CN113241950B - 一种并联型多支路变换器及控制方法 - Google Patents

一种并联型多支路变换器及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种并联型多支路变换器，包括两个输入并联输出并联的直流变换器；每个直流变换器均包括依次连接的直流电压源、输入电容、逆变电路、隔离电路、整流电路、输出电容和负载；逆变电路和整流电路的由控制单元发出的控制信号驱动。控制单元中采用无电流传感器和均流控制方案，抑制变换器并联过程中的电流不均衡，具有了低成本、软开关、高可靠性、高效率和隔离方案简单等优点。

Description

一种并联型多支路变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及电力系统、电力电子领域，特别涉及一种并联型支路变换器及控制方法。
背景技术
随着经济和社会发展，国家节能减排、新能源战略的实施，电网的规模越来越大，电网特性也越来越复杂，传统的交流电网的动态特性和脆弱性等固有缺陷日益突显，暴露出很多问题，如分布式能源大规模接入交流配电网需要配置大量换流装置，造成电能损耗严重；风能和太阳能发电具有间歇性、波动性，在接入电网时会对交流配电网的稳定性造成重大影响；直接使用直流和含有直流变换环节的负载日益增多，交流配电网向这些负载供电时需配置相应的整流器，造成电能损耗、降低了传输效率。
与交流配电网相比，直流配电网在提高供电半径和容量、降低线路成本、便于分布式电源接入、提高系统效率等方面具有显著的技术和经济优势。另外，电力电子技术和控制技术的发展为直流配电网的构建提供了技术基础。由此可以预见，直流配电技术将成为未来配电网建设的重要技术之一。目前，国内外对于直流配电网的研究仍处于起步阶段，直流配电技术从规划设计、调度运行、控制与保护、关键设备、经济分析等方面还有大量课题需求研究。与传统交流系统几十年来完善的保护运行标准和运行经验相比较，直流配电系统研究还处于起步阶段，理论基础薄弱。直流变换器是直流配电网中非常重要的一部分，通常有多个变换器级联而成。
然而，现有直流变换器的电流传感器的使用数量多、电流不均衡，导致各个并联的直流变换器输出电流不能保持一致的问题。电流不平衡可能导致系统可靠性下降，甚至导致系统稳定性下降。理想情况下，各相参数应设计为相同。 因此，负载电流会自动均流。但是，在实际条件下，由于组件参数误差不可避免地会导致各相之间的参数不匹配。
发明内容
发明目的：本发明提供一种并联型多支路变换器及控制方法，其目的在于解决现有直流变换器的电流传感器的使用数量多、电流不均衡，不能保证各个并联的直流变换器输出电流保持一致的问题。
技术方案：
一种并联型多支路变换器，该变换器包括两个输入并联、输出并联的直流变换器；直流电压源输出端并联有两个直流变换器，两个直流变换器的输出端均与负载连接，直流变换器为依次连接的输入电容、逆变电路、隔离电路、整流电路和输出电容构成；所述逆变电路和整流电路由控制单元发出的控制信号驱动。
所述逆变电路包括四个功率开关管，分别为第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管和第四功率开关管，其中第一功率开关管和第二功率开关管串联连接构成一个半桥桥臂，第三功率开关管和第四功率开关管串联连接构成一个半桥桥臂，两个半桥桥臂构成逆变电路。
所述隔离电路由一个辅助电感和一个隔离变压器连接构成。
所述整流电路包括四个功率开关管，分别为第五功率开关管、第六功率开关管、第七功率开关管和第八功率开关管，其中第五功率开关管和第六功率开关管串联连接构成一个半桥桥臂，第七功率开关管和第八功率开关管串联连接构成一个半桥桥臂，两个半桥桥臂并联构成整流电路。
一种并联型多支路变换器的控制方法，以给定的输出电压值
Figure DEST_PATH_IMAGE001
作为直流变换器控制的输出电压参考值，直流变换器的输出电压参考值
Figure 791897DEST_PATH_IMAGE001
与测量得到输出电压值
Figure 974617DEST_PATH_IMAGE002
的差值送入PI控制器，通过PI控制器调节产生控制两个直流变换器的共同外移相占空比D；通过优化计算得到内移相角
Figure DEST_PATH_IMAGE003
，同时通过对稳态下的第一个直流变换器施加移相占空比扰动
Figure 285512DEST_PATH_IMAGE004
，获得变换器新稳态下两个直流变换器移相占空比
Figure DEST_PATH_IMAGE005
和
Figure 477459DEST_PATH_IMAGE006
；将D，
Figure 557411DEST_PATH_IMAGE005
和
Figure 645452DEST_PATH_IMAGE006
送入均流控制器计算每个变换器所需的开关频率变化量
Figure DEST_PATH_IMAGE007
，并获得各个变换器的开关频率
Figure 446574DEST_PATH_IMAGE008
和
Figure DEST_PATH_IMAGE009
，最后进入变频控制器改变各个直流变换器的开关频率并通过PWM脉宽调制发出驱动信号来控制变换器的输出电流平衡。
开关频率变化量Δf s的计算公式为：
Figure 442212DEST_PATH_IMAGE010
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE011
Figure 642249DEST_PATH_IMAGE012
Figure DEST_PATH_IMAGE013
，
Figure 166771DEST_PATH_IMAGE014
式中，
Figure DEST_PATH_IMAGE015
，
Figure 452259DEST_PATH_IMAGE016
