレータ１１が発電して直流に変換された電力を降圧する。さらに、ＶＣＵ１５は、電源装置１００の出力電圧を直流のまま降圧する。ＶＣＵ１５によって降圧された電力は、バッテリ１７に充電される。
バッテリ１７は、リチウムイオン電池やニッケル水素電池等といった複数の蓄電セルを有し、ＶＣＵ１５を介してモータジェネレータ１１に高電圧の電力を供給する。なお、バッテリ１７は、リチウムイオン電池やニッケル水素電池といった二次電池に限定される訳ではない。例えば、蓄電可能容量は少ないものの、短時間に大量の電力を充放電可能なコンデンサやキャパシタをバッテリ１７として用いても構わない。
電源装置１００は、図１に示すように、燃料電池（FC）１０１と、ＦＣ−ＶＣＵ（Fuel Cell Voltage Control Unit）１０３と、電流センサ１０５と、相電流センサ１０５１〜１０５４（図２参照）と、電圧センサ１０７１，１０７２と、温度センサ１０９１〜１０９４（図２参照）と、パワースイッチ１１１と、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）１１３とを備える。
燃料電池１０１は、水素タンク、水素ポンプ及びＦＣスタックを有する。水素タンクは、電動車両が走行するための燃料である水素を蓄える。水素ポンプは、水素タンクからＦＣスタックに送られる水素量を調整する。また、水素ポンプは、水素タンクが蓄えている乾燥した水素を、水素ポンプ内の貯水槽に経由してから、ＦＣスタックに供給することで、水素の加湿量も調整できる。ＦＣスタックは、水素ポンプから供給される水素と空気中の酸素を取り込み、化学反応により電気エネルギーを生成する。ＦＣスタックで生成された電気エネルギーは、モータジェネレータ１１又はバッテリ１７に供給される。
燃料電池１０１には、固体高分子化型燃料電池（PEFC = Polymer Electrolyte Fuel Cell）以外にも、りん酸型燃料電池（PAFC = Phosphoric Acid Fuel Cell）や溶融炭酸塩型燃料電池（MCFC = Molten Carbonate Fuel Cell）、固体酸化物型燃料電池（SOFC = Solid Oxide Fuel Cell）など様々な種類の燃料電池が適用できる。
なお、燃料電池１０１の閉回路電圧は、出力電流に応じて変動する。また、燃料電池１０１の特性と上述したバッテリ１７の特性は互いに異なる。燃料電池１０１は、燃料である水素と酸素を供給する限り大電流を継続して放電できる。しかし、供給される燃料ガスの電気化学反応により電気を生成する原理上、燃料電池１０１の出力を短時間に不連続的に変動させることは難しい。これらの特性を考慮すると、燃料電池１０１は高容量型の電源としての特性を備えていると言える。一方のバッテリ１７は、内部の活物質の電気化学反応により電気を生成する原理上、大電流を継続して放電することは難しいが、その出力を短時間に不連続的に変動させることは決して難しくない。これらの特性を考慮すると、バッテリ１７は、高出力型の電源としての特性を備えていると言える。
ＦＣ−ＶＣＵ１０３は、燃料電池１０１が出力した電力（電気エネルギー）の電圧変換が可能な変換部を４つ有し、これらを互いに並列に接続し、その出力ノードと入力ノードを共通化した、いわゆる多相コンバータである。図２は、電源装置１００、バッテリ１７、ＶＣＵ１５、ＰＤＵ１３及びモータジェネレータ１１の関係を示す電気回路図である。図２に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する各変換部は、リアクトルと、当該リアクトルに直列接続されたダイオードと、リアクトルとダイオードの間に接続されたスイッチング素子を含む昇圧チョッパ回路の回路構成を有する。なお、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力側には、４つの変換部と並列に平滑コンデンサＣ１が設けられ、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力側には、ＶＣＵ１５と並列に平滑コンデンサＣ２が設けられる。
ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する４つの変換部は電気的に並列に接続されており、少なくとも１つの変換部のスイッチング素子を所望のタイミングでオンオフ切換動作することによって、燃料電池１０１の電圧を直流のまま昇圧して出力する。変換部のスイッチング素子のオンオフ切換動作は、ＥＣＵ１１３からＦＣ−ＶＣＵ１０３へのパルス状の所定のデューティ比を有するスイッチング信号によって制御される。
ＥＣＵ１１３の制御によって駆動する変換部の数は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流のリプルに影響する。変換部のスイッチング素子をオンオフ切換制御すると、オン動作中にはＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流がスイッチング素子側に流れてリアクトルはエネルギーを蓄え、オフ動作中にはＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流がダイオード側に流れてリアクトルは蓄えたエネルギーを放出する。このため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する４つの変換部のうち１つのみを駆動すると、図３に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３からはオフ動作中の変換部を流れた電流が出力される。また、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する４つの変換部の全てを駆動する場合には、図４に示すように、各変換部のオンオフ切換位相を９０度ずつずらすインターリーブ制御が行われる。この場合、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流のリプルは、各変換部の出力電流がＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力ノードで合成させることにより、図３に示す１つの変換部のみを駆動する場合と比べて小さい。また、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する４つの変換部のうち２つを駆動する場合には、駆動する各変換部のオンオフ切換位相を１８０度ずつずらすインターリーブ制御が行われる。このときのＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流のリプルは、図４に示す４つの変換部を駆動する場合と比べると大きいが、図３に示す１つの変換部のみを駆動する場合と比べると小さい。このように、駆動する変換部の数によって出力電流のリプルは変化する。駆動する変換部の間の位相差を、３６０度を駆動する変換部の数で割った値と等しくすると、出力電流のリプルを最小化できる。
また、駆動する変換部の数は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３で発生する損失にも影響する。ＦＣ−ＶＣＵ１０３で発生する損失には、スイッチング素子がオンとオフ状態の間を遷移する際に生じる遷移損失ηtransと、スイッチング素子などが有する抵抗成分から生じる導通損失ηconductと、スイッチングによって生じるスイッチング損失ηswitch(Fsw)の３つが含まれる。
４つの変換部のうち１つのみを駆動する場合にＦＣ−ＶＣＵ１０３で発生する損失ηtotal_1は以下の式（１）によって表される。但し、「IFC」はＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流であり、「V1」はＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力電圧であり、「V2」はＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電圧である。また、「Ttrans」は、スイッチング素子におけるオンからオフ又はオフからオンへの遷移時間であり、「Fsw」はスイッチング周波数であり、「RDSon」は変換部を構成するスイッチング素子のオン抵抗である。また、「A」は定数である。
Figure 0006738616
式（１）に示す損失ηtotal_1に基づくと、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣが大きくなるほど特に導通損失が増大し、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の発熱量が増加する。そこで、駆動する変換部の数を増やし、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）の変換部を駆動する場合には、ＦＣ−ＶＣＵ１０３で発生する損失ηtotal_Nは以下の式（２）によって表される。
Figure 0006738616
式（２）に示す損失ηtotal_Nに基づくと、駆動する変換部の数の増加によってスイッチング損失は増大するが、導通損失は減少する。このため、ＥＣＵ１１３は、駆動する変換部の数Ｎ毎の損失を考慮したＦＣ−ＶＣＵ１０３のエネルギー効率を示すマップ等を用いて、駆動する変換部の数を選択する。図５は、駆動する変換部の数Ｎ毎の入力電流ＩＦＣに対する損失を考慮したＦＣ−ＶＣＵ１０３のエネルギー効率を示すグラフである。ＥＣＵ１１３は、図５のグラフに基づくマップから、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに応じた適切な数Ｎを選択する。
図６は、図２に示したＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する４つの変換部の各構成要素及び平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の、Ｚ軸方向から見た位置関係を示す図である。以下の説明では、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する４つの変換部の各々を「相」と表現する。したがって、本実施形態では、図６に示すように、リアクトルＬ１を含む変換部を「相１」、リアクトルＬ２を含む変換部を「相２」、リアクトルＬ３を含む変換部を「相３」、リアクトルＬ４を含む変換部を「相４」と表す。また、駆動する変換部（相）の数（以下、「動作相数」と記載することもある。）が１つであれば「１相」、駆動する変換部（相）の数が２つであれば「２相」といったように、駆動する変換部（相）の数Ｎによって動作相数を「Ｎ相」と表す。
図６に示すように、本実施形態では、相１〜相４がＸＹ平面上に一列に並んで配置されており、ＸＹ平面での最も外側に相１及び相４が配置され、相１の内側には相２が配置され、相４の内側には相３が配置されている。また、相１を構成するリアクトルＬ１の鉄芯と相２を構成するリアクトルＬ２の鉄芯が共用化され、各リアクトルのコイルの鉄芯に対する巻線方向は互いに逆である。同様に、リアクトルＬ３の鉄芯とリアクトルＬ４の鉄芯も共用化され、各リアクトルのコイルの鉄芯に対する巻線方向は互いに逆である。このため、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２は互いに磁気結合し、リアクトルＬ３とリアクトルＬ４は互いに磁気結合する。
さらに図６においては、互いに磁気結合したリアクトルに同一の電流を流した場合、それぞれの相に生じる磁束が相殺される点を示してる。リアクトルＬ３に流れる電流ＩＬ３は磁束３を、リアクトルＬ４に流れる電流ＩＬ４は磁束４をそれぞれ電磁誘導によって生じさせる。前述したようにリアクトルＬ３の鉄芯とリアクトルＬ４の鉄芯は共用化されているので、磁束３と磁束４は逆向きとなって互いに相殺する。したがって、リアクトルＬ３とリアクトルＬ４における磁気飽和を抑制できる。また、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２においても同様である。
また、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２とで共用化された鉄芯Ｃｏａは、相１及び相２にわたってＸＹ平面上に配置され、リアクトルＬ３とリアクトルＬ４とで共用化された鉄芯Ｃｏｂは、相３及び相４にわたってＸＹ平面上に配置される。ＸＹ平面は、水平面であっても、鉛直面であっても良い。なお、磁気結合するリアクトルの数は２に限られない。前述したように鉄芯を共用化することで、３や４またはそれ以上のリアクトルを磁気結合させることができる。
各相のリアクトルＬ１〜Ｌ４の誘導電流ＩＬ１〜ＩＬ４は、スイッチング素子の一端とダイオードの一端を接続したノードにつながるノードＮｏｄｅ２に入力される。スイッチング素子の他端のノードＮｏｄｅ１は、グランド線に接続される。また、各相の出力電流は、ダイオードの他端のノードＮｏｄｅ３より出力される。
なお、図７に示すように、相１〜相４を構成する各リアクトルの鉄芯が独立した構成であっても良い。但し、この場合であっても、図８に示すように、相１〜相４がＸＹ平面上に一列に並んで配置されており、ＸＹ平面での最も外側に相１及び相４が配置され、相１の内側には相２が配置され、相４の内側には相３が配置される。
電源装置１００が有する電流センサ１０５及び相電流センサ１０５１〜１０５４は、電流の検出対象である回路と電気的接点（ノード）を有さない、いわゆるホール型の電流センサである。各電流センサは、コア及びホール素子を有し、コアのギャップに発生する入力電流に比例した磁界を磁電変換素子であるホール素子が電圧に変換する。電流センサ１０５は、燃料電池１０１の出力電流でもあるＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣを検出する。電流センサ１０５が検出した入力電流ＩＦＣに応じた電圧を示す信号はＥＣＵ１１３に送られる。図２に示される相電流センサ１０５１〜１０５４は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の各相（各変換部）を流れる相電流ＩＬ１〜ＩＬ４を検出する。相電流センサ１０５１〜１０５４が検出した相電流ＩＬ１〜ＩＬ４に応じた電圧を示す信号はＥＣＵ１１３に送られる。なお、電流センサ１０５の制御周期と相電流センサ１０５１〜１０５４の制御周期は、ＥＣＵ１１３での制御の干渉を防止するために互いに異なる。本実施形態では、電流センサ１０５の制御周期の方が相電流センサ１０５１〜１０５４の制御周期よりも早い。これは、その検出値を用いて動作相数の変更という、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の効率に大きな影響を与える電流センサ１０５と、その検出値を用いて駆動している各相の電流値のバランスを図るという補助的な相電流センサ１０５１〜１０５４の役割の違いに起因するものである。
