CN111446864A - 一种多相dc/dc并联控制方法及其控制电路 - Google Patents

一种多相dc/dc并联控制方法及其控制电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种多相DC/DC并联控制方法及其控制电路，包括：步骤S1：检测多相DC/DC并联电路中的副边电路的电气参数；步骤S2：比较所述电气参数与预设电气参数的大小；步骤S3：根据比较结果，调整原边电路的桥臂上功率开关通断驱动与副边电路的桥臂上功率开关通断驱动之间的相角差Φ，使所述电气参数等于预设电气参数。本发明解决了多相DC/DC并联电路中由于器件本身的参数不完全一致时各相电路输出电流严重不均衡的问题，提升了多相DC/DC并联电路中各相电路输出电流的均衡度。

Description

一种多相DC/DC并联控制方法及其控制电路
技术领域
本发明涉及电源领域，特别是涉及一种多相DC/DC并联控制方法。
背景技术
随着电源技术的不断发展，人们对电源产品的性能要求越来越高。比如：追求产品的成本更低、功率密度更大以及更高的可靠性等。在众多解决方案中，采用多相DC/DC并联的电路拓扑结构是一种有效解决途径。然而，在多相DC/DC并联的电路拓扑结构中，由于器件参数本身存在不完全一致等不理想的情况，而导致各相电流存在不均衡的问题，各相电流不均衡会带来器件应力的风险以及整机效率降低。
因此，如何使得多相DC/DC并联电路中的各相电流能够均衡，是业界亟待解决的技术问题。
发明内容
本发明为了解决上述多相DC/DC并联电路中，由于器件参数问题而导致各相电流不均衡的技术问题，提出一种多相DC/DC并联控制方法及其控制电路。
一种多相DC/DC并联控制方法，其特征是，包括：步骤S1：检测多相DC/DC并联电路中的副边电路的电气参数；步骤S2：比较所述电气参数与预设电气参数的大小；步骤S3：根据比较结果，调整原边电路的桥臂上功率开关通断驱动与副边电路的桥臂上功率开关通断驱动之间的相角差Φ，使所述电气参数等于预设电气参数。
优选地，所述电气参数为所述副边电路各相输出的相电流及/或相电压，所述预设电气参数为所述副边电路各相输出的预设相电流及/或预设相电压，所述副边电路各相输出的预设相电流相均衡及/或预设相电压相均衡。
优选地，所述步骤S2包括：比较所述相电流及/或相电压与预设相电流及/或预设相电压的大小。
优选地，所述步骤S3包括：若所述相电流及/或相电压小于预设相电流及/或预设相电压，则调整所述原边电路的桥臂上对应相的功率开关的通断，使所述对应相的相角差Φ增大△Φ；及/或若所述相电流及/或相电压大于预设相电流及/或预设相电压，则调整副边电路的桥臂上的对应相的功率开关的通断，使所述对应相的相角差Φ减小△Φ；及/或若所述相电流及/或相电压等于预设相电流及/或预设相电压，则保持所述相角差Φ不变。
优选地，所述△Φ的范围为：-30%Φ≤△Φ≤30%Φ。
优选地，所述相电流及/或相电压为相平均电流及/或相平均电压。
优选地，所述电气参数还包括所述所述副边电路输出的总电流及/或总电压，所述预设相电流及/或预设相电压等于总电流的平均值及/或总电压的平均值的三分之一。
优选地，还包括比较所述总电流及/或总电压与预设总电流及/或预设总电压的大小，以调整相角差Φ使得所述总电流及/或总电压达到预设总电流及/或预设总电压。
优选地，所述步骤S3还包括：通过调节所述原边电路及/或所述副边电路的开关周期Ts调节所述相电流及/或相电压。
一种采用上述的多相DC/DC并联控制方法的多相DC/DC并联控制电路，包括：DC/DC并联电路、用于检测多相DC/DC并联电路中的副边电路的电气参数的采样电以及用以控制DC/DC并联电路输出均衡电流的控制电路，其特征是，所述控制电路包括：采集电路，用于检测多相DC/DC并联电路中的副边电路的电气参数；比较电路，用于比较所述电气参数与预设电气参数的大小；调节电路，用于根据比较结果，调整原边电路的桥臂上功率开关通断驱动与副边电路的桥臂上功率开关通断驱动之间的相角差Φ，使所述电气参数等于预设电气参数。
