CN116505757B - 一种交错并联llc谐振变换器及均流方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种交错并联LLC谐振变换器，包括有源平衡单元和多相交错并联LLC谐振变换器，多相交错并联LLC谐振变换器包括2个半桥LLC谐振变换器，分别为第一半桥LLC谐振变换器和第二半桥LLC谐振变换器，每个半桥LLC谐振变换器包括开关管Q1、开关管Q2、谐振电感Lr1、励磁电感Lm1、谐振电容Cr1、二极管D1、二极管D2以及变压器绕组T1，本发明还公开了一种交错并联LLC谐振变换均流方法。本发明仅采用一个可调的公共电容，实现了两相交错并联LLC谐振变换器的均流，均流精度达到2%以内，适用于低压大电流的场合。

Description

一种交错并联LLC谐振变换器及均流方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域的开关电源技术，具体涉及一种交错并联LLC谐振变换器，还涉及一种交错并联LLC谐振变换均流方法。
背景技术
随着数据中心、汽车电子系统应用对高功率密度中大功率DC/DC变换装置的需求日益增长，交错并联LLC谐振变换器因其高功率密度、高效率的特点，被广泛运用在低压大电流的场合。但由于各相之间的谐振元件制造与实测参数值存在一定的差异，会导致各相之间的输出电流不均衡，具体表现在纹波电流幅值不仅会增加，功率器件的电流应力也会增加。因此，LLC谐振变换器在多模块并联运行时，必须采用有效的均流控制策略以确保各相电流幅值分配均衡，不然很容易造成系统运行失稳，甚至过热损坏。
发明内容
本发明旨在克服交错式LLC拓扑的均流问题，使之可应用于大功率、大电流和高频率的场合。为解决此技术问题，本发明提供一种交错并联LLC谐振变换器，还提供一种交错并联LLC谐振变换均流方法。
本发明的上述目的通过以下技术手段实现：
一种交错并联LLC谐振变换器，包括有源平衡单元，还包括多相交错并联LLC谐振变换器，
多相交错并联LLC谐振变换器包括2个半桥LLC谐振变换器，分别为第一半桥LLC谐振变换器和第二半桥LLC谐振变换器，每个半桥LLC谐振变换器包括开关管Q1、开关管Q2、谐振电感Lr1、励磁电感Lm1、谐振电容Cr1、二极管D1、二极管D2以及变压器绕组T1，
直流电源正极和负极分别与开关管Q1的漏极和开关管Q2的源极连接，开关管Q1的源极和开关管Q2的漏极均与谐振电感Lr1一端连接，谐振电感Lr1另一端与变压器绕组T1的原边的同名端连接，开关管Q2的源极与谐振电容Cr1一端连接，谐振电容Cr1另一端与变压器绕组T1的原边的异名端连接，变压器绕组T1的原边的同名端和异名端之间并联有励磁电感Lm1，变压器绕组T1的副边的第一同名端和第二异名端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接，二极管D1的阴极和二极管D2的阴极连接构成半桥LLC谐振变换器的第一输出端口，变压器绕组T1的副边的第一异名端和第二同名端连接构成半桥LLC谐振变换器的第二输出端口。
如上所述有源平衡单元包括输入端电容C1、开关管Q5、电容C2、电容C3、以及电感Lo，
两个半桥LLC谐振变换器的第一输出端口连接构成多相交错并联LLC谐振变换器的第一输出端口，两个半桥LLC谐振变换器的第二输出端连接构成多相交错并联LLC谐振变换器的第二输出端口，
多相交错并联LLC谐振变换器的第一输出端口分别与电容C1一端、开关管Q5的漏极、以及电感Lo一端连接，开关管Q5的源极与电容C2一端连接，电感Lo另一端与电容C3一端连接并构成有源平衡单元的第一输出端口，多相交错并联LLC谐振变换器的第二输出端口分别与电容C1另一端、电容C2另一端、以及电容C3另一端连接并构成有源平衡单元的第二输出端口。