電圧センサ１０７１は、燃料電池１０１の出力電圧でもあるＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力電圧Ｖ１を検出する。電圧センサ１０７１が検出した電圧Ｖ１を示す信号は、ＥＣＵ１１３に送られる。電圧センサ１０７２は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電圧Ｖ２を検出する。電圧センサ１０７２が検出した電圧Ｖ２を示す信号は、ＥＣＵ１１３に送られる。
温度センサ１０９１〜１０９４は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の特に各相（各変換部）のスイッチング素子近辺の温度を検出する。温度センサ１０９１〜１０９４が検出した温度Ｔ１〜Ｔ４を示す信号はＥＣＵ１１３に送られる。
パワースイッチ１１１は、電源装置１００を搭載する電動車両を起動又は停止する際に運転者によって操作されるスイッチである。電動車両が停止した状態のときにパワースイッチ１１１が操作（オン操作）されると、ＥＣＵ１１３には起動を示すパワースイッチ信号が入力される。一方、電動車両が作動した状態のときにパワースイッチ１１１が操作（オフ操作）されると、ＥＣＵ１１３には停止を示すパワースイッチ信号が入力される。
ＥＣＵ１１３は、燃料電池１０１の制御、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を構成する４つの相のうち駆動する相の選択、及び選択した相のスイッチング素子に供給するスイッチング信号によるオンオフ切換制御、並びに、ＰＤＵ１３及びＶＣＵ１５の制御を行う。また、ＥＣＵ１１３は、特性の異なる燃料電池１０１とバッテリ１７の各々の特性を活かすよう、ＶＣＵ１５を用いた電力分配制御を行う。この電力分配制御を行えば、燃料電池１０１は、電動車両の加速走行時に一定の電力をモータジェネレータ１１に電力を供給するよう用いられ、バッテリ１７は、電動車両の走行のために大きな駆動力が必要なときに、モータジェネレータ１１に電力を供給するよう用いられる。また、電動車両の減速走行時には、ＥＣＵ１１３は、モータジェネレータ１１が発電した回生電力によってバッテリ１７を充電する。
さらに、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３に対して以下説明する第１〜第１１制御例の各制御を行う。以下、各制御例の制御について、図面を参照して詳細に説明する。
（第１制御例）
第１制御例のＥＣＵ１１３は、パワースイッチ１１１のオンオフ操作に基づき、ＦＣ−ＶＣＵ１０３における相の駆動パターンを切り替える。
図９は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３における駆動パターン毎の駆動する相を動作相数別に示す第１制御例の図である。第１制御例のＥＣＵ１１３は、図９に示す４つの駆動パターンのいずれかに基づきＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御する。例えば、駆動パターン１でＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する場合、ＥＣＵ１１３は、相１のスイッチング素子をオンオフ切換制御し、２相で駆動する場合には相１及び相２の各スイッチング素子を１８０度の位相差でオンオフ切換制御し、４相で駆動する場合には相１〜相４の各スイッチング素子を９０度の位相差でオンオフ切換制御する。なお、２相の場合には、「相１及び相２」又は「相３及び相４」といったように、１相の場合に駆動する相及び当該相とリアクトルの鉄芯を共用化した相、換言すれば当該相と磁気結合した相の２つの相を駆動する。但し、図７及び図８に示した各相のリアクトルの鉄芯が独立したＦＣ−ＶＣＵ２０３を２相で駆動する場合には、１相の場合に駆動する相と他の３つの相のいずれか１つとが駆動される。また、図９に示したＦＣ−ＶＣＵ１０３における駆動パターンでは、後述する理由により３相動作が除外されているが、図７及び図８に示したＦＣ−ＶＣＵ２０３を用いる場合には３相で駆動しても良い。ＦＣ−ＶＣＵ１０３，２０３の動作相数は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに基づいてＥＣＵ１１３が決定する。
図１０は、第１制御例のＥＣＵ１１３によるＦＣ−ＶＣＵ１０３の駆動パターンの選択手順を説明するフローチャートである。図１０に示すように、ＥＣＵ１１３は、電動車両が停止した状態でパワースイッチ１１１がオン操作されるたびに、図９に示した４つの駆動パターン１〜４のうちの１つを順番に選択する。ＥＣＵ１１３は、図１０のフローチャートに従って選択した駆動パターンが示す相のスイッチング素子がオンオフ切換動作を行うようＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御する。その結果、上述した駆動パターンのローテーションにより、各相にかかる負荷が均等化されるため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の高耐久化および高寿命化を図れる。
以上説明したように、第１制御例による各相の負荷を均等化するための制御は、電動車両が停止した状態でパワースイッチ１１１がオン操作されるたびに、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の駆動パターン１〜４のうちの１つを順番に選択するといった簡便な制御である。簡便な制御である点に加えて、駆動パターンのローテーションという大掛かりな制御パラメータ変更をＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作中ではなく、動作が開始される前に行えるためにＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御は安定する。なお、図１０に示したフローチャートでは、ＥＣＵ１１３は、パワースイッチ１１１がオン操作された後に駆動パターンを選択するが、パワースイッチ１１１がオフ操作された際に駆動パターンを選択して記憶し、その後、パワースイッチ１１１がオン操作された際に当該記憶した駆動パターンを読み出しても良い。また、図９に示した図には、どの駆動パターンも１相、２相及び４相に限定され、３相での駆動は含まれていないが、一部の駆動パターンには、１相、２相及び４相に加え、３相の場合に駆動する３つの相が設定されていても良い。
なお、第１制御例のＥＣＵ１１３は、上記説明した制御に加え、第７制御例で説明するパワーセーブ制御又は第８制御例で説明する相電流バランス制御を電動車両の走行中に行っても良い。第１制御例の制御だけでは電動車両が走行中の負荷均等化は行われないが、上述の追加制御を行うことによって、電動車両の走行中にも各相の負荷を均等化でき、より一層のＦＣ−ＶＣＵ１０３の高耐久化および高寿命化を図れる。
加えて、第１制御例で説明した駆動パターンのローテーション、並びに、第７制御例で説明するパワーセーブ制御や第８制御例で説明する相電流バランス制御は、特定の相に対する負荷の集中を抑制することを共通の目的としている。これらの制御を組み合わせて、より適切に各相の負荷の均等化を図るためには、それぞれの制御が正常に機能するように、制御間での競合（ハンチング）を回避する必要がある。
第１制御例で説明した駆動パターンのローテーションにおける主要な制御パラメータは、パワースイッチ１１１のオンオフ操作であり、第７制御例で説明するパワーセーブ制御における主要な制御パラメータは、温度センサ１０９１〜１０９４の出力値であり、第８制御例で説明する相電流バランス制御における主要な制御パラメータは、相電流センサ１０５１〜１０５４の検出値である。このように、これらの制御における主要な制御パラメータは互いに異なるため、他の制御には全く影響を与えない。
さらに、第７制御例で説明するパワーセーブ制御や第８制御例で説明する相電流バランス制御は、電動車両が走行中に行われ、第１制御例で説明した駆動パターンのローテーションは、電動車両が停車中（起動時）に行われるため、適用される場面が全く異なる。
すなわち、第１制御例で説明した駆動パターンのローテーション、並びに、第７制御例で説明するパワーセーブ制御や第８制御例で説明する相電流バランス制御には、主要な制御パラメータと制御の適用場面による二重のハンチング対策が講じられているため、これらの制御を適切に組み合わせることによって、より一層のＦＣ−ＶＣＵ１０３の高耐久化および高寿命化を図れる。
（第２制御例）
第２制御例のＥＣＵ１１３は、図２及び図６に示した磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する際、ＸＹ平面上に一列に並んで配置された相１〜相４のうち内側に配置された相２又は相３を駆動する。
図１１は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３における駆動パターン毎の駆動する相を動作相数別に示す第２制御例の図である。第２制御例のＥＣＵ１１３は、図１１に示す２つの駆動パターンのいずれかに基づきＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御する。例えば、駆動パターン１でＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する場合、ＥＣＵ１１３は、相２のスイッチング素子をオンオフ切換制御し、２相で駆動する場合には相１及び相２の各スイッチング素子を１８０度の位相差でオンオフ切換制御し、４相で駆動する場合には相１〜相４の各スイッチング素子を９０度の位相差でオンオフ切換制御する。なお、２相の場合には、「相１及び相２」又は「相３及び相４」といったように、１相の場合に駆動する相及び当該相とリアクトルの鉄芯を共用化した相、換言すれば当該相と磁気結合した相の２つの相を駆動する。但し、図７及び図８に示した各相のリアクトルの鉄芯が独立したＦＣ−ＶＣＵ２０３を２相で駆動する場合には、１相の場合に駆動する相（相２又は相３）及び当該相に隣接する内側に配置された相（相３又は相２）が駆動される。また、図７及び図８に示したＦＣ−ＶＣＵ２０３を用いる場合には３相で駆動しても良い。ＦＣ−ＶＣＵ１０３，２０３の動作相数は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに基づいてＥＣＵ１１３が決定する。
図１２は、第２制御例のＥＣＵ１１３によるＦＣ−ＶＣＵ１０３の駆動パターンの選択手順を説明するフローチャートである。図１２に示すように、ＥＣＵ１１３は、電動車両が停止した状態でパワースイッチ１１１がオン操作されるたびに、図１１に示した２つの駆動パターン１，２のうちの１つを順番に選択する。ＥＣＵ１１３は、図１２のフローチャートに従って選択した駆動パターンに基づきＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御する。
以上説明したように、第２制御例によれば、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する際に駆動される相は、図６に示す一例に並んで配置された相１〜相４のうちの内側に配置された相２又は相３である。このように相２又は相３が優先的に利用される理由は、相２又は相３から平滑コンデンサＣ１，Ｃ２への配線の長さ（ｌ１２，ｌ１３，ｌ２２，ｌ２３）が、相１又は相４から平滑コンデンサＣ１，Ｃ２への配線の長さ（ｌ１１，ｌ１４，ｌ２１，ｌ２４）よりも短いためである。配線が長いとＬ成分が増加して平滑コンデンサＣ１，Ｃ２による平滑能力が低下する。このため、相１又は相４が選択されるとパワースイッチ１１１の動作によるスイッチングリプルが増大する。しかし、本制御例のように、電圧変換を行う相として平滑コンデンサＣ１，Ｃ２までの配線長が最も短い相２又は相３が優先的に利用し、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２までの配線長が最も長い相１及び相４を利用しなければ、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の入出力電流が平滑コンデンサＣ１，Ｃ２によって十分に平滑されてリプルが抑制される。また、相２及び相３がＦＣ−ＶＣＵ１０３の外部へ及ぼすノイズレベルは、外側に配置された相１及び相４よりも低く、これら相１及び相４によって周囲に設けられた他の電装品からのノイズが遮られるために、ノイズレベルは遮蔽効果によって低くリプルも小さい。このため、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する際には相２又は相３を優先的に利用する。その結果、一部の相への負荷の集中を防ぐことができ、かつ、周囲に設けられた他の電装品に対する悪影響を極力抑制できる。なお、図１１に示した図には、どの駆動パターンも１相、２相及び４相に限定され、３相での駆動は含まれていないが、一部の駆動パターンには、１相、２相及び４相に加え、３相の場合に駆動する３つの相が設定されていても良い。
第２制御例による第１の効果として、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流の低リプル化によって平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の体格を小さくできるため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を軽量かつ小型化できる点が挙げられる。加えて第２の効果として、各相にかかる負荷が均等化されるため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を高耐久化および高寿命化できる点が挙げられる。つまり、第２制御例によってこれら第１および第２の効果の双方を、同時に奏することができる。
また、第１制御例で説明した駆動パターンのローテーションと同様に、第２制御例で説明した駆動パターンのローテーションを、第７制御例で説明するパワーセーブ制御や第８制御例で説明する相電流バランス制御と組み合わせることで、より一層のＦＣ−ＶＣＵ１０３の高耐久化および高寿命化が可能となる。第１制御例と同様に、第２制御例で説明した駆動パターンのローテーションは、第７制御例で説明するパワーセーブ制御や第８制御例で説明する相電流バランス制御に対して、主要な制御パラメータと制御の適用場面による二重のハンチング対策が講じられているため、これらの制御を適切に組み合わせることによって、より一層のＦＣ−ＶＣＵ１０３の高耐久化および高寿命化を図れる。