与现有技术比较，本发明通过检测多相DC/DC并联电路中的副边电路的电气参数并与预设电气参数相比较及计算，调整原边电路的桥臂上功率开关通断驱动与副边电路的桥臂上功率开关通断驱动之间的相角差Φ，使所述电气参数等于预设电气参数，从而提升了多相DC/DC并联电路中由于器件本身的参数不完全一致情形下各相电路输出电流的均衡度。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明一实施例中三相DC/DC并联控制电路的原理图；
图2为图1实施例三相DC/DC并联控制电路中的控制电路内部结构原理图；
图3为图1实施例三相DC/DC并联控制电路中的三相DC/DC并联电路原理图；
图4为图1另一实施例中三相DC/DC并联控制电路中的三相DC/DC并联电路原理图；
图5为图1另一实施例中三相DC/DC并联控制电路中的三相DC/DC并联电路原理图；
图6为图1另一实施例中三相DC/DC并联控制电路中的三相DC/DC并联电路原理图；
图7为图1另一实施例中三相DC/DC并联控制电路中的三相DC/DC并联电路原理图；
图8为本图1另一实施例中三相DC/DC并联控制电路中的三相DC/DC并联电路原理图；
图9为本发明一实施例中两相DC/DC并联控制电路中的两相DC/DC并联电路原理图；
图10为本发明另一实施例中两相DC/DC并联控制电路中的两输出端的两相DC/DC并联电路原理图；
图11为本发明一实施例的三相DC/DC并联控制方法的流程示意图；
图12为图10中两相DC/DC并联控制电路中的两输出端的两相DC/DC并联电路的功率开关管时序图；
图13为本发明一实施例的三相DC/DC并联控制方法中一组桥臂上下管驱动时序图；
图14为本发明一实施例的三相DC/DC并联控制方法中副边侧三相交错驱动时序图；
图15为本发明一实施例的三相DC/DC并联控制方法中A相相移控制时序图；
图16A为本发明第一个仿真实施例中，DC/DC并联电路的各个功率开关管的驱动时序图；
图16B为本发明第一个仿真实施例中，原边电路中A相电路、B相电路、C相电路中，流过谐振电感L1、L2、L3的电流波形；
图16C为本发明第一个仿真实施例中，为副边电路中A相电路、B相电路、C相电路每一相的输出电流波形；
图16D为本发明第一个仿真实施例中，副边电路的输出总电流波形；
图17A为本发明第三个仿真实施例三相DC/DC并联控制方法中的DC/DC并联电路的功率开关管的驱动时序图；
图17B为本发明第三个仿真实施例三相DC/DC并联控制方法中的原边电路中A相电路、B相电路、C相电路中流过谐振电感L1、L2、L3的电流波形、副边电路中输出的总电流波形及各相电路输出的相电流波形；
图18为本发明三相DC/DC并联控制电路中开关频率和等效阻抗的关系图；
图19为本发明三相DC/DC并联控制电路中的DC/DC并联电路的拓扑等效阻抗框图。
具体实施方式
为了使本发明所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
下面结合附图以及实施例对本发明的原理及结构进行详细说明。
请参阅图1-2，本发明提供一种多相DC/DC多相DC/DC并联控制电路，包括：DC/DC并联电路以及用以控制DC/DC并联电路输出均衡电流的控制电路，其特征是，所述控制电路包括：采集电路，用于检测多相DC/DC并联电路中的副边电路的电气参数；比较电路，用于比较所述电气参数与预设电气参数的大小；调节电路，用于根据比较结果，调整原边电路的桥臂上功率开关通断驱动与副边电路的桥臂上功率开关通断驱动之间的相角差Φ，使所述电气参数等于预设电气参数。DC/DC并联电路包括变压器T1、连接在变压器T1原边侧的原边电路、及连接在变压器T1副边侧的副边电路。下面分别用三相 DC/DC并联控制电路及两相DC/DC并联控制电路进行举例说明，需要知道的是，本发明不局限于三相 DC/DC并联控制电路及两相 DC/DC并联控制电路，而是适用于类似结构的任意多相DC/DC并联控制电路（包括半桥驱动、全桥驱动、三角形接法、星形接法等）。