一种交错并联LLC谐振变换器，还包括控制器，控制器接收有源平衡单元的输出端的输出电压Vo、第一半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout1、以及第二半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout2，或者控制器接收有源平衡单元的输出端的输出电流Io、第一半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout1、以及第二半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout2，输出各半桥LLC谐振变换器的开关管Q1和开关管Q2的控制信号以及所述有源平衡单元的开关管Q5的控制信号。
一种交错并联LLC谐振变换均流方法，包括以下步骤：
步骤一：在第一半桥LLC谐振变换器和第二半桥LLC谐振变换器的启动过程中，通过检测并比较第一半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout1和第二半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout2的大小，将输出电流大的半桥LLC谐振变换器作为超前相半桥LLC谐振变换器，输出电流小的半桥LLC谐振变换器作为滞后相半桥LLC谐振变换器，并控制超前相半桥LLC谐振变换器和滞后相半桥LLC谐振变换器的相位差为90°；
步骤二：在变换器进入稳态，根据有源平衡单元的输出端的输出电压Vo或有源平衡单元的输出端的输出电流Io同步调节超前相半桥LLC谐振变换器和滞后相半桥LLC谐振变换器的频率，实现有源平衡单元的输出端的输出电压稳压或有源平衡单元的输出端的输出电流稳流，同时根据反馈的超前相半桥LLC谐振变换器和滞后相半桥LLC谐振变换器的输出电流偏差调节开关管Q5的占空比，使得超前相半桥LLC谐振变换器和滞后相半桥LLC谐振变换器的输出电流相等。
如上所述步骤二中调节开关管Q5的占空比基于以下原则：输出电流偏差越大，则开关管Q5的占空比小。
本发明相对于现有技术，具有以下有益效果：
本发明通过改变串接在各相半桥LLC谐振变换器之间的有源平衡单元的等效阻抗，使得各相半桥LLC谐振变换器输出电流不受谐振元件参数偏差影响，可实现多相交错并联LLC谐振变换器的均流。有源平衡单元独立控制，不影响各相半桥LLC谐振变换器的正常工作及原有的错相角，可实现优化的输出电流纹波抵消效果。有源平衡单元处理的能量小，对变换器效率影响小。
附图说明
图1示出了本发明的一种交错并联LLC谐振变换均流方法的流程图。
图2示出了本发明的一种交错并联LLC谐振变换器的结构示意图。
图3示出了从单个电感器Lo到两个分支的转换图；（a）为两相电流流入电感Lo的示意图，（b）为解耦后两相电流等效的示意图，（c）为（b）对应电流的向量图。
图4示出了从单个电容器Co到两个分支的转换图；（a）为两相电流流入电容Co的示意图，（b）为解耦后两相电流等效的示意图，（c）为（b）对应电流的向量图。
图5示出了均流误差在不同Lo值的情况下随着Co值变化的关系图。
图6示出了均流误差在不同Co值的情况下随着Lo值变化的关系图。
图7示出了图2所示的两个半桥LLC谐振变换器中两个输出电流Iout1与Iout2随时间变化的关键波形图。
具体实施方式
为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明，下面结合实施示例对本发明作进一步的详细描述，应当理解，此处所描述的实施示例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
一种交错并联LLC谐振变换器，包括：多相交错并联LLC谐振变换器、1个有源平衡单元及1个控制器。
多相交错并联LLC谐振变换器包括2个半桥LLC谐振变换器，分别为第一半桥LLC谐振变换器和第二半桥LLC谐振变换器，每个半桥LLC谐振变换器包括开关管Q1、开关管Q2、谐振电感Lr1、励磁电感Lm1、谐振电容Cr1、二极管D1、二极管D2以及变压器绕组T1。在本申请中，第一半桥LLC谐振变换器和第二半桥LLC谐振变换器作为重复结构来描述，但因为工艺的原因，谐振电感、励磁电感、谐振电容存在±5%的误差。