なお、第２制御例で説明した駆動パターンのローテーションは、４相の磁気結合型多相コンバータ以外にも適用可能である点に留意されたい。第２制御例の第１変形例としては、隣接する２つの相が互いに磁気結合した、２Ｎ相の磁気結合型多相コンバータにおける駆動パターンのローテーションが挙げられる。なお、Ｎは３以上の自然数である。例えば６相の磁気結合型多相コンバータおいては、第２制御例で述べてきたように、１相で駆動する場合には多相コンバータの中心に位置する相３または相４の一方を用い、２相で駆動する場合には互いに磁気結合した相３と相４の双方を用い、３相で駆動する場合には、相３と相４の次に多相コンバータの中心に位置する相２または相５のいずれか一方を用いる。即ち、多相コンバータのより中心に位置する相と当該相と磁気結合した相が、優先的に駆動される駆動パターンとすれば良い。
なお、第２制御例で説明した駆動パターンのローテーションは、磁気結合した相の数が２以外の多相コンバータにも適応可能である点に留意されたい。第２制御例の第２の変形例としては、隣接するＭ個の相が互いに磁気結合した、Ｌ×Ｍ相の磁気結合型多相コンバータにおける駆動パターンのローテーションが挙げられる。なお、Ｍは３以上の自然数であり、Ｌは１以上の自然数である。例えば６相の磁気結合型多相コンバータにおいては、第１の駆動パターンとして、１相で駆動する場合には多相コンバータの中心に位置する相３を用い、２相で駆動する場合には相３と互いに磁気結合した相１，相２のうち多相コンバータの中心に近い相２を用い、３相で駆動する場合には相１〜３を用い、４相で駆動する場合は、相１〜３に加えて多相コンバータの中心に位置する相４を用いる。第２の駆動パターンとして、１相で駆動する場合には多相コンバータの中心に位置する相４を用い、２相で駆動する場合には相４と互いに磁気結合した相５，相６のうち多相コンバータの中心に近い相５を用い、３相で駆動する場合には相４〜６を用い、４相で駆動する場合は、相４〜６に加えて多相コンバータの中心に位置する相３を用いる。これら第１と第２の駆動パターンをローテーションする。
さらに、第２制御例で説明した駆動パターンのローテーションは、磁気結合していない多相コンバータにも適応可能である点に留意されたい。第２制御例の第３変形例としては、磁気結合していない多相コンバータにおける駆動パターンのローテーションが挙げられる。第３変形例では、全ての相が互いに磁気結合していないため、駆動する相が増える度に、多相コンバータの中心に位置する相ほど優先的に用いる。
（第３制御例）
第３制御例のＥＣＵ１１３は、燃料電池１０１の出力電流でもあるＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣと、燃料電池１０１の出力電圧でもあるＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力電圧Ｖ１と、目標値であるＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電圧Ｖ２とに基づき予め作成した損失マップから、入力電流ＩＦＣのみに基づいてＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を決定する。なお、以下の説明では、「出力電圧Ｖ２／入力電圧Ｖ１」をＦＣ−ＶＣＵ１０３の昇圧率という。
図１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力電力（＝ＩＦＣ×Ｖ１）を一定とした場合の、動作相数Ｎ毎の入力電流ＩＦＣに対するＦＣ−ＶＣＵ１０３での損失ηtotal_Nを示すグラフである。また、図１４は、入力電力を一定とし所定の相数でＦＣ−ＶＣＵ１０３を駆動した場合の、昇圧率に対するＦＣ−ＶＣＵ１０３での損失を示すグラフである。図１３に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３での損失の大きさは入力電流ＩＦＣによって異なり、動作相数Ｎによっても異なる。このため、入力電力を一定とした場合の損失が最も小さくなる動作相数Ｎは入力電流ＩＦＣから求められる。但し、図１４に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３での損失の大きさは昇圧率（＝出力電圧Ｖ２／入力電圧Ｖ１）によっても異なる。定電力電源である商用電力系統などは、図１３と図１４のみに基いて、適切な動作相数の変更が可能であるが、後述するように出力電流に応じて出力電圧が変動するＩＶ特性を有する電源においては、このＩＶ特性を考慮しなければ、適切な動作相数の変更ができない。
したがって、本制御例では、入力電流ＩＦＣに対するＦＣ−ＶＣＵ１０３での損失を、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電圧Ｖ２毎に予め導出して、動作相数Ｎ毎の損失マップを作成する。本制御例では、図２及び図６に示したＦＣ−ＶＣＵ１０３を後述する理由により１相、２相及び４相のいずれかで駆動するため、図１５に示す１相、２相及び４相の各損失マップを作成する。図１５に示す各損失マップの横軸は入力電流ＩＦＣであり、縦軸は出力電圧Ｖ２を示し、各入力電流ＩＦＣ及び所定範囲から抽出された各出力電圧Ｖ２に対応するＦＣ−ＶＣＵ１０３での損失値が記載されている。入力電流ＩＦＣはそれぞれＩ１〜Ｉ２０で表されており、これらＩ１〜Ｉ２０は等間隔で設けられた値となっている。また、出力電圧Ｖ２はそれぞれＶ２＿１〜Ｖ２＿２１で表されており、これらＶ２＿１〜Ｖ２＿２１は等間隔に設けられた値となっている。なお、「出力電圧Ｖ２＝昇圧率×入力電圧Ｖ１ …（３）」の関係が成り立つ。また、図１５と後述の図１７に示す各損失マップに記載された損失は、実際の損失値（Ｗ）ではなく、各条件における損失値の大小関係を説明するための値であり、例えば実際の損失値を正規化したものである点に留意されたい。
入力電圧Ｖ１は、入力電流ＩＦＣに対して図１６に示す燃料電池１０１のＩＶ特性に基づく所定の関係を有するため、入力電流ＩＦＣから導出できる。したがって、前出の式（３）において入力電圧Ｖ１を係数とすると、図１５に示す出力電圧Ｖ２は昇圧率を間接的に示す変数である。
図１５の各損失マップには、同じ入力電流ＩＦＣ及び同じ出力電圧Ｖ２に対応する３つの損失値のうち、最も小さい値のマス、換言すれば最も効率が良いマスにハッチングがされている。本制御例では、図１５に示した３つの損失マップでハッチングされた最小の損失値を抽出した図１７に示す合成損失マップを作成し、この合成損失マップに基づいてＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値を設定する。
図１７の合成損失マップが示すように、同じ入力電流ＩＦＣであっても損失値が最小となる動作相数が出力電圧Ｖ２によって異なる場合、同入力電流ＩＦＣに対しては、異なる出力電圧Ｖ２の各々に対応する損失値が最小なマスの数が多い動作相数が電圧変換を行う動作相数に設定される。例えば、図１７に示す例では、入力電流ＩＦＣがＩ１２（Ａ）のときの異なる出力電圧Ｖ２の各々に対応する損失値が最小なマスの数が、動作相数が４相では３つであるが２相では１８つであるため、入力電流ＩＦＣがＩ１２（Ａ）のときの動作相数は２相に設定し、２相と４相を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値をＩ１２（Ａ）とＩ１３（Ａ）の間の値ＩＦＣｂに設定する。また、損失値が最小なマスの数が最も少ない動作相数を除くことによって合成損失マップが作成されても良い。合成損失マップに基づき設定されるしきい値は、上述のマスの数に応じた設定に限らず、所定の出力電圧Ｖ２での各動作相数の損失値の大小に応じて設定されても良い。所定の出力電圧Ｖ２は、例えば、損失マップにおける出力電圧Ｖ２の範囲の平均値又は中央値である。所定の出力電圧Ｖ２がＶ２＿１１であれば、１相と２相を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値がＩ５（Ａ）とＩ６（Ａ）の間の値ＩＦＣａに設定され、２相と４相を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値がＩ１２（Ａ）とＩ１３（Ａ）の間の値ＩＦＣｂに設定される。
なお、動作相数を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値には、入力電流ＩＦＣが上昇する場合と下降する場合でヒステリシスが設けられても良い。例えば、２相と４相を切り替えるポイントであるしきい値ＩＦＣｂは、入力電流ＩＦＣが上昇して２相から４相に切り替える場合はＩ１３（Ａ）に設定され、入力電流ＩＦＣが下降して４相から２相に切り替える場合はＩ１３−Δ（Ａ）に設定される。このヒステリシスが設けられることによって制御の競合を排除できる。
また、図１５に示した損失マップ及び図１７に示した合成損失マップは損失値のマップであるが、損失値の代わりに効率のマップが用いられても良い。この場合、入力電流ＩＦＣのしきい値は、効率が最大の動作相数に基づく合成効率マップが用いられる。
また、入力電流ＩＦＣの指令値の上昇速度の絶対値と、入力電流ＩＦＣの指令値の下降速度の絶対値のうち、絶対値が小さい方のしきい値ＩＦＣｂをＩ１３（Ａ）に、絶対値が大きい方のしきい値ＩＦＣｂをＩ１３−Δ（Ａ）に設定することが好ましい。絶対値が小さい方が、しきい値近傍にＩＦＣが属する時間が長いため、より適切に動作相数の切替が行え、損失が減少するからである。本制御例では、入力電流ＩＦＣの指令値の上昇速度の絶対値の方が、入力電流ＩＦＣの指令値の下降速度の絶対値より小さいため、入力電流ＩＦＣが上昇して２相から４相に切り替える場合には、しきい値ＩＦＣｂはＩ１３（Ａ）に設定され、入力電流ＩＦＣが下降して４相から２相に切り替える場合には、しきい値ＩＦＣｂはＩ１３−Δ（Ａ）に設定される。
本制御例のＥＣＵ１１３は、上記説明した図１７に示す合成損失マップに応じた動作相数の切替ポイントである入力電流ＩＦＣのしきい値ＩＦＣａ，ＩＦＣｂを基準値として、電流センサ１０５が検出した入力電流ＩＦＣのみ又は相電流センサ１０５１〜１０５４の検出値から得られた入力電流ＩＦＣのみに基づいてＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を決定する。なお、図１５に示した損失マップ及び図１７に示した合成損失マップは、ＥＣＵ１１３とは別の計算機によって事前に作成される。
以上説明したように、第３制御例のＥＣ１１３がＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を決定するために必要な値は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣのみであり、ＥＣ１１３は、しきい値ＩＦＣａ，ＩＦＣｂを基準値とした簡便な制御によって動作相数を決定できる。このように、動作相数の決定に入力電流ＩＦＣ以外の値を必要としないため、効率の良い適切な動作相数の切替制御が可能である。その結果、燃料電池１０１の出力が変化しても、ＦＣ−ＶＣＵ１０３は効率良く動作する。
なお、上記説明では、図２及び図６に示す磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数が１相、２相又は４相であると説明したが、図７及び図８に示した各相のリアクトルの鉄芯が独立したＦＣ−ＶＣＵ２０３を用いる場合には、３相を含む１相〜４相の４つの損失マップに基づく合成損失マップに応じて、１相と２相、２相と３相及び３相と４相の間の切替ポイントである各しきい値を設定する。また、第３制御例のＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を複数相で駆動する場合には、第８制御例で説明する相電流バランス制御を行っても良い。
なお、上記説明では図１５と図１７において、ＦＣ−ＶＣＵ１０３に要求される出力電圧Ｖ２の範囲であるＶ２＿１〜Ｖ２＿２１（Ｖ）において、所定電圧（Ｖ）間隔で各条件における損失を計算しているが、変形例として、ＦＣ−ＶＣＵ１０３に要求される出力電圧Ｖ２の範囲の平均値のみにおいて各条件における損失を計算し、これに基づき入力電流ＩＦＣに対する動作相数を決定しても良い。図１７に示す合成損失マップにおいて、ＦＣ−ＶＣＵ１０３に要求される出力電圧Ｖ２の範囲の平均値であるＶ２＿１１（Ｖ）のみに注目しても、入力電流ＩＦＣのしきい値を得ることが可能である。この変形例によれば、効率の良い点でＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を変更できるのみならず、当該動作相数に関する制御構築に掛かる工数を格別に削減できる。
また、本制御例では入力電流ＩＦＣのみに基づいて動作相数を変更する場合について説明したが、より高効率の電圧変換を行うべく、本制御例の変形例として、入力電流ＩＦＣに加え出力電圧Ｖ２に基づいて動作相数を変更しても良い。当該変形例においては、入力電流ＩＦＣがＩ１２（Ａ）かつ出力電圧Ｖ２がＶ２＿１〜Ｖ２＿３（Ｖ）では４相で駆動し、入力電流ＩＦＣがＩ１２（Ａ）かつ出力電圧Ｖ２がＶ２＿４〜Ｖ２＿２１（Ｖ）では２相で駆動する。
（第４制御例）
第４制御例のＥＣＵ１１３は、図２及び図６に示した磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数として、１相を除く奇数相を禁止する。
図１８は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３における駆動パターン毎の駆動する相を動作相数別に示す第４制御例の図である。第４制御例のＥＣＵ１１３は、図１８に示す４つの駆動パターンのいずれかに基づきＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御する。例えば、駆動パターン１でＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する場合、ＥＣＵ１１３は、相１のスイッチング素子をオンオフ切換制御し、２相で駆動する場合には相１及び相２の各スイッチング素子を１８０度の位相差でオンオフ切換制御し、４相で駆動する場合には相１〜相４の各スイッチング素子を９０度の位相差でオンオフ切換制御する。なお、２相の場合には、「相１及び相２」又は「相３及び相４」といったように、１相の場合に駆動する相及び当該相とリアクトルの鉄芯を共用化した相の２つの相を駆動する。
図１９は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を４相で駆動する際の各相を流れる相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の経時変化を示す図である。図１９に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を４相で駆動する際の相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の振幅の変化は、第８制御例で説明する相電流バランス制御によって各相の入力電流のバランスが図られているため、均等である。同様に、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を２相で駆動する場合において、相１及び相２を駆動する際の相電流ＩＬ１，ＩＬ２の振幅の変化及び相３及び相４を駆動する際の相電流ＩＬ３，ＩＬ４の振幅の変化は均等である。