请参阅图3-8为本发明多种实施例的三相DC/DC并联控制电路中的三相DC/DC并联电路的原理图，图示出的多种三相DC/DC并联电路及没有图示出但属于图示中电路的常规变换或类似的电路皆属于本发明专利的保护范围。现以图3为例进行详细说明。
请参阅图3，在一实施例中，三相DC/DC并联电路的原边电路包括功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6，其中Q1、Q4组成第一组桥臂， Q2、Q5组成第二组桥臂，Q3、Q6组成第三组桥臂。第一组桥臂、第二组桥臂、第三组桥臂构成原边桥臂。
副边电路包括功率开关管Q7、Q8、Q9、Q10、Q11、Q12，其中Q7、Q10组成第四组桥臂，Q8、Q11组成第五组桥臂，Q9、Q12组成第六组桥臂。第四组桥臂、第五组桥臂、第六组桥臂组成副边桥臂。
第一组桥臂的功率开关管与变压器原边侧中点N1之间串联有谐振电感L1、谐振电容C3，与对应的变压器绕组及副边电路的第四组桥臂的功率开关管组成A相电路(phaseA)；同理，第二组桥臂的功率开关管与变压器原边侧中点N1之间串联有电感L2、电容C4，与对应的变压器绕组及副边电路的第五组桥臂的功率开关管组成B相电路(phase B)；第三组桥臂的功率开关管与原边侧中点N1之间串联有电感L3、电容C5，与对应的变压器绕组及副边电路的第六组桥臂的功率开关管组成C相电路(phase C)。
请再次参阅图2，采集电路包括：设于副边电路输出侧每一相电路上用于检测副边电路输出侧每一相电流的电流互感器；设于副边电路输出侧总线上的用于检测副边电路输出侧总电流的副边电流采集器；设于副边电路输出侧总线上的用于检测副边电路输出侧总电压的副边电压采集器；设于原边电路输入侧总线上的用于检测原边电路输入侧总电压的原边电压采集器。电流互感器、副边电流采集器、副边电压采集器与原边电压采集器分别与比较电路连接。
比较电路包括：与采集电路的电流采集器连接的电流运算器、与电流运算器连接的电流补偿器、分别与电流补偿器及采集电路的电压采集器连接的电压运算器、与电压运算器连接的电压补偿器及比较器；还包括与电流互感器连接的相电流运算器，与相电流运算器连接的相电流补偿器。
调节电路包括：分别与比较电路中电压补偿器及相电流补偿器连接的移相器、与移相器连接的脉冲发生器及与脉冲发生器连接的驱动器。
请参阅图9-10为两相DC/DC并联控制电路中的两相DC/DC并联电路的原理图，图示出的多种两相DC/DC并联电路及没有图示出但属于图示中电路的常规变换或类似的电路皆属于本发明专利的保护范围。下面进行详细说明。
请参阅图9，在另一实施例中，原边电路包括功率开关管Q1、Q2、Q3、Q4、Q9、Q10、Q11、Q12。其中Q1、Q3组成第一组桥臂， Q2、Q4组成第二组桥臂，Q9、Q11组成第三组桥臂，Q10、Q12组成第四组桥臂。第一组桥臂、第二组桥臂、第三组桥臂、第四组桥臂构成原边桥臂。
副边电路包括功率开关管Q5、Q6、Q7、Q8、Q13、Q14、Q15、Q16。其中Q5、Q7组成第五组桥臂，Q6、Q8组成第六组桥臂，Q13、Q15组成第七组桥臂，Q14、Q16组成第八组桥臂。第五组桥臂、第六组桥臂、第七组桥臂，第八组桥臂组成副边桥臂。
第一组桥臂、第二组桥臂的功率开关管与变压器原边侧之间串联有谐振电感L1、谐振电容C3，与对应的变压器绕组及副边电路的第五组桥臂、第六组桥臂的功率开关管组成A相电路(phase A)；同理，第三组桥臂、第四组桥臂的功率开关管与变压器原边侧之间串联有电感L2、电容C4，与对应的变压器绕组及副边电路的第七组桥臂、第八组桥臂的功率开关管组成B相电路(phase B)。