，n 1 和n 2 分别为两个变换器中隔离变压器的变比，L 1 和L 2 分别为两个变换器的辅助电感值，D 1 和D 2 分别为变换器的外相移占空比和内相移占空比。
优点及效果：
本发明提出了采用无电流传感器估计方案，可以达到减少电流传感器数量的目的，同时抑制变换器并联过程中的电流不均衡，提出的控制方法能够保证各个并联的直流变换器输出电流保持一致，具有了低成本、软开关、高可靠性、高效率和隔离方案简单等优点，对整个直流配电网具有重大的实际意义。
附图说明
图1为本发明实施例的并联型多支路变换器主电路结构图；
图2为本发明实施例的并联型多支路变换器的控制策略框图；
附图标记说明：
1、直流电压源，2、输入电容，3、第一功率开关管，4、第二功率开关管，5、第三功率开关管，6、第四功率开关管，7、辅助电感，8、隔离变压器，9、第五功率开关管，10、第六功率开关管，11、第七功率开关管，12、第八功率开关管，13、输出电容，14、负载，15、逆变电路，16、隔离电路，17、整流电路。
具体实施方式
下面结合附图对本发明进行具体说明：
图1为本发明的并联型多支路变换器主电路结构图：
一种并联型多支路变换器，该变换器包括两个输入并联、输出并联的直流变换器；直流电压源1输出端并联有两个直流变换器，两个直流变换器的输出端均与负载14连接，直流变换器为依次连接的输入电容2、逆变电路15、隔离电路16、整流电路17和输出电容13构成；所述逆变电路和整流电路由控制单元发出的控制信号驱动。
所述逆变电路15包括四个功率开关管，分别为第一功率开关管3、第二功率开关管4、第三功率开关管5和第四功率开关管6，其中第一功率开关管3和第二功率开关管4串联连接构成一个半桥桥臂，第三功率开关管5和第四功率开关管6串联连接构成一个半桥桥臂，两个半桥桥臂构成逆变电路15。
所述隔离电路16由一个辅助电感7和一个隔离变压器8连接构成。
所述整流电路包括四个功率开关管，分别为第五功率开关管9、第六功率开关管10、第七功率开关管11和第八功率开关管12，其中第五功率开关管9和第六功率开关管10串联连接构成一个半桥桥臂，第七功率开关管11和第八功率开关管12串联连接构成一个半桥桥臂，两个半桥桥臂并联构成全桥桥臂的整流电路17。
图2为本发明实施例的并联型多支路变换器的控制单元：
本文采用双重移相控制策略，双扩展相控制下的变换器传输功率为：
Figure DEST_PATH_IMAGE017
其中，
Figure 986008DEST_PATH_IMAGE018
和
Figure DEST_PATH_IMAGE019
分别为输入电压和输出电压，
Figure 40552DEST_PATH_IMAGE020
为开关频率，L为辅助电感量，D 1 和D 2 分别为变换器的外相移占空比和内相移占空比。
若设定每相DAB模块变换效率为1，传输功率为P i ，根据功率守恒定律可得:
Figure DEST_PATH_IMAGE021
并联情况下每相，DAB 模块输出电压相等，则有
Figure 1555DEST_PATH_IMAGE022
为保证并联两个变换器输出均流，则必须满足:
Figure DEST_PATH_IMAGE023
其中，
Figure 774339DEST_PATH_IMAGE024
和
Figure DEST_PATH_IMAGE025
分别为两个变换器的输出电流。保持两个变换器传输的功率相等，则使输出电流均流。
以给定的输出电压值
Figure 580621DEST_PATH_IMAGE001
作为直流变换器控制的输出电压参考值，直流变换器的输出电压参考值
Figure 489671DEST_PATH_IMAGE001
与测量得到输出电压值
Figure 90417DEST_PATH_IMAGE002
的差值送入PI控制器，通过PI控制器调节产生控制两个直流变换器的共同外移相占空比D；通过优化计算得到内移相角
Figure 84917DEST_PATH_IMAGE003
，同时通过对稳态下的第一个直流变换器施加移相占空比扰动
Figure 429311DEST_PATH_IMAGE004
，获得变换器新稳态下两个直流变换器移相占空比
Figure 192868DEST_PATH_IMAGE005
和
Figure 230094DEST_PATH_IMAGE006
；将D，
Figure 446312DEST_PATH_IMAGE005
和
Figure 594396DEST_PATH_IMAGE006
送入均流控制器计算每个变换器所需的开关频率变化量
Figure 212459DEST_PATH_IMAGE007
，并获得各个变换器的开关频率
Figure 420587DEST_PATH_IMAGE008
和
Figure 410188DEST_PATH_IMAGE009
，最后进入变频控制器改变各个直流变换器的开关频率并通过PWM脉宽调制发出驱动信号来控制变换器的输出电流平衡。
其中，
Figure 96384DEST_PATH_IMAGE026
Figure 834533DEST_PATH_IMAGE010
Figure 213561DEST_PATH_IMAGE011
Figure 404371DEST_PATH_IMAGE012
Figure 894258DEST_PATH_IMAGE013
，
Figure 221335DEST_PATH_IMAGE014
其中，
Figure 505685DEST_PATH_IMAGE015
，
Figure 183791DEST_PATH_IMAGE016
，n 1 和n 2 分别为两个变换器中隔离变压器的变比，L 1 和L 2 分别为两个变换器的辅助电感值。
本发明提出的控制方法能够保证各个并联的直流变换器输出电流保持一致，具有了低成本、软开关、高可靠性、高效率和隔离方案简单等优点，对整个直流配电网具有重大的实际意义。