図２０は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を３相で駆動する際の各相を流れる相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の経時変化を示す図である。第８制御例で説明する相電流バランス制御によって各相の入力電流のバランスが図られていても、動作相数を４相から３相に変更すると、相４に流れていた相電流ＩＬ４が減少して図６に示す鉄芯Ｃｏｂの磁束３を打ち消す方向に作用していた磁束４が減少し、逆巻きの磁気結合のペアとなる相３の相電流ＩＬ３が増加する。その結果、図２０に示すように、相電流ＩＬ１，ＩＬ２の振幅の変化に対して相電流ＩＬ３の振幅の変化が大きくなり、相３への負荷が他の相に比べて高くなってしまう。したがって、本制御例のＥＣＵ１１３は、１相を除き奇数相でのＦＣ−ＶＣＵ１０３の駆動を禁止する。なお、動作相数を２相から３相に変更する際にも同様の相電流のアンバランスが生じる。
なお、１相での駆動も禁止すると、図５に示すようにＦＣ−ＶＣＵ１０３のエネルギー効率は特に入力電流ＩＦＣが低い状態で低下してしまう。したがって、本制御例のＥＣＵ１１３は、磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３であっても、１相での駆動は許可する。
以上説明したように、第４制御例によれば、磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数として、１相を除く奇数相は禁止される。このため、１つの相への負荷の集中を防止できるため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の高寿命化と高耐久化が図れる。また、奇数相での駆動が禁止されると、動作相数１の場合を除き、鉄芯を共用化した相の組の一方は駆動されないため、駆動する相の相電流の振幅の変化は均等となり、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御は安定する。さらに、駆動する相の相電流の振幅の変化は均等なため、前述したインターリーブ制御によって、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流のリプルが低減され、平滑コンデンサＣ２の体格を小さくでき、ひいてはＦＣ−ＶＣＵ１０３の軽量・小型化が可能となる。
なお、第４制御例においては隣接する２つの相が互いに磁気結合している場合について説明したが、本制御例の変形例としては、隣接するＮ個の相が互いに磁気結合している場合では、１相とＮの倍数の相のみが動作相数として用いられ、１相を除き、互いに磁気結合しているＮ相の一部のみを動作相数に用いることを禁止する。なお、Ｎは３以上の自然数である。
また、上記説明では特に入力電流ＩＦＣが低い状態におけるＦＣ−ＶＣＵ１０３のエネルギー効率の低下を抑制すべく、例外的に１相動作を許可しているが、変形例としてＦＣ−ＶＣＵ１０３のより一層の高耐久化と高寿命化を図るべく、１相動作を禁止しても良い。
（第５制御例）
第５制御例のＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を切り替える際に、駆動を開始する相又は駆動を停止する相のスイッチング素子に対するオンオフ切換制御のデューティ比を段階的かつ連続的に変更する。
図２１は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を１相から２相に切り替える際の、駆動を継続する相１及び駆動を開始する相２のスイッチング素子に対するオンオフ切換制御のデューティ比Ｄ１，Ｄ２、各相電流ＩＬ１，ＩＬ２及び入力電流ＩＦＣの経時変化の一例を示す第５制御例の図である。本制御例のＥＣＵ１１３は、図２１に示すように、駆動中の相１に加えて相２の駆動を新たに開始する際には、１相から２相への相数切替期間Ｔｉを設定し、この期間Ｔｉ中に、駆動を継続する相１のスイッチング素子に対するオンオフ切換制御のデューティ比Ｄ１は固定したまま、駆動を開始する相２のスイッチング素子に対するオンオフ切換制御のデューティ比Ｄ２を段階的に上げる。なお、相数切替期間Ｔｉ後の相２の最終的なデューティ比は、相１のデューティ比である。
仮に相数切替期間Ｔｉを設定せずに、ＥＣＵ１１３が相２の駆動をＦＣ−ＶＣＵ１０３における所望の昇圧率に応じたデューティ比で開始すると、図２１に一点鎖線で示すように、入力電流ＩＦＣが変動する。この入力電流ＩＦＣの変動は、制御の安定性を損ねるばかりか、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の体格の増大、ひいてはＦＣ−ＶＣＵ１０３の軽量化及び小型化を阻害する。しかし、本制御例のように、駆動を開始する相のデューティ比を駆動中の相のデューティ比に向けて段階的に上げることによって、駆動を開始する相を流れる相電流が徐々に変化するため、入力電流ＩＦＣの変動を抑止できる。
一方、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を２相から１相に切り替えるために、例えば相２の駆動を停止する際には、本制御例のＥＣＵ１１３は、図２２に示すように、２相から１相への相数切替期間Ｔｄを設定し、この期間Ｔｄ中に、駆動を継続する相１のスイッチング素子に対するオンオフ切換制御のデューティ比Ｄ３は固定したまま、駆動を停止する相２のスイッチング素子に対するオンオフ切換制御のデューティ比Ｄ４を段階的に０まで下げる。図２２は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を２相から１相に切り替える際の、駆動中の相１及び駆動を停止する相２に対するオンオフ切換制御のデューティ比Ｄ３，Ｄ４、各相電流ＩＬ１，ＩＬ２及び入力電流ＩＦＣの経時変化の一例を示す図である。
図２１のように動作相数を増やす場合には、駆動する相（以下「駆動相」という。）の１つにかかる負荷は軽減されるため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性は向上し、かつ、負荷の軽減がＦＣ−ＶＣＵ１０３の高耐久化と高寿命化に寄与する。一方、図２２のように動作相数を減らす場合には、１つあたりの駆動相にかかる負荷は増加するため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性は低下し、かつ、負荷の増加がＦＣ−ＶＣＵ１０３の高耐久化と高寿命化を阻害する。このように、動作相数を減らすとＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性が低下する状態に移行するため、ＥＣＵ１１３は、動作相数を減らす際に設定される相数切替期間Ｔｄを、動作相数を増やす際に設定される相数切替期間Ｔｉよりも長く設定して、デューティ比Ｄ２の変化率を図２１の場合よりも小さくする。
上記説明した図２１及び図２２に示す例は、動作相数を１相と２相の間で切り替える場合であるが、２相と４相の間で切り替える場合も同様である。但し、図２３に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３で発生する損失に基づいて予め決定された動作相数を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値ＩＦＣａ，ＩＦＣｂを基準に動作相数を切り替える場合、ＥＣＵ１１３は、動作相数の切り替えに伴う駆動相である、駆動を継続する相を流れる相電流の変化量又は駆動を開始若しくは停止する相を流れる相電流の変化量が大きいほど相数切替期間Ｔｉ，Ｔｄを長く設定してデューティ比の変化率を小さくする。図２３に示す例では、１相と２相を切り替える場合の駆動相における相電流の変化量は「ＩＦＣａ／２」であり、２相と４相を切り替える場合の駆動相における相電流の変化量は「ＩＦＣｂ／２−ＩＦＣｂ／４」である。なお、２相と４相の間の切り替えといったように動作相数を不連続に切り替える場合の相電流の変化量は、動作相数を連続して切り替える場合の相電流の変化量よりも大きい可能性が高い。このため、動作相数の不連続な切り替え時の相数切替期間は、連続切替時よりも長く設定される。
なお、動作相数を切り替えるポイントである入力電流ＩＦＣのしきい値には、入力電流ＩＦＣが上昇する場合と下降する場合でヒステリシスが設けられても良い。この場合の動作相数の変化に伴う駆動相における相電流の変化量は、入力電流ＩＦＣが上昇する場合と下降する場合とで異なる。
図２４は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を切り替える際の第５制御例のＥＣＵ１１３が行う動作を示すフローチャートである。図２４に示すように、ＥＣＵ１１３は、動作相数を切り替えるか否かを判断し（ステップＳ５０１）、動作相数を切り替える場合はステップＳ５０３に進む。ステップＳ５０３では、ＥＣＵ１１３は、動作相数の増減及び動作相数の切替前後の駆動相における相電流の変化量に基づき、相数切替期間Ｔを設定する。このとき、ＥＣＵ１１３は、動作相数を増やす場合より減らす場合の相数切替期間Ｔを長く設定し、動作相数の切替前後の駆動相における相電流の変化量が大きいほど相数切替期間Ｔを長く設定する。さらに、ＥＣＵ１１３は、動作相数を連続して切り替える場合より不連続に切り替える場合の相数切替期間Ｔを長く設定する。
次に、ＥＣＵ１１３は、駆動を継続する相のデューティ比Ｄを取得する（ステップＳ５０５）。次に、ＥＣＵ１１３は、時間を示すカウント値ｔを０に設定する（ステップＳ５０７）。次に、ＥＣＵ１１３は、カウント値ｔに制御周期Δｔを足した値を新たなカウント値ｔに設定する（ステップＳ５０９）。次に、ＥＣＵ１１３は、駆動を継続する相のデューティ比Ｄは固定したまま、動作相数を増やす場合には駆動を開始する相のスイッチング素子を（ｔ／Ｔ）×Ｄのデューティ比でオンオフ切換制御し、動作相数を減らす場合には駆動を停止する相のスイッチング素子をＤ−（ｔ／Ｔ）×Ｄのデューティ比でオンオフ切換制御する（ステップＳ５１１）。次に、ＥＣＵ１１３は、カウント値ｔが相数切替期間Ｔ以上（ｔ≧Ｔ）であるか否かを判断し（ステップＳ５１３）、ｔ≧Ｔであれば一連の処理を終了し、ｔ＜ＴであればステップＳ５０９に戻る。
以上説明したように、第５制御例のＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を切り替える際に、駆動を開始する相又は駆動を停止する相のスイッチング素子に対するオンオフ切換制御のデューティ比を段階的に変更することによって、駆動を開始する相又は駆動を停止する相を流れる相電流が徐々に変化するため、動作相数の切替時における入力電流ＩＦＣの変動を抑止できる。また、動作相数を減らす際のＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性は低下するが、当該制御安定性は低下に応じて相数切替期間が長く設定されるため、動作相数を減らす場合であっても動作相数の切替時における入力電流ＩＦＣの変動を抑止できる。同様に、動作相数の切替時における駆動相の相電流の変化量が大きいほど制御安定性が低下するため、この場合の相数切替期間を長く設定することによって、動作相数の切替時における入力電流ＩＦＣの変動を抑止できる。また、動作相数を不連続に切り替える場合も相電流の変化量が大きく制御安定性が低下する可能性が高いため、この場合の相数切替期間を長く設定することによって、動作相数の切替時における入力電流ＩＦＣの変動を抑止できる。従って、制御の安定性を確保しつつ、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の体格の増大に伴う、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の重量化及び大型化を抑制できる。
なお、図２３に示した例は、図２及び図６に示す磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数が１相、２相又は４相である場合を示すが、図７及び図８に示した各相のリアクトルの鉄芯が独立したＦＣ−ＶＣＵ２０３を用いる場合には、３相を含む１相〜４相の動作相数が利用される。この場合は、図２５に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３で発生する損失に基づいて予め決定された動作相数を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値ＩＦＣａａ，ＩＦＣｂｂ，ＩＦＣｃｃを基準に動作相数が切り替えられ、ＥＣＵ１１３は、動作相数の切り替えに伴う駆動相を流れる相電流の変化量が大きいほど相数切替期間Ｔｉ，Ｔｄを長く設定してデューティ比の変化率を小さくする。
（第６制御例）
第６制御例のＥＣＵ１１３は、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の入出力電流のリプルがしきい値以下となるよう、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに基づきスイッチング信号の周波数（以下「スイッチング周波数」という。）を設定し、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数の変更をスイッチング周波数の設定変更と同期させる。
図２６は、スイッチング周波数ｆで制御するＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数が１相である場合、スイッチング周波数ｆ／２で制御するＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数が１相である場合、及びスイッチング周波数ｆ／２で制御するＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数が２相で前述したインターリーブ制御されている場合の、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流及び入力電流ＩＦＣの経時変化の例を示す図である。図２６の左側の例に示すように、ＥＣＵ１１３がＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する際に、駆動相のスイッチング素子をスイッチング周波数ｆでオンオフ切換制御すると、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流及び入力電流ＩＦＣの各周波数は、スイッチング周波数ｆと同じ「ｆ」になる。ここで動作相数は１相のままスイッチング周波数ｆ／２に変更すると、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流及び入力電流ＩＦＣの各周波数は、スイッチング周波数ｆ／２と同じ「ｆ／２」になる。この周波数ｆ又はｆ／２が、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力側に設けられた平滑コンデンサＣ１を含む回路とＦＣ−ＶＣＵ１０３の上流に設けられた回路の共振周波数、又は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力側に設けられた平滑コンデンサＣ２を含む回路とＦＣ−ＶＣＵ１０３の下流に設けられた回路の共振周波数であると、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流及び入力電流ＩＦＣのリプルが大きくなるために好ましくない。本制御例では、周波数ｆ／２が共振周波数であると仮定して説明する。