在两相DC/DC并联控制电路中还包括采集电路、比较电路与调节电路，其连接方式与三相DC/DC并联控制电路类似，在此不再累述，以避免冗余。
请参阅图10，在又一实施例中，该两相DC/DC并联控制电路是在图9的两相DC/DC并联控制电路的第二路变压器的副边侧再增加一个输出端，下面进行详细说明。该电路的其他地方与图9中两相DC/DC并联控制电路类似，以避免冗余，在此不再累述。
该输出端输出稳定电压，该输出端口由功率开关管Q17、Q18、Q19、Q20、输出电感L3和输出电容C10组成。其中，Q17、Q18为同步整流。具体地，Q17和Q13、Q16同步整流，Q18和Q14、Q15同步整流。功率开关管Q19、Q20、输出电感L3和输出电容C10组成的buck控制电路，通过控制Q19的占空比实现该输出端的电压V3的稳压。
请参阅图12， Q20驱动信号与Q19的驱动信号互补。其中Q19的开关频率为V2侧的两倍。Q19驱动的关断边沿和Q13、Q16及Q14、Q15的下降沿对齐，Q19驱动的开通边沿由负载决定。
请参阅图16、图16及图17A，本发明的思路是：通过控制器对原边电路中的第一组桥臂、第二组桥臂和第三组桥臂的功率管开关管发波控制，及/或对副边电路中的第四组桥臂、第五组桥臂和第六组桥臂的功率开关管发波控制，使第一组桥臂的功率开关管通断的波形与第四组桥臂的功率开关管通断的波形之间存在相角差ΦA，使第二组桥臂的功率开关管通断的波形与第五组桥臂的功率开关管通断的波形之间存在相角差ΦB，使第三组桥臂的功率开关管通断的波形与第六组桥臂的功率开关管通断的波形之间存在相角差ΦC。通过调整相角差ΦA、相角差ΦB、相角差ΦC控制副边电路输出预设电压及/或电流。
请参阅图11，本发明提出了一种一种多相DC/DC并联控制方法，包括：步骤S1：检测多相DC/DC并联电路中的副边电路的电气参数；步骤S2：比较所述电气参数与预设电气参数的大小；步骤S3：根据比较结果，调整原边电路的桥臂上功率开关通断驱动与副边电路的桥臂上功率开关通断驱动之间的相角差Φ，使所述电气参数等于预设电气参数。
在步骤S1中，所述电气参数包括所述副边电路输出的总电流及/或总电压，以及所述副边电路各相输出的相电流及/或相电压。所述预设电气参数为所述副边电路各相输出的预设相电流及/或预设相电压。其中，所述副边电路各相输出的预设相电流相均衡及/或预设相电压相均衡。
在步骤S2中，包括：比较所述相电流及/或相电压与预设相电流及/或预设相电压的大小。在一优选实施方式中，先根据相电流及/或相电压得到相平均电流及/或相平均电压，根据总电流及/或总电压得到总电流的平均值及/或总电压的平均值。然后将相平均电流及/或相平均电压与总电流的平均值及/或总电压的平均值的三分之一相比较。
此实施例应用于三个相电路的谐振电感、谐振电容参数出现偏差时，在相移控制ΦA=ΦB=ΦC=Φ的基础上，利用副边电路输出侧每一组桥臂用于快速过流保护的电流互感器得到每一相输出的相电流的平均值，即A相电路的相平均电流IoA、B相电路的相平均电流IoB、C相电路的相平均电流IoC。并用各相相平均电流及/或相平均电压与预设相电流及/或预设相电压相比较。
在步骤S3中，若所述相电流及/或相电压小于预设相电流及/或预设相电压，则调整所述原边电路的桥臂上对应相的功率开关的通断，使所述对应相的相角差Φ增大△Φ；及/或若所述相电流及/或相电压大于预设相电流及/或预设相电压，则调整副边电路的桥臂上的对应相的功率开关的通断，使所述对应相的相角差Φ减小△Φ；及/或若所述相电流及/或相电压等于预设相电流及/或预设相电压，则保持所述相角差Φ不变。
在一优选实施方式中，若所述相平均电流及/或相平均电压小于总电流的平均值及/或总电压的平均值的三分之一，则调整所述原边电路的桥臂上对应相的功率开关的通断，使所述对应相的相角差Φ增大△Φ；及/或若所述相平均电流及/或相平均电压大于总电流的平均值及/或总电压的平均值的三分之一，则调整副边电路的桥臂上的对应相的功率开关的通断，使所述对应相的相角差Φ减小△Φ；及/或若所述相平均电流及/或相平均电压等于总电流的平均值及/或总电压的平均值的三分之一，则保持所述相角差Φ不变。所述△Φ的范围为：-30%Φ≤△Φ≤30%Φ。