Claims (1)

1.一种并联型多支路变换器的控制方法，所述变换器包括两个输入并联、输出并联的直流变换器；直流电压源（1）输出端并联有两个直流变换器，两个直流变换器的输出端均与负载（14）连接，直流变换器为依次连接的输入电容（2）、逆变电路（15）、隔离电路（16）、整流电路（17）和输出电容（13）构成；所述逆变电路和整流电路由控制单元发出的控制信号驱动；所述逆变电路（15）包括四个功率开关管，分别为第一功率开关管（3）、第二功率开关管（4）、第三功率开关管（5）和第四功率开关管（6），其中第一功率开关管（3）和第二功率开关管（4）串联连接构成一个半桥桥臂，第三功率开关管（5）和第四功率开关管（6）串联连接构成一个半桥桥臂，两个半桥桥臂构成逆变电路（15）；所述隔离电路（16）由一个辅助电感（7）和一个隔离变压器（8）连接构成；所述整流电路包括四个功率开关管，分别为第五功率开关管（9）、第六功率开关管（10）、第七功率开关管（11）和第八功率开关管（12），其中第五功率开关管（9）和第六功率开关管（10）串联连接构成一个半桥桥臂，第七功率开关管（11）和第八功率开关管（12）串联连接构成一个半桥桥臂，两个半桥桥臂并联构成整流电路（17）；其特征在于：
本方法采用双重移相控制策略，双扩展相控制下的变换器传输功率为：
Figure 859591DEST_PATH_IMAGE001
其中，
Figure 33345DEST_PATH_IMAGE002
和
Figure 328061DEST_PATH_IMAGE003
分别为输入电压和输出电压，
Figure 834128DEST_PATH_IMAGE004
为开关频率，L为辅助电感量，D 1 和D 2 分别为变换器的外相移占空比和内相移占空比，n为变压器的变比；
若设定每相DAB模块变换效率为1，传输功率为P i ，根据功率守恒定律可得：
Figure 112663DEST_PATH_IMAGE006
并联情况下每相，DAB模块输出电压相等，则有
Figure 464010DEST_PATH_IMAGE008
为保证并联两个变换器输出均流，则必须满足：
Figure 409969DEST_PATH_IMAGE009
其中，
Figure 821359DEST_PATH_IMAGE010
和
Figure 524873DEST_PATH_IMAGE011
分别为两个变换器的输出电流；
以给定的输出电压值
Figure 37500DEST_PATH_IMAGE012
作为直流变换器控制的输出电压参考值，直流变换器的输出电压参考值
Figure 713332DEST_PATH_IMAGE012
与测量得到输出电压值
Figure 92361DEST_PATH_IMAGE013
的差值送入PI控制器，通过PI控制器调节产生控制两个直流变换器的共同外移相占空比D；通过优化计算得到内移相角
Figure 611067DEST_PATH_IMAGE014
，同时通过对稳态下的第一个直流变换器施加移相占空比扰动
Figure 38637DEST_PATH_IMAGE015
，获得变换器新稳态下两个直流变换器移相占空比
Figure 365713DEST_PATH_IMAGE016
和
Figure 977960DEST_PATH_IMAGE017
；将D，
Figure 656066DEST_PATH_IMAGE016
和
Figure 152907DEST_PATH_IMAGE017
送入均流控制器计算每个变换器所需的开关频率变化量
Figure 662385DEST_PATH_IMAGE018
，并获得各个变换器的开关频率
Figure 117638DEST_PATH_IMAGE019
和
Figure 486302DEST_PATH_IMAGE020
，最后进入变频控制器改变各个直流变换器的开关频率并通过PWM脉宽调制发出驱动信号来控制变换器的输出电流平衡；
所述开关频率变化量Δf s 的计算公式为：
Figure 881773DEST_PATH_IMAGE021
其中，
Figure 449021DEST_PATH_IMAGE022
Figure 12858DEST_PATH_IMAGE023
Figure 993452DEST_PATH_IMAGE024
，
Figure 628833DEST_PATH_IMAGE025
式中，
Figure 722691DEST_PATH_IMAGE026
，
Figure DEST_PATH_IMAGE027
，n 1 和n 2 分别为两个变换器中隔离变压器的变比，L 1 和L 2 分别为两个变换器的辅助电感值，D 1 和D 2 分别为变换器的外相移占空比和内相移占空比，n为变压器的变比。
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