また、特に入力電流ＩＦＣが低くＦＣ−ＶＣＵ１０３が１相で駆動されている場合のスイッチング周波数が低く設定されると、入力電流ＩＦＣは値が０となる期間を含む（ゼロクロスする）不連続な波形になる場合がある。こういった不連続な波形の入力電流ＩＦＣはＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性を低下させるため好ましくない。
このように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が１相で駆動されるときのスイッチング周波数が低いと、リプルの増加及び制御安定性の低下といった問題が生じるため、このときのスイッチング周波数は、上記問題が発生しない程度に高いことが望ましい。但し、この高い周波数を２相以上の動作相数にも適用すると、ＦＣ−ＶＣＵ１０３全体におけるスイッチング損失が増大し、スイッチング素子の発熱によるＦＣ−ＶＣＵ１０３の過熱といった別の問題が生じる可能性がある。このため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３のスイッチング周波数は、動作相数の増加に応じて低く設定されることが望ましい。図２６には、左側の例に対して右側の例に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を２相で駆動する際には、駆動相のスイッチング素子をスイッチング周波数ｆ／２でオンオフ切換制御する。このときのＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流の周波数は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３がインターリーブ制御されているため左側の例に示す場合の周波数と変わらず、共振周波数ｆ／２を回避できる。
図２７は、第６制御例のＥＣＵ１１３がＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御する際の入力電流ＩＦＣとスイッチング周波数、動作相数及び入出力電流の周波数との関係を示す図である。本制御例のＥＣＵ１１３は、図２７に示す関係に基づいてＦＣ−ＶＣＵ１０３のスイッチング周波数と動作相数を決定する。すなわち、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに応じたスイッチング周波数を設定し、スイッチング周波数の設定変更に同期して動作相数を切り替える。なお、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する際のスイッチング周波数ｆは、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流及び入力電流ＩＦＣのリプルの振幅がしきい値以下となる値が設定される。また、多相動作時においてインターリーブ制御を行う場合は、スイッチング周波数に動作相数を掛けた値が共振周波数にならないように、入力電流ＩＦＣに応じたスイッチング周波数が設定される。好ましくは、動作相数を変更しても出力電流の周波数が変動しないように、入力電流ＩＦＣに応じたスイッチング周波数が設定される。
なお、本制御例のように動作相数の変更をスイッチング周波数の設定変更と同期させずに、例えば図２８に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３での損失に基づく入力電流ＩＦＣのしきい値ＩＦＣｘに基づいて動作相数を変更すると、エネルギー効率が常に高い状態でＦＣ−ＶＣＵ１０３を駆動できる。しかし、入力電流ＩＦＣの値によっては、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の入出力電流の周波数が共振周波数ｆ／２となってリプルが増加してしまう。
以上説明したように、第６制御例では、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の入出力側での共振によるリプルがしきい値以下となるよう、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに基づきスイッチング信号の周波数（以下「スイッチング周波数」という。）が設定され、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数は、入力電流ＩＦＣに基づくスイッチング周波数の設定変更と同期して変更される。このように、仮にＦＣ−ＶＣＵ１０３の設定を変更した場合であっても、ハードウェアの構成変更を行うことなくソフトウェアの変更を行えば、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の入出力側における共振の発生を防止でき、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性を向上できる。
また、入力電流ＩＦＣが低いときに設定されるスイッチング周波数はＦＣ−ＶＣＵ１０３の過熱問題が発生しない程度に高い値が設定されるため、入力電流ＩＦＣがゼロクロスせずに連続した波形となる電流レベルの下限を下げることができる。すなわち、所定レベル以上の制御安定性を担保可能な入力電流の領域を広めることができる。さらに、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流及び入力電流ＩＦＣのリプルの振幅がしきい値以下となるので、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の体格の増大を回避でき、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の小型化及び軽量化が可能となる。
なお、図２７に示した例は、図２及び図６に示す磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数が１相、２相又は４相である場合を示すが、図７及び図８に示した各相のリアクトルの鉄芯が独立したＦＣ−ＶＣＵ２０３を用いる場合には、３相を含む１相〜４相の動作相数が利用される。この場合、入力電流ＩＦＣとスイッチング周波数及び動作相数との関係は図２９に示される。また、スイッチング周波数及び動作相数を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値には、入力電流ＩＦＣが上昇する場合と下降する場合でヒステリシスが設けられても良い。例えば、１相と２相を切り替えるポイントである図２７及び図２９に示すしきい値ＩＦＣａは、入力電流ＩＦＣが上昇して１相から２相に切り替える場合に設定される値に対し、入力電流ＩＦＣが下降して２相から１相に切り替える場合には当該値よりも低い値が設定される。このヒステリシスが設けられることによって制御の競合（ハンチング）を排除できる。
（第７制御例）
第７制御例のＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の温度がしきい値を超えると、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を現在の相数よりも大きな相数に増やす。
本制御例のＥＣＵ１１３は、温度センサ１０９１〜１０９４が検出した温度Ｔ１〜Ｔ４の少なくとも１つ（以下、単に「温度Ｔ」という。）がしきい値ｔｈ１を超えると、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の過熱を防止するために、燃料電池１０１の出力電流である入力電流ＩＦＣを低減する制御（以下「パワーセーブ制御」という。）を行う。しかし、ＥＣＵ１１３が図３０に示すグラフに基づいてＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を入力電流ＩＦＣに基づいて決定する場合においては、パワーセーブ制御を行うことで入力電流ＩＦＣが低下して動作相数が減らされると、図３１に示すように、駆動相を流れる相電流が増加して、思惑とは逆にＦＣ−ＶＣＵ１０３の温度Ｔがさらに上昇してしまう可能性があった。なお、パワーセーブ制御は、駆動相のデューティ比を変更することによるＦＣ−ＶＣＵ１０３に対して行われる制御であるが、燃料電池１０１に対して行う出力制御であっても良い。
本制御例のＥＣＵ１１３は、温度Ｔがしきい値ｔｈ１を超えてパワーセーブ制御を行う場合であっても、図３２に示すように、入力電流ＩＦＣによらずにＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数をパワーセーブ制御前の相数より増やす。図３２に示す例では、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を２相で駆動しているときに温度Ｔがしきい値ｔｈ１を超えると、パワーセーブ制御を行うと共に、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を４相に変更する。その結果、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の各相を流れる相電流ＩＬは低下して各相にかかる負荷は軽減されるため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の温度Ｔは下降する。
本制御例のＥＣＵ１１３は、パワーセーブ制御を行ってＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を増やした状態を所定時間τ以上継続する。すなわち、ＥＣＵ１１３は、所定時間τを経過する前のパワーセーブ制御の停止及び動作相数の変更を禁止する。所定時間τが経過した後、温度Ｔがしきい値ｔｈ２を下回れば、ＥＣＵ１１３は、パワーセーブ制御を停止し、パワーセーブ制御を停止した後の入力電流ＩＦＣに応じた動作相数に変更する。なお、しきい値ｔｈ２は、しきい値ｔｈ１未満の値である。
図３３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の温度がしきい値を超えた際の第７制御例のＥＣＵ１１３が行う動作を示すフローチャートである。図３３に示すように、ＥＣＵ１１３は、温度Ｔがしきい値ｔｈ１を超えた（Ｔ＞ｔｈ１）か否かを判断し（ステップＳ７０１）、Ｔ＞ｔｈ１の場合はステップＳ７０３に進む。ステップＳ７０３では、ＥＣＵ１１３は、パワーセーブ制御を開始する。次に、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数をパワーセーブ制御前の相数より増やす（ステップＳ７０５）。なお、動作相数を増やす際、ＥＣＵ１１３は、第５制御例で説明したように相数切替期間を設定し、駆動を開始する相のデューティ比を段階的かつ連続的に上げる。但し、ステップＳ７０５で設定される相数切替期間は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の温度がしきい値以下のときパワーセーブ制御を行わず単に動作相数を増やす際の相数切替期間よりも短く設定される。その結果、ステップＳ７０５で行われる動作相数の増加は早く完了する。
次に、ＥＣＵ１１３は、時間を示すカウント値ｔを０に設定する（ステップＳ７０７）。次に、ＥＣＵ１１３は、カウント値ｔに制御周期Δｔを足した値を新たなカウント値ｔに設定する（ステップＳ７０９）。次に、ＥＣＵ１１３は、カウント値ｔが所定時間τ以上（ｔ≧τ）であるか否かを判断し（ステップＳ７１１）、ｔ≧τであればステップＳ７１３に進み、ｔ＜τであればステップＳ７０９に戻る。ステップＳ７１３では、ＥＣＵ１１３は、温度Ｔがしきい値ｔｈ２を下回った（Ｔ＜ｔｈ２）か否かを判断し、Ｔ＜ｔｈ２の場合はステップＳ７１５に進む。ステップＳ７１５では、ＥＣＵ１１３は、ステップＳ７０３で開始したパワーセーブ制御を停止する。次に、ＥＣＵ１１３は、パワーセーブ制御を停止した後の入力電流ＩＦＣに応じた動作相数に変更する（ステップＳ７１７）。
以上説明したように、第７制御例によれば、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の温度がしきい値を超えてパワーセーブ制御を行う場合は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を現在の相数よりも大きな相数に増やすことによって駆動相にかかる負荷を軽減する。このため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の駆動を維持しつつ、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が過熱状態に至る前の温度上昇を抑制でき、正常状態を維持できる。
なお、図３２に示した例は、図２及び図６に示す磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数が１相、２相又は４相である場合を示している。第４制御例で示したように、磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３においては、一部の相に対する負荷の集中を回避するため、互いに磁気結合した複数の相の一部のみを使用することは好ましくない。仮に動作相数を増やして、駆動相にかかる負荷の軽減を図っても、一部の相に負荷が集中するため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の過熱状態に至る可能性を解消できないからである。