具体地，当A相电路的相平均电流小于输出总电流的平均值的三分之一时，则在A相电路的ΦA=Φ基础上将ΦA增大△ΦA；当A相电路的相平均电流大于输出总电流的平均值的三分之一时，则在A相电路的ΦA=Φ的基础上减小△ΦA；当A相电路的相平均电流等于输出总电流的平均值的三分之一时，则保持A相电路的ΦA=Φ不变。其中△ΦA范围优选为-30%Φ≤△ΦA≤30%Φ。同理，当B相电路的相平均电流小于输出总电流的平均值的三分之一时，则在B相电路的ΦA=Φ基础上将ΦA增大△ΦA；当B相电路的相平均电流大于输出总电流的平均值的三分之一时，则在B相电路的ΦB=Φ的基础上减小△ΦB；当B相电路的相平均电流等于输出总电流的平均值的三分之一时，则保持B相电路的ΦB=Φ不变。其中△ΦB范围优选为-30%Φ≤△ΦB≤30%Φ。当C相电路的相平均电流小于输出总电流的平均值的三分之一时，则在C相电路的ΦC=Φ基础上将ΦC增大△ΦC；当C相电路的相平均电流大于输出总电流的平均值的三分之一时，则在C相电路的ΦC=Φ的基础上减小△ΦC；当C相电路的相平均电流等于输出总电流的平均值的三分之一时，则保持C相电路的ΦC=Φ不变。通过调整微相角△ΦA、△ΦB、△ΦC以实现三相电路之间的电流相均衡，使得各相电流皆接近或等于总电流的三分之一。
请参阅图13，在控制器控制功率开关管的过程中，每组桥臂的两个功率开关管的导通占空比为50%，同一组内的两个开关管导通相位相差180°。在实施时为防止同一组桥臂的两个开关管同时导通导致短路，会设置有死区时间，在这里统称50%占空比。
请参阅图14，为减小副边电路输出侧的纹波电流，副边电路每组桥臂的功率开关管之间形成三相交错，驱动信号相差120°，即：Q7、Q8功率管相差120°导通，Q8、Q9功率管相差120°导通，Q9、Q7功率管相差120°导通。同理，Q10、Q11功率管相差120°导通，Q11、Q12功率管相差120°导通，Q12、Q10功率管相差120°导通。
在另一实施例中，在两相DC/DC并联控制电路中，以实现两相电路之间的电流相均衡，则各相电流皆接近或等于总电流的二分之一。在控制器控制功率开关管的过程中，每组桥臂的两个功率开关管的导通占空比为50%，同一组内的两个开关管导通相位相差180°。在实施时为防止同一组桥臂的两个开关管同时导通导致短路，会设置有死区时间，在这里统称50%占空比。
为减小副边电路输出侧的纹波电流，副边电路每组桥臂的功率开关管之间形成两相交错，驱动信号相差90°，即：Q5/Q8和Q13/Q16相位相差90°；同理，Q6/Q7和Q14/Q15相位相差90°，微调两个相角实现均流。
可以理解的是，在多相DC/DC并联控制电路中（N相DC/DC并联控制电路），可以理解的是，以实现N相电路之间的电流相均衡，则各相电流皆接近或等于总电流的N分之一。在控制器控制功率开关管的过程中，每组桥臂的两个功率开关管的导通占空比为50%，同一组内的两个开关管导通相位相差180°。在实施时为防止同一组桥臂的两个开关管同时导通导致短路，会设置有死区时间，在这里统称50%占空比。
为减小副边电路输出侧的纹波电流，副边电路每组桥臂的功率开关管之间形成N相交错。
下面通过三个仿真实施例及其对比，对上述控制方法及效果进行说明：
请参阅图16A-16D，第一个仿真实施例为电感参数与电容参数皆理想的情况。
请参阅下表1，表1为器件参数表，表中的参数为理想参数。
请参阅图16A，图16A为DC/DC并联电路的各个功率开关管的驱动时序图。
请参阅图16B-16D，图16B-16D为仿真结果。其中：
图16B为原边电路中A相电路、B相电路、C相电路中，流过谐振电感L1、L2、L3的电流波形。图16C为副边电路中A相电路、B相电路、C相电路每一相的输出电流波形。图16D为副边电路的输出总电流波形。