直流电源正极和负极分别与开关管Q1的漏极和开关管Q2的源极连接，开关管Q1的源极和开关管Q2的漏极均与谐振电感Lr1一端连接，谐振电感Lr1另一端与变压器绕组T1的原边的同名端连接，开关管Q2的源极与谐振电容Cr1一端连接，谐振电容Cr1另一端与变压器绕组T1的原边的异名端连接，变压器绕组T1的原边的同名端和异名端之间并联有励磁电感Lm1。变压器绕组T1的副边的第一同名端和第二异名端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接，二极管D1的阴极和二极管D2的阴极连接构成半桥LLC谐振变换器的第一输出端口，变压器绕组T1的副边的第一异名端和第二同名端连接构成半桥LLC谐振变换器的第二输出端口。
两个半桥LLC谐振变换器的第一输出端口连接构成多相交错并联LLC谐振变换器的第一输出端口，两个半桥LLC谐振变换器的第二输出端连接构成多相交错并联LLC谐振变换器的第二输出端口。
半桥LLC谐振变换器的第一输出端口和第二输出端口构成半桥LLC谐振变换器输出端。
有源平衡单元包括输入端电容C1、开关管Q5、电容C2、电容C3、以及电感Lo。
多相交错并联LLC谐振变换器的第一输出端口分别与电容C1一端、开关管Q5的漏极、以及电感Lo一端连接，开关管Q5的源极与电容C2一端连接，电感Lo另一端与电容C3一端连接并构成有源平衡单元的第一输出端口，多相交错并联LLC谐振变换器的第二输出端口分别与电容C1另一端、电容C2另一端、以及电容C3另一端连接并构成有源平衡单元的第二输出端口。
有源平衡单元的第一输出端口和第二输出端口构成有源平衡单元的输出端。
控制器接收有源平衡单元的输出端的输出电压Vo、第一半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout1、以及第二半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout2，或者控制器接收有源平衡单元的输出端的输出电流Io、第一半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout1、以及第二半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout2，输出各半桥LLC谐振变换器的开关管Q1和开关管Q2的控制信号以及所述有源平衡单元的开关管Q5的控制信号。
一种交错并联LLC谐振变换均流方法，利用上述一种交错并联LLC谐振变换器，包括以下步骤：
步骤一：在第一半桥LLC谐振变换器和第二半桥LLC谐振变换器的启动过程中，通过检测并比较第一半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout1和第二半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout2的大小，通过控制电路确定第一半桥LLC谐振变换器和第二半桥LLC谐振变换器之间的超前滞后关系：将输出电流大的半桥LLC谐振变换器作为超前相半桥LLC谐振变换器，输出电流小的半桥LLC谐振变换器作为滞后相半桥LLC谐振变换器，并控制超前相半桥LLC谐振变换器和滞后相半桥LLC谐振变换器的相位差获得较优的电流输出纹波抵消效果：即控制超前相半桥LLC谐振变换器和滞后相半桥LLC谐振变换器的相位差为90°。
步骤二：在变换器进入稳态，即有源平衡单元的输出端的输出电压Vo趋于平稳后（电压波动差值小于设定值），根据有源平衡单元的输出端的输出电压Vo或有源平衡单元的输出端的输出电流Io同步调节超前相半桥LLC谐振变换器和滞后相半桥LLC谐振变换器的频率，实现有源平衡单元的输出端的输出电压稳压或有源平衡单元的输出端的输出电流稳流，同时根据反馈的超前相半桥LLC谐振变换器和滞后相半桥LLC谐振变换器的输出电流偏差调节对应的有源平衡单元的开关管Q5和电容C2构成的等效电容：即根据输出电流偏差调节开关管Q5的占空比，来改变等效电容值，使得超前相半桥LLC谐振变换器和滞后相半桥LLC谐振变换器的输出电流相等，输出电流偏差越大，则占空比小。