一方、図７及び図８に示した各相のリアクトルの鉄芯が独立したＦＣ−ＶＣＵ２０３を用いる場合には、３相を含む１相〜４相の動作相数が利用される。この場合、ＦＣ−ＶＣＵ２０３を２相で駆動しているときに温度Ｔがしきい値ｔｈ１を超えると、パワーセーブ制御を行うと共に、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を２相より多い３相又は４相に変更する。また、ＥＣＵ１１３は、磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３及び非磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ２０３のいずれでの場合も、温度Ｔがしきい値ｔｈ１を超えた際の動作相数にかかわらず、最大の動作相数に変更しても良い。最大の動作相数に変更することで、駆動相にかかる負荷を最大限に低減でき、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が過熱状態に至る可能性をより早期に解消でき、正常状態を維持できる。
なお、図２と図７に示した例では、スイッチング素子の近傍にのみ温度センサ１０９１〜１０９４を設けているが、ダイオードやリアクトルＬ１〜Ｌ４といったＦＣ−ＶＣＵ１０３，２０３内部の他の箇所や、燃料電池１０１や平滑コンデンサＣ１，Ｃ２といったＦＣ−ＶＣＵ１０３，２０３外部に温度センサを設け、それらが検出した温度に基づいて本制御例で述べたパワーセーブ制御を行っても良い。
（第８制御例）
第８制御例のＥＣＵ１１３は、相電流センサ１０５１〜１０５４の少なくとも１つ又は電流センサ１０５が故障した際に、故障状態に応じた適当な制御を行う。なお、電流センサ１０５及び相電流センサ１０５１〜１０５４の故障判定は、ＥＣＵ１１３によって行われる。電流センサ１０５及び相電流センサ１０５１〜１０５４の故障判定には、公知の種々の方法を用いることができる。例えば、特開平１０−２５３６８２号公報に開示されている上張り付き故障や中間張り付き故障、下張り付き故障の判定方法を用いる場合、ＥＣＵ１１３は、検出された電流値に応じた電圧を示す信号が規定範囲外の値を表す状態が所定時間以上継続した場合に、故障した異常な状態と判定する。
本制御例では、電流センサ１０５及び相電流センサ１０５１〜１０５４の全てが正常である場合、電流センサ１０５が検出したＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣの値は、ＥＣＵ１１３がＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を決定するために用いられる。また、相電流センサ１０５１〜１０５４が検出した相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の各値は、ＥＣＵ１１３が相電流バランス制御を行うために用いられる。相電流バランス制御は、相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の移動平均値の総和をＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数で割った値を目標値として、駆動相における各相電流が当該目標値となるよう、各駆動相に対するスイッチング信号のデューティ比を増減する制御をいう。
動作相数の切替制御は、第３制御例で記述したように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣ又は相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の合計値に基づいて行われる。しかし、相電流センサの製品誤差やインターリーブ制御によって各相の相電流の位相が異なる事によって、相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の合計値が必ずしもＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流の真値を示すとは限らないので、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣを用いることが好ましい。一方、相電流バランス制御を行うには、相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の各値が必要なため、相電流センサ１０５１〜１０５４を用いる。いずれの制御によっても、一部の相に負荷が集中することを防止できる。
図３４は、動作相数決定のための電流値、相電流バランス制御のための電流値、及びパワーセーブ制御実行の有無を、電流センサ１０５及び相電流センサ１０５１〜１０５４の異なる状態毎に示す第８制御例の図である。図３４に示すように、相電流センサ１０５１〜１０５４の少なくとも１つが故障した場合、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数は、正常時と変わらずに電流センサ１０５が検出したＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣの値に基づき決定され、かつ、相電流バランス制御は行われない。また、電流センサ１０５が故障した場合、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数は、相電流センサ１０５１〜１０５４が検出した相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の合計に基づき決定され、かつ、相電流バランス制御は正常時と変わらずに相電流センサ１０５１〜１０５４が検出した相電流ＩＬ１〜ＩＬ４に基づき行われる。
なお、相電流センサ１０５１〜１０５４の少なくとも１つが故障した場合も、電流センサ１０５が故障した場合も、燃料電池１０１の出力電流である入力電流ＩＦＣを低減する制御（以下「パワーセーブ制御」という。）が行われる。なお、パワーセーブ制御は、駆動相のデューティ比を変更することによるＦＣ−ＶＣＵ１０３に対して行われる制御であるが、燃料電池１０１に対して行う出力制御であっても良い。相電流センサ１０５１〜１０５４の少なくとも１つが故障した場合に行われるパワーセーブ制御は、相電流バランス制御を行わないことで低下する制御安定性を補完するために行われる。また、電流センサ１０５が故障した場合に行われるパワーセーブ制御は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を決定するための相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の合計に基づく制御の周期と、相電流ＩＬ１〜ＩＬ４に基づく相電流バランス制御の周期とが同調することで低下する制御安定性を補完するために行われる。加えて、前述したように相電流センサの製品誤差やインターリーブ制御によって各相の相電流の位相が異なる事によって、相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の合計値が必ずしもＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流の真値を示すとは限らないので、この点を補完するためにも行われる。
なお、電流センサ１０５の制御周期と相電流センサ１０５１〜１０５４の制御周期は、ＥＣＵ１１３での制御の干渉を防止するために互いに異なる。本実施形態では、電流センサ１０５の制御周期の方が相電流センサ１０５１〜１０５４の制御周期よりも早い。これは前述したように、その検出値を用いて動作相数の変更という、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の効率に大きな影響を与える電流センサ１０５と、その検出値を用いて駆動している各相の電流値のバランスを図るという補助的な相電流センサ１０５１〜１０５４の役割の違いに起因するものである。
図３５は、電流センサ１０５及び相電流センサ１０５１〜１０５４の状態に応じて第８制御例のＥＣＵ１１３が行う動作を示すフローチャートである。図３５に示すように、ＥＣＵ１１３は、電流センサ１０５及び相電流センサ１０５１〜１０５４の故障判定を行う（ステップＳ８０１）。次に、ＥＣＵ１１３は、ステップＳ８０１で行った故障判定の結果、電流センサ１０５が正常であるか故障した異常な状態であるかを判定し（ステップＳ８０３）、正常であればステップＳ８０５に進み、故障した異常な状態であればステップＳ８１７に進む。ステップＳ８０５では、ＥＣＵ１１３は、相電流センサ１０５１〜１０５４が正常であるか故障した異常な状態であるかを判定し、相電流センサ１０５１〜１０５４の全てが正常であればステップＳ８０７に進み、相電流センサ１０５１〜１０５４の少なくとも１つが故障した異常な状態であればステップＳ８１１に進む。
ステップＳ８０７では、ＥＣＵ１１３は、例えば第３制御例で述べた動作相数の切替制御を用いて、入力電流ＩＦＣに基づきＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を決定する。次に、ＥＣＵ１１３は、相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の各値に基づき相電流バランス制御を行う（ステップＳ８０９）。ステップＳ８１１では、ＥＣＵ１１３は、パワーセーブ制御を実行する。次に、ＥＣＵ１１３は、入力電流ＩＦＣに基づきＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を決定する（ステップＳ８１３）。さらに、ＥＣＵ１１３は、相電流バランス制御を停止する（ステップＳ８１５）。なお、上記の説明によれば、相電流バランス制御の停止（ステップＳ８１５）に先立って、ＥＣＵ１１３は、パワーセーブ制御を実行する（ステップＳ８１１）。これはパワーセーブによって制限された入力電流ＩＦＣの値に基づいて動作相数が減少し、相電流バランス制御を停止しても、各相の相電流の偏差が生じにくくなるからである。
ステップＳ８１７では、ＥＣＵ１１３は、相電流センサ１０５１〜１０５４が正常であるか故障した異常な状態であるかを判定し、相電流センサ１０５１〜１０５４の全てが正常であればステップＳ８１９に進み、相電流センサ１０５１〜１０５４の少なくとも１つが故障した異常な状態であればステップＳ８２５に進む。ステップＳ８１９では、ＥＣＵ１１３は、パワーセーブ制御を実行する。次に、ＥＣＵ１１３は、相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の合計に基づきＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を決定する（ステップＳ８２１）。次に、ＥＣＵ１１３は、相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の各値に基づき相電流バランス制御を行う（ステップＳ８２３）。ステップＳ８２５では、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御を停止する。
以上説明したように、第８制御例によれば、相電流センサ１０５１〜１０５４の少なくとも１つ又は電流センサ１０５が故障しても、一部の相に負荷が集中しないための動作相数の切替制御や相電流バランス制御を行うために正常な電流センサの検出値を相補的に用いることによって、これらの制御を継続できる。その結果、一部の電流センサが故障しても、上記制御の効果である各相の負荷の均等化や１つの相への負荷の集中の抑制を維持できる。
（第９制御例）
第９制御例のＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御する当該ＥＣＵ１１３におけるフィードバック制御のループ（以下「フィードバックループ」という。）の外部で、フィードバックループから出力されたＦＣ−ＶＣＵ１０３のスイッチング素子をオンオフ切換制御するための制御信号（以下、単に「制御信号」という。）に交流信号を重畳する。さらに、ＥＣＵ１１３は、交流信号が重畳された制御信号に基づきパルス状のスイッチング信号を生成し、当該スイッチング信号をＦＣ−ＶＣＵ１０３の各スイッチング素子に出力する。なお、スイッチング信号に含まれる交流成分は、燃料電池１０１のインピーダンスを測定するために重畳される。また、交流信号の振幅値は後述する第１０制御例又は第１１制御例に基づいて設定される。
図３６は、第９制御例のＥＣＵ１１３を有する電源装置を搭載した電動車両の概略構成を示すブロック図である。図３６に示すように、第９制御例のＥＣＵ１１３は、フィードバック制御部１２１と、交流信号発生部１２３と、スイッチング信号生成部１２５とを有する。なお、本制御例ではＦＣ−ＶＣＵ１０３は電流制御モードで制御されるためＥＣＵ１１３には、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力電流ＩＦＣの目標値（以下「ＩＦＣ電流目標値」という。）を入力としてフィードバック制御部１２１が出力した結果、つまり電流センサ１０５の検出値（入力電流ＩＦＣ）を帰還するフィードバックループが形成されている。
フィードバック制御部１２１は、ＩＦＣ電流目標値と電流センサ１０５が検出した入力電流ＩＦＣの値の差分に基づく制御信号を出力する。交流信号発生部１２３は、燃料電池１０１のインピーダンスを測定するために制御信号に重畳する交流信号を発生する。交流信号発生部１２３が発生した交流信号は、フィードバックループの外部で、フィードバック制御部１２１が出力した制御信号に重畳される。スイッチング信号生成部１２５は、交流信号が重畳された制御信号に基づきパルス状のスイッチング信号を生成し、当該スイッチング信号をＦＣ−ＶＣＵ１０３の各スイッチング素子に出力する。
なお、上述のフィードバックループでの制御周期と、フィードバックループの外部で制御信号に交流信号を重畳する段での制御周期とは互いに異なり、フィードバックループでの制御周期に比べて、交流信号を重畳する段での制御周期の方が遅い。これはＦＣ−ＶＣＵ１０３が後述する電流制御モードにおいては目標電圧を、後述する電流制御モードにおいては目標電流を出力できるように、フィードバックループにおいては比較的が早い制御周期が求められるためである。一方、交流信号を重畳する段での制御周期には、そこまでの早い制御周期に対する要請がなく、正確に燃料電池１０１のインピーダンスを測定できるように比較的遅いほうが好ましい。
なお、上記説明では、ＥＣＵ１１３は、電圧Ｖ２がモータジェネレータ１１の駆動効率がしきい値以上となる最適電圧となるよう駆動する電圧制御モードでＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御しているために、フィードバックループにはＶ２電圧目標値を入力し、電圧Ｖ２を帰還させている。ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御が安定する電流制御モードでＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御しても良い。この場合、フィードバックループには、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流の目標値が入力され、当該出力電流の検出値が帰還される。この場合においても、交流信号発生部１２３が発生した交流信号は、フィードバックループの外部で、フィードバック制御部１２１が出力した制御信号に重畳される。