请参阅下表2，表2为副边电路的输出总电流的平均值及各相平均电流。通过第一 个仿真实施例，可见当DC/DC并联电路中的电感、电容为理想电感、电容时，即每相电路的电 感、电容参数相同时，三相输出的相电流几乎相等，皆接近总电流的三分之一。
输入电压 Vin 350V
输出电压 Vout 350V
谐振电容 Cr=C3=C4=C5 272nF
谐振电感 Lr=L1=L2=L3 11uH
输出功率 Pout 6600W
相移 ΦA=ΦB=ΦC=Φ 830nS
表1:第一个仿真实施例的器件参数表
输出总电流 Io 18.905A
A相输出平均电流 IoA 6.2575A（-0.71%）
B相输出平均电流 IoB 6.2938A（-0.135%）
C相输出平均电流 IoC 6.3553A（+0.841）
表2：器件参数一致时的仿真结果
第二个仿真实施例为电感参数与电容参数存在容差的情况。
在第一个仿真实施例的基础上，将L1增大10%，L3减小10%，ΦA=ΦB=ΦC=Φ=830ns进行仿真。
请参阅下表3，表3为器件参数出现偏差时的仿真结果。可见，器件出现上述偏差时，A相输出电流偏移达到-4.23%，B相输出电流偏移达到-5.22%，C相输出电流最大偏移达到+9.45%。
在实际电路中谐振电感L1、L2、L3，谐振电容C3、C4、C5都存在一定的容差，导致每 一相的谐振参数不完全一致，从而引起各相电流失衡。
输出总电流 Io 19.009A
A相输出平均电流 IoA 6.0685A（-4.23%）
B相输出平均电流 IoB 6.0054A（-5.22%）
C相输出平均电流 IoC 6.9352A（+9.45%）
表3：器件参数出现偏差时的仿真结果
请参阅图17A、图17B，第三个仿真实施例为电感参数与电容参数存在容差且对各相相角差Φ进行调节后的情况。
在第二个仿真实施例的基础上，调解ΦA=1020ns，ΦB=815ns，ΦC=815ns进行仿真。
请参阅图17A，图17A为DC/DC并联电路的功率开关管的驱动时序图。
请参阅图17B，图17B为原边电路中A相电路、B相电路、C相电路中流过谐振电感L1、L2、L3的电流波形、副边电路中输出的总电流波形及各相电路输出的相电流波形。
请参阅下表4，表4为副边电路的输出总电流的平均值及各相平均电流。从表4可见相电流最大偏移从表2中的最大偏移+9.45%下到-0.31%，表明该控制方式的有效性。
由此可见当器件存在参数偏差，通过微调A相电路、B相电路、C相电路各自的相角 差ΦA、ΦB、ΦC，可以使得各相电流更均衡。
输出总电流 Io 19.058A
A相输出平均电流 IoA 6.3336A（-0.31%）
B相输出平均电流 IoB 6.3587A（+0.089%）
C相输出平均电流 IoC 6.3689A（+0.25%）
表4：增加相电路相移单独调整仿真结果
在另一实施方式中，还包括比较所述总电流及/或总电压与预设总电流及/或预设总电压的大小，以调整相角差Φ使得所述总电流及/或总电压达到预设总电流及/或预设总电压。
此实施方式应用于副边电路输出的总电流及/或总电压没有达到预设总电流及/或预设总电压的时候。
在此实施方式的一实施例中，当三个相电路的谐振电感、谐振电容参数都保持一致时，三个相角差相等，即ΦA=ΦB=ΦC=Φ。控制器通过副边电流采集器和副边电压采集器采集到副边电路的输出总电流和输出总电压，将采集到的输出总电流和输出总电压与输出的预设总电流和预设总电压进行比较和计算，根据比较结果调整相角差Φ的大小和正负。
具体地，控制器将副边电路的输出总电流和预设总电流比较或将输出总电压与预设总电压比较。当副边电路输出总电流小于预设总电流时或输出总电压小于预设总电压时，控制器调整对原边电路中第一组桥臂、第二组桥臂、第三组桥臂的功率开关管发波控制，使相角差Φ增大，使得输出的总电流接近或等于预设总电流，或输出的总电压接近或等于预设总电压；当副边电路输出的总电流大于预设总电流时，或输出总电压大于预设总电压时，控制器调整对第四组桥臂、第五组桥臂、第六组桥臂的功率开关发波控制，使相角差Φ减小，使得输出总电流接近或等于预设总电流，或使得输出总电压接近或等于预设总电压；当副边电路输出的总电流等于预设总电流时，或输出的总电压等于预设总电压时，控制器保持相角差Φ不变。
在此实施方式的另一实施例中，当三个相电路的谐振电感、谐振电容参数不完全一致时，首先采集到的副边电路输出的总电流及/或总电压并与副边电路输出的预设总电流及/或预设总电压进行比较和计算，根据比较结果共同调整各相电路的相角差Φ的大小和正负，使得输出总电流接近或等于预设总电流，或使得输出总电压接近或等于预设总电压。然后采集各相电路输出的相电流及/或相电压并与副边电路预设相电流及/或相电压进行比较和计算，根据各相比较和计算结果，调整各相电路对应的移相角，使得各相电路的相电流及/或相电压相互均衡。
在另一实施方式中，所述步骤S3还包括：通过调节所述原边电路及/或所述副边电路的开关周期Ts调节所述电流及/或电压。
由于原边电路中存在电感L1和电容C3，两者组成一个可以随开关周期Ts变化而导致其等效电抗Z（Ts）发生变化的网络，其数学表达式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE002
请参阅图19，为图3中DC/DC并联电路简化后的原、副边等效阻抗模型。请参阅图18，其中等效电抗Z（Ts）随着Ts、 L1和C3的变化而变化。在实际应用中，为了提高效率，避免无功能量过多，本发明可以通过控制开关周期Ts，从而改变等效电抗Z（Ts），进而得出最优匹配特性。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种多相DC/DC并联控制方法，其特征是，包括：
步骤S1：检测多相DC/DC并联电路中的副边电路的电气参数；
步骤S2：比较所述电气参数与预设电气参数的大小；
步骤S3：根据比较结果，调整原边电路的桥臂上功率开关通断驱动与副边电路的桥臂上功率开关通断驱动之间的相角差Φ，使所述电气参数等于预设电气参数。
2.如权利要求1所述的多相DC/DC并联控制方法，其特征是，所述电气参数为所述副边电路各相输出的相电流及/或相电压，所述预设电气参数为所述副边电路各相输出的预设相电流及/或预设相电压，所述副边电路各相输出的预设相电流相均衡及/或预设相电压相均衡。
3.如权利要求2述的多相DC/DC并联控制方法，其特征是，所述步骤S2包括：比较所述相电流及/或相电压与预设相电流及/或预设相电压的大小。
4.如权利要求3所述的多相DC/DC并联控制方法，其特征是，所述步骤S3包括：
若所述相电流及/或相电压小于预设相电流及/或预设相电压，则调整所述原边电路的桥臂上对应相的功率开关的通断，使所述对应相的相角差Φ增大△Φ；
及/或若所述相电流及/或相电压大于预设相电流及/或预设相电压，则调整副边电路的桥臂上的对应相的功率开关的通断，使所述对应相的相角差Φ减小△Φ；
及/或若所述相电流及/或相电压等于预设相电流及/或预设相电压，则保持所述相角差Φ不变。
5.如权利要求4所述的多相DC/DC并联控制方法，其特征是，所述△Φ的范围为：-30%Φ≤△Φ≤30%Φ。
6.如权利要求2-5任一所述的多相DC/DC并联控制方法，其特征是，所述相电流及/或相电压为相平均电流及/或相平均电压。
7.如权利要求6所述的多相DC/DC并联控制方法，其特征是，所述电气参数还包括所述所述副边电路输出的总电流及/或总电压，所述副边电路各相输出的预设相电流之和及/或预设相电压之和等于总电流的平均值及/或总电压的平均值。
8.如权利要求7所述的多相DC/DC并联控制方法，其特征是，还包括比较所述总电流及/或总电压与预设总电流及/或预设总电压的大小，以调整相角差Φ使得所述总电流及/或总电压达到预设总电流及/或预设总电压。
9.如权利要求2所述的多相DC/DC并联控制方法，其特征是，所述步骤S3还包括：通过调节所述原边电路及/或所述副边电路的开关周期Ts调节所述相电流及/或相电压。