ＥＣＵ１１３は、交流成分を含むスイッチング信号に応じてオンオフ切換制御されたＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力電流ＩＦＣ及び入力電圧Ｖ１でもある燃料電池１０１の出力電圧に基づいて、交流インピーダンス法により燃料電池１０１のインピーダンスを測定し、間接的に燃料電池１０１内部の含水状態を把握する。なお、交流インピーダンス法によれば、ＥＣＵ１１３は、電流センサ１０５及び電圧センサ１０７１の各検出値を所定のサンプリングレートでサンプリングし、フーリエ変換処理（ＦＦＴ演算処理やＤＦＴ演算処理）などを施した後、フーリエ変換処理後の電圧値をフーリエ変換処理後の電流値で除するなどして燃料電池１０１のインピーダンスを求める。燃料電池１０１内部の含水状態は、燃料電池１０１内部の電解質におけるイオン伝導に影響を与えるため、燃料電池１０１のインピーダンスとの間に相関関係を有する。従って、前述した交流インピーダンス法により燃料電池１０１のインピーダンスを測定することで、間接的に燃料電池１０１内部の含水状態を把握できる。
以上説明したように、第９制御例によれば、ＦＣ−ＶＣＵ１０３のスイッチング素子をオンオフ切換制御するスイッチング信号に含まれる交流成分を重畳するタイミングは、ＥＣＵ１１３におけるフィードバックループの外部である。仮にフィードバックループ内で交流信号を重畳すると、特に交流信号が高周波の場合には帰還成分であるＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力電流ＩＦＣの揺れが大きくなり、この揺れに追従されるためフィードバックループにおけるゲインを高くする必要があり、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性が低下する可能性がある。
加えて原理上、重畳させる交流信号よりフィードバックループにおける制御周期を充分に早くしないと、ＥＣＵ１１３が交流信号を認識できないため、交流重畳が行えない。従って、特に交流信号が高周波の場合にはフィードバックループにおける制御周期が超高速となり、ＥＣＵ１１３の計算負荷が膨大なものとなってしまう。
しかし、フィードバックループの外部での制御周期はフィードバックループにおける制御周期よりも遅いため、本制御例のようにフィードバックの外部で交流信号を重畳することによって、上述した問題は発生せず、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性とＥＣＵ１１３の計算負荷の抑制を担保しつつ、燃料電池１０１のインピーダンスを測定することができる。当該測定した燃料電池１０１のインピーダンスに基づいて、燃料電池１０１に供給する燃料ガスの加湿量を調整することで、燃料電池１０１の含水状態を適切な状態に常に保持することができ、燃料電池１０１の劣化や効率低下を抑制できる。
また、本制御例のＥＣＵ１１３におけるフィードバックループは入力電流ＩＦＣが帰還しているが、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電圧Ｖ２が帰還するフィードバックループであっても良い。
（第１０制御例）
ＦＣ−ＶＣＵ１０３を単相で駆動する場合、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する複数のスイッチング素子のうち１つのスイッチング素子のみがオンオフ切換制御される。したがって、スイッチング素子を制御するスイッチング信号に交流成分が重畳されていても、当該交流成分の振幅が適正であれば、相電流におけるゼロクロスは抑制されるため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性は損なわれない。しかし、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を多相で駆動する場合には、複数のスイッチング素子がオンオフ切換制御されるため、各スイッチング信号に重畳された交流成分により、いずれかの相電流のゼロクロスや、スイッチング素子に対し通常のデューティ制御やインターリーブ制御に加えて行われる交流重畳制御に起因して、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性が低下する可能性がある。この可能性は、スイッチング素子のオンオフ切換位相をずらすインターリーブ制御を行う場合に高くなる。なお、ＦＣ−ＶＣＵ１０３へのスイッチング信号に含まれる交流成分は、第９制御例で説明した燃料電池１０１のインピーダンスの測定のために重畳される。
上記事情を鑑みて、第１０制御例のＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに基づいて決定したＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数に対応する区間を設定する。そしてＥＣＵ１１３は、各駆動相のスイッチング素子をオンオフ切換制御するための制御信号（以下、単に「制御信号」という。）に、区間毎に適した振幅値の交流信号を重畳する。ＥＣＵ１１３は、このようにして交流信号が重畳された制御信号に基づきパルス状のスイッチング信号を生成し、当該スイッチング信号をＦＣ−ＶＣＵ１０３に出力する。さらに、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する場合に対応する区間は２つに分けられ、ＥＣＵ１１３は、駆動相の制御信号に、区間毎に適した振幅値の交流信号を重畳して得られたスイッチング信号を出力する。
図３７は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数に応じた交流信号の基本振幅と当該基本振幅合計値の経時変化を示す第１０制御例の図である。また、図３８は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する際に重畳する交流信号の振幅の大小による入力電流ＩＦＣの波形の違いを説明するための、入力電流ＩＦＣの値が０（Ａ）近傍の拡大図である。図３８の左側には周期が同じで、振幅が異なる２つの交流信号が示してある。図３８の左側の上の交流信号の振幅は、図３８の左側の下の交流信号の振幅より小さい。また、図３８の右側には、図３８の左側に示した交流信号に対応する交流成分を含んだ入力電流ＩＦＣの波形が示されている。なお、入力電流ＩＦＣの直流成分は、制御信号の大きさに基づく。
重畳する交流信号の振幅が小さいと、電流センサ１０５及び電圧センサ１０７１の各検出値に十分な交流成分が現れず、正確に燃料電池１０１のインピーダンスが測定できない。従って、重畳する交流信号の振幅は、燃料電池１０１の性能に影響を与えたり、燃料電池１０１やＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性を損なわない程度に大きいことが好ましい。しかし、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が１相で駆動される際の入力電流ＩＦＣは多相で駆動される場合と比較して小さく、このような入力電流ＩＦＣのときに駆動相の制御信号に大きな振幅の交流信号を重畳すると、当該交流信号のために現れる入力電流ＩＦＣの振幅が大きくなり、図３８の右下に示すように、入力電流ＩＦＣは値が０となる期間を含む（ゼロクロスする）不連続な波形になる。こういった不連続な波形の入力電流ＩＦＣは、燃料電池１０１の制御を不安定にするため、好ましくない。したがって、本制御例では、図３７に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する場合には、入力電流ＩＦＣの大小によって２つの区間、区間１と区間２に分ける。入力電流ＩＦＣが小さな区間１では、ＥＣＵ１１３は、１駆動相あたりの交流信号の基本振幅（以下「基本重畳量」という。）を入力電流ＩＦＣの増加に伴い、入力電流ＩＦＣが不連続な波形にならないように徐々に上げる。そして、当該基本重畳量がしきい値ｔｈａｃに到達する入力電流ＩＦＣ以上を区間２に設定する。区間２では、当該基本重畳量として好適なしきい値ｔｈａｃを、入力電流ＩＦＣを不連続にすることなく重畳できるため、ＥＣＵ１１３は、基本重畳量を入力電流ＩＦＣの大きさによらずしきい値ｔｈａｃに設定する。
また、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を２相で駆動する場合に対応する区間３では、ＥＣＵ１１３は、２つの駆動相の各制御信号に重畳する交流信号の振幅の合計値が上述した当該基本重畳量として好適なしきい値ｔｈａｃに等しくなるよう、基本重畳量を入力電流ＩＦＣの大きさによらず「ｔｈａｃ／２」に設定する。同様に、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を４相で駆動する場合に対応する区間４では、ＥＣＵ１１３は、４つの駆動相の各制御信号に重畳する交流信号の振幅の合計値が当該基本重畳量として好適なしきい値ｔｈａｃに等しくなるよう、基本重畳量を入力電流ＩＦＣの大きさによらず「ｔｈａｃ／４」に設定する。なお、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を多相（ｎ相）で駆動する場合の区間における基本重畳量を、入力電流ＩＦＣの増加に従って「ｔｈａｃ／ｎ」から減らした値に設定しても良い。
さらに、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の昇圧率に応じて異なる係数を基本重畳量に乗算する。図３９は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の昇圧率と基本重畳量に乗算する係数との関係を示す図である。図３９に示すように、基本重畳量に乗算する係数は、昇圧率が大きいほど小さい。これは、昇圧率が大きいほど入力電流ＩＦＣのリプルが大きくなるため、交流重畳が容易になるからである。ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の昇圧率に応じた係数を、図３７の関係に基づき導出した基本重畳量に乗算した上で、当該算出値が示す振幅値の交流信号を各駆動相の制御信号に重畳して得られたスイッチング信号を出力する。
以上説明したように、第１０制御例によれば、スイッチング信号に含まれる交流成分の振幅は区間毎に適した値であるため、当該交流成分によってＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性が損なわれることなく、燃料電池１０１のインピーダンスを正確に測定できる。
なお、図３７に示した例は、図２及び図６に示す磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数が１相、２相又は４相である場合を示すが、図７及び図８に示した各相のリアクトルの鉄芯が独立したＦＣ−ＶＣＵ２０３を用いる場合には、３相を含む１相〜４相の動作相数が利用される。この場合、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を３相で駆動する場合に対応する区間では、ＥＣＵ１１３は、３つの駆動相の各制御信号に重畳する交流信号の振幅の合計値が上述した当該基本重畳量として好適なしきい値ｔｈａｃに等しくなるよう、基本重畳量を入力電流ＩＦＣの大きさによらず「ｔｈａｃ／３」に設定する。
（第１１制御例）
ＦＣ−ＶＣＵ１０３を単相で駆動する場合、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する複数のスイッチング素子のうち１つのスイッチング素子のみがオンオフ切換制御される。したがって、スイッチング素子を制御するスイッチング信号に交流成分が重畳されていても、当該交流成分の振幅が適正であれば、相電流におけるゼロクロスは抑制されるため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性は損なわれない。しかし、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を多相で駆動する場合には、複数のスイッチング素子がオンオフ切換制御されるため、各スイッチング信号に重畳された交流成分により、いずれかの相電流のゼロクロスや、スイッチング素子に対し通常のデューティ制御やインターリーブ制御に加えて行われる交流重畳制御に起因して、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性が低下する可能性がある。また、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を多相で駆動する場合の動作相数が多いほど、各スイッチング信号に含まれた交流成分による制御安定性の低下が顕著になる。なお、ＦＣ−ＶＣＵ１０３へのスイッチング信号に含まれる交流成分は、第９制御例で説明した燃料電池１０１のインピーダンスの測定のために重畳される。
上記事情を鑑みて、第１１制御例のＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに基づいて決定したＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数に対応する区間を設定する。そしてＥＣＵ１１３は、各駆動相のスイッチング素子をオンオフ切換制御するための制御信号（以下、単に「制御信号」という。）に、区間毎に適した振幅値の交流信号を重畳する。ＥＣＵ１１３は、このようにして交流信号が重畳された制御信号に基づきパルス状のスイッチング信号を生成し、当該スイッチング信号をＦＣ−ＶＣＵ１０３に出力する。さらに、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する場合に対応する区間は２つに分けられ、ＥＣＵ１１３は、駆動相の制御信号に、区間毎に適した振幅値の交流信号を重畳して得られたスイッチング信号を出力する。
図４０は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数に応じた交流信号の基本振幅と当該基本振幅合計値の経時変化を示す第１１制御例の図である。また、図４１は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する際に重畳する交流信号の振幅の大小による入力電流ＩＦＣの波形の違いを説明するための、入力電流ＩＦＣの値が０（Ａ）近傍の拡大図である。図４１の左側には周期が同じで、振幅が異なる２つの交流信号が示してある。図４１の左側の上の交流信号の振幅は、図４１の左側の下の交流信号の振幅より小さい。また、図４１の右側には、図４１の左側に示した交流信号に対応する交流成分を含んだ入力電流ＩＦＣの波形が示されている。なお、入力電流ＩＦＣの直流成分は、制御信号の大きさに基づく。