10.一种采用权利要求1-9任一项所述的多相DC/DC并联控制方法的多相DC/DC并联控制电路，包括：DC/DC并联电路、用于检测多相DC/DC并联电路中的副边电路的电气参数的采样电以及用以控制DC/DC并联电路输出均衡电流的控制电路，其特征是，所述控制电路包括：
采集电路，用于检测多相DC/DC并联电路中的副边电路的电气参数；
比较电路，用于比较所述电气参数与预设电气参数的大小；
调节电路，用于根据比较结果，调整原边电路的桥臂上功率开关通断驱动与副边电路的桥臂上功率开关通断驱动之间的相角差Φ，使所述电气参数等于预设电气参数。
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101247090A (zh) * 2008-03-07 2008-08-20 艾默生网络能源有限公司 多相直流-直流变换器
CN103248231A (zh) * 2013-04-02 2013-08-14 浙江大学 多相均流控制的并联调整电路及控制方法
CN104170231A (zh) * 2012-03-14 2014-11-26 亚琛工业大学 用于dc-dc转换器的电流调整
CN104935177A (zh) * 2015-07-14 2015-09-23 山东大学 用于多模块并联组合dc-dc变换器的均流控制系统及控制方法
CN109038736A (zh) * 2018-08-10 2018-12-18 深圳威迈斯电源有限公司 一种充电电路移相控制方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8587963B2 (en) * 2009-01-21 2013-11-19 Fsp Technology Inc. Resonant converter equipped with multiple output circuits to provide multiple power outlets
JP5790708B2 (ja) * 2013-05-21 2015-10-07 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置及び電力変換方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101247090A (zh) * 2008-03-07 2008-08-20 艾默生网络能源有限公司 多相直流-直流变换器
CN104170231A (zh) * 2012-03-14 2014-11-26 亚琛工业大学 用于dc-dc转换器的电流调整
CN103248231A (zh) * 2013-04-02 2013-08-14 浙江大学 多相均流控制的并联调整电路及控制方法
CN104935177A (zh) * 2015-07-14 2015-09-23 山东大学 用于多模块并联组合dc-dc变换器的均流控制系统及控制方法
CN109038736A (zh) * 2018-08-10 2018-12-18 深圳威迈斯电源有限公司 一种充电电路移相控制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
SAYED ABBAS ARSHADI等: "Unbalanced Three-Phase LLC Resonant Converters: Analysis and Trigonometric Current Balancing", IEEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, pages 2025 - 2038 *

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