重畳する交流信号の振幅が小さいと、電流センサ１０５及び電圧センサ１０７１の各検出値に十分な交流成分が現れず、正確に燃料電池１０１のインピーダンスが測定できない。従って、重畳する交流信号の振幅は、燃料電池１０１の性能に影響を与えたり、燃料電池１０１やＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性を損なわない程度に大きいことが好ましい。しかし、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が１相で駆動される際の入力電流ＩＦＣは多相で駆動される場合と比較して小さく、このような入力電流ＩＦＣのときに駆動相の制御信号に大きな振幅の交流信号を重畳すると、当該交流成分のために現れる入力電流ＩＦＣの振幅が大きくなり、図４１の右下に示すように、入力電流ＩＦＣは値が０となる期間を含む（ゼロクロスする）不連続な波形になる。こういった不連続な波形の入力電流ＩＦＣは、燃料電池１０１の制御を不安定にするため、好ましくない。したがって、本制御例では、図４０に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する場合には、入力電流ＩＦＣの大小によって２つの区間、区間１と区間２に分ける。入力電流ＩＦＣが小さな区間１では、ＥＣＵ１１３は、１駆動相あたりの交流信号の基本振幅（以下「基本重畳量」という。）を入力電流ＩＦＣの増加に伴い、入力電流ＩＦＣが不連続な波形にならないように徐々に上げる。そして、当該基本重畳量がしきい値ｔｈａｃに到達する入力電流ＩＦＣ以上を区間２に設定する。区間２では、当該基本重畳量として好適なしきい値ｔｈａｃを、入力電流ＩＦＣを不連続にすることなく重畳できるため、ＥＣＵ１１３は、基本重畳量を入力電流ＩＦＣの大きさによらずしきい値ｔｈａｃに設定する。
また、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を２相で駆動する場合に対応する区間３では、ＥＣＵ１１３は、２つの駆動相の各制御信号に重畳する交流信号の振幅の合計値が上述した当該基本重畳量として好適なしきい値ｔｈａｃに等しくなるよう、基本重畳量を入力電流ＩＦＣの大きさによらず「ｔｈａｃ／２」に設定する。なお、ＥＣＵ１１３は、基本重畳量を、入力電流ＩＦＣの増加に従って「ｔｈａｃ／２」から減らした値に設定しても良い。これは、入力電流ＩＦＣが増大するほど、入力電流ＩＦＣのリプルが大きくなるため、交流重畳が容易になるからである。また、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を４相で駆動する場合に対応する区間４では、ＥＣＵ１１３は、基本重畳量を入力電流ＩＦＣの大きさによらず０に設定する。すなわち、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を４相で駆動する場合における交流信号の重畳を禁止する。なお、本制御例では、第４制御例と同様の理由でＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数として、１相を除く奇数相を禁止する。したがって、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を３相で駆動する場合の交流信号の重畳も行われない。
さらに、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の昇圧率に応じて異なる係数を基本重畳量に乗算する。図４２は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の昇圧率と基本重畳量に乗算する係数との関係を示す図である。図４２に示すように、基本重畳量に乗算する係数は、昇圧率が大きいほど小さい。これは前述した通り、昇圧率が大きいほど入力電流ＩＦＣのリプルが大きくなるため、交流重畳が容易になるからである。ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の昇圧率に応じた係数を、図４０の関係に基づき導出した基本重畳量に乗算した上で、当該算出値が示す振幅値の交流信号を各駆動相の制御信号に重畳して得られたスイッチング信号を出力する。
図４３は、駆動相の制御信号に交流信号を重畳する際の第１１制御例のＥＣＵ１１３が行う動作を示すフローチャートである。図４３に示すように、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに応じた区間の基本重畳量を導出する（ステップＳ１１０１）。次に、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の昇圧率に応じた係数を導出する（ステップＳ１１０３）。次に、ＥＣＵ１１３は、基本重畳量に係数を乗算した振幅値の交流信号を各駆動相の制御信号に重畳して得られたスイッチング信号を出力する（ステップＳ１１０５）。次に、ＥＣＵ１１３は、第９制御例で説明した交流インピーダンス法により燃料電池１０１のインピーダンスを測定する（ステップＳ１１０７）。次に、ＥＣＵ１１３は、燃料電池１０１のインピーダンスに応じた燃料電池１０１の含水状態を判別する（ステップＳ１１０９）。次に、ＥＣＵ１１３は、ステップＳ１１０９で判別した含水状態に応じた量の加湿を燃料電池１０１に対して行う（ステップＳ１１１１）。
以上説明したように、第１１制御例によれば、スイッチング信号に含まれる交流成分の振幅は区間毎に適した値であるため、当該交流成分によってＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性が損なわれることなく、燃料電池１０１のインピーダンスを測定できる。
なお、本発明は、前述した実施形態に限定されるものではなく、適宜、変形、改良、等が可能である。例えば、上述の第１〜第１１制御例はそれぞれ独立に説明したが、２つ以上の制御例を組み合わせた電源装置としても良い。また、上記説明した電動車両は、エネルギー源として燃料電池１０１及びバッテリ１７を備えるが、燃料電池１０１の代わりに、バッテリ１７よりもエネルギー重量密度が高いリチウムイオン電池やニッケル水素電池等の二次電池を用いても良い。この場合、図４４に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する各変換部には、リアクトルに直列接続されたダイオードと並列にスイッチング素子が設けられ、ＥＣＵ１１３がハイサイドとローサイドから成る２つのスイッチング素子をオンオフ切換動作することによって、燃料電池１０１の代わりに設けられた二次電池の電圧を昇圧して出力する。
また、上記説明した電動車両は、１ＭＯＴ型のＥＶ（Electrical Vehicle）であるが、複数のモータジェネレータを搭載したＥＶであっても、少なくとも１つのモータジェネレータと共に内燃機関を搭載したＨＥＶ（Hybrid Electrical Vehicle）又はＰＨＥＶ（Plug-in Hybrid Electrical Vehicle）であっても良い。また、本実施形態では、電源装置１００が電動車両に搭載されているが、輸送を目的としない電気機器に電源装置１００が設けられても良い。電源装置１００は大電流が出力可能な電源に対して好適であり、近年大電流化が著しいコンピュータへの適用が特に好ましい。
本実施形態のＶＣＵ１５は、バッテリ１７の電圧を昇圧するが、燃料電池１０１の電圧がバッテリ１７の電圧よりも低い場合、バッテリ１７の電圧を降圧するＶＣＵが用いられる。また、双方向に昇降圧が可能なＶＣＵを用いても良い。また、ＦＣ−ＶＣＵ１０３は、昇圧型に限らず、降圧型又は昇降圧型であっても良い。
１１ モータジェネレータ（MG）
１３ ＰＤＵ
１５ ＶＣＵ
１７ バッテリ
１００ 電源装置
１０１ 燃料電池（FC）
１０３，２０３ ＦＣ−ＶＣＵ
１０５ 電流センサ
１０５１〜１０５４ 相電流センサ
１０７１，１０７２ 電圧センサ
１０９１〜１０９４ 温度センサ
１１１ パワースイッチ
１１３ ＥＣＵ
１２１ フィードバック制御部
１２３ 交流信号発生部
１２５ スイッチング信号生成部
Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｌ１〜Ｌ４ リアクトル
Ｃｏａ，Ｃｏｂ 鉄芯

Claims (8)

  1. 電源と、
    前記電源が供給する電力の電圧変換が可能な変換部を複数有し、当該複数の変換部が電気的に並列に接続された変換モジュールと、
    前記変換モジュールの入力側と出力側の少なくとも一方に設けられた平滑コンデンサと、
    前記電圧変換を行う変換部に所定の周波数の制御信号を供給して、前記変換モジュールを制御する制御部と、
    前記電圧変換を行う前記変換部の数である動作数を変更する変更部と、
    前記電源から前記変換モジュールへの入力電流の値を取得する取得部と、を備え、
    前記制御部は、
    前記動作数が複数の場合、前記電圧変換を行うそれぞれの前記変換部に供給する前記制御信号の位相を互いに「３６０度／前記動作数」ずらし、
    前記制御信号の周波数に前記動作数を乗じた値が、前記変換モジュールの入力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの上流に設けられた回路の共振周波数、又は、前記変換モジュールの出力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの下流に設けられた回路の共振周波数にならないよう、前記取得部が取得した入力電流に応じて前記制御信号の周波数および前記動作数を変更し、前記動作数の変更前後における前記変換モジュールの出力電流の周波数が変動しないよう、前記入力電流に応じた前記制御信号の周波数を設定する、電源装置。
  2. 請求項１に記載の電源装置であって、
    前記制御部は、前記動作数が１である場合の前記制御信号の周波数を、前記動作数が２以上である場合の前記制御信号の周波数よりも高い値に設定する、電源装置。
  3. 電源と、
    前記電源が供給する電力の電圧変換が可能な変換部を複数有し、当該複数の変換部が電気的に並列に接続された変換モジュールと、
    前記変換モジュールの入力側と出力側の少なくとも一方に設けられた平滑コンデンサと、
    前記電圧変換を行う変換部に所定の周波数の制御信号を供給して、前記変換モジュールを制御する制御部と、
    前記電圧変換を行う前記変換部の数である動作数を変更する変更部と、
    前記電源から前記変換モジュールへの入力電流の値を取得する取得部と、を備え、
    前記制御部は、
    前記動作数が複数の場合、前記電圧変換を行うそれぞれの前記変換部に供給する前記制御信号の位相を互いに「３６０度／前記動作数」ずらし、
    前記制御信号の周波数に前記動作数を乗じた値が、前記変換モジュールの入力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの上流に設けられた回路の共振周波数、又は、前記変換モジュールの出力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの下流に設けられた回路の共振周波数にならないよう、前記取得部が取得した入力電流に応じて前記制御信号の周波数および前記動作数を変更し、前記動作数が１である場合の前記制御信号の周波数を、前記動作数が２以上である場合の前記制御信号の周波数よりも高い値に設定する、電源装置。
  4. 請求項１から３のいずれか１項に記載の電源装置であって、
    前記制御部は、前記動作数が１である場合の前記制御信号の周波数を、前記変換モジュールの入出力電流のリプルの振幅がしきい値以下となる値に設定する、電源装置。
  5. 請求項１から４のいずれか１項に記載の電源装置であって、
    前記変更部は、前記制御部による前記周波数の変更に同期して前記動作数を変更する、電源装置。
  6. 請求項１から５のいずれか１項に記載の電源装置を有する、機器。
  7. 電源と、
    前記電源が供給する電力の電圧変換が可能な変換部を複数有し、当該複数の変換部が電気的に並列に接続された変換モジュールと、
    前記変換モジュールの入力側と出力側の少なくとも一方に設けられた平滑コンデンサと、
    前記電圧変換を行う変換部に所定の周波数の制御信号を供給して、前記変換モジュールを制御する制御部と、
    前記電圧変換を行う前記変換部の数である動作数を変更する変更部と、
    前記電源から前記変換モジュールへの入力電流の値を取得する取得部と、を備えた電源装置が行う制御方法であって、
    前記制御部は、
    前記動作数が複数の場合、前記電圧変換を行うそれぞれの前記変換部に供給する前記制御信号の位相を互いに「３６０度／前記動作数」ずらし、
    前記制御信号の周波数に前記動作数を乗じた値が、前記変換モジュールの入力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの上流に設けられた回路の共振周波数、又は、前記変換モジュールの出力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの下流に設けられた回路の共振周波数にならないよう、前記取得部が取得した入力電流に応じて前記制御信号の周波数および前記動作数を変更し、前記動作数の変更前後における前記変換モジュールの出力電流の周波数が変動しないよう、前記入力電流に応じた前記制御信号の周波数を設定する、制御方法。
  8. 電源と、
    前記電源が供給する電力の電圧変換が可能な変換部を複数有し、当該複数の変換部が電気的に並列に接続された変換モジュールと、
    前記変換モジュールの入力側と出力側の少なくとも一方に設けられた平滑コンデンサと、
    前記電圧変換を行う変換部に所定の周波数の制御信号を供給して、前記変換モジュールを制御する制御部と、
    前記電圧変換を行う前記変換部の数である動作数を変更する変更部と、
    前記電源から前記変換モジュールへの入力電流の値を取得する取得部と、を備えた電源装置が行う制御方法であって、
    前記制御部は、
    前記動作数が複数の場合、前記電圧変換を行うそれぞれの前記変換部に供給する前記制御信号の位相を互いに「３６０度／前記動作数」ずらし、
    前記制御信号の周波数に前記動作数を乗じた値が、前記変換モジュールの入力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの上流に設けられた回路の共振周波数、又は、前記変換モジュールの出力側に設けられた前記平滑コンデンサを含む回路と前記変換モジュールの下流に設けられた回路の共振周波数にならないよう、前記取得部が取得した入力電流に応じて前記制御信号の周波数および前記動作数を変更し、前記動作数が１である場合の前記制御信号の周波数を、前記動作数が２以上である場合の前記制御信号の周波数よりも高い値に設定する、制御方法。
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