为了说明本发明的基本原理，以具有有源平衡单元的两相半桥LLC谐振变换器为例，其中，第一半桥LLC谐振变换器相位超前第二半桥LLC谐振变换器90°以获得较优的输出电流纹波抵消效果。第一半桥LLC谐振变换器和第二半桥LLC谐振变换器的输出端并联连接，如图2所示。通过连接两相的半桥LLC谐振变换器，两相的操作被耦合。下面将对这两相的操作进行解耦，并说明电感Lo和电容C1、C2、C3连接如何提高均流性能。
图3显示了从电感Lo到两个支路的等效电路，图3中的电感Lo即为图2中有源平衡单元的电感Lo，ILo1和ILo2分别为第一半桥LLC谐振变换器和第二半桥LLC谐振变换器流过电感Lo的电流，其中VL和IL分别是电感Lo两端的电压和通过电感Lo的电流。图3中的（a）所示的电路可以等效于图3中的（b），即第一虚拟电感Lo1和第一虚拟电阻RLo1串联，ILo1流经串联的第一虚拟电感Lo1和第一虚拟电阻RLo1；第二虚拟电感Lo2和第二虚拟电阻RLo2串联，ILo2流经串联的第二虚拟电感Lo2和第二虚拟电阻RLo2。点A1和A2处的电压相等。单个电感Lo表示为
（1）
（2）
（3）
s为虚数单位，w为角频率，由于谐振元件的参数容差，整流电路Iout1和Iout2的输出电流将不同，并导致ILo1和ILo2之间的差异。
然后，可以得到相应的向量图。如图3中的（c）所示，RLo1是一个正值，而RLo2必须是一个负值。这可以通过VL和ILo2之间的相位角需要大于90°来解释。
同理，图4显示了从单个电容器到两个分支的等效变换，电容Co即为图2中电容C1和电容C2的等效电容，ICo1和ICo2分别为第一半桥LLC谐振变换器和第二半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流流过电容Co的电流，流经电容Co的电流为Ic，电容Co的电容为Vc。基于电路理论，图4中的（a）所示的电路可以等效于图4中的（b），即第一虚拟电容Co1和第三虚拟电阻RCo1串联，ICo1流经串联的第一虚拟电容Co1和第三虚拟电阻RCo1；第二虚拟电容Co2和第四虚拟电阻RCo2串联，ICo2流经串联的第二虚拟电容Co2和第四虚拟电阻RCo2。单个电容器Co被分成两个阻抗。点A1和A2处的电压是相同的。单个电容器Co的阻抗表示为
（4）
（5）
（6）
得出的结论是，Iout1和Iout2之间的相位角差导致一对虚拟电阻RLo1（RCo1）和RLo2（RCo2）。RLo1（RCo1）和RLo2（RCo2）的值对于超前电流相为正，对于滞后电流相为负。
对于负载电流较高的相，虚拟电阻将始终为正，而对于电流较低的相，则为负。以这种方式，正虚拟电阻器将增加输出阻抗，从而减小该相的电流，而负虚拟电阻器将增大另一相的电流。因此，两相将具有相同的负载电流。
为了分析均流性能，将负载均流误差δIo定义为公式（7）。电容Co和电感Lo对负载均流误差的影响分别如图5和图6所示。从图5和图6可以看出，当电感Lo恒定时，电容Co对均流误差的影响更大。当合理选择电容Co的值时，可以将均流误差控制在较低的水平。根据均流误差调节电容Co可以实现更高精度的均流。
(7)
其中，iout1（AVG）为第一半桥LLC谐振变换器输出的电流平均值，iout2（AVG）为第二半桥LLC谐振变换器输出的电流平均值，abs是取绝对值运算。
此处可采用半波型可控开关电容来调控电容C2，采用PWM进行控制。实现各相LLC谐振变换器模块输出电流均流：电流偏差越大，则开关管Q5的占空比越大，反之则相反。
实施例
为了后续方便说明与分析，表示电路元件的电压、电流等参数的定义如下：
多相交错并联LLC谐振变换器包括2个半桥LLC谐振变换器。
多相交错并联LLC谐振变换器为360W。本实施例中的其它参数如下：；Cr1=8nF；/>；工作频率为300kHz；变压器绕组原边副边的匝比为6：1；输出负载/>，有源平衡单元中，C1=120nF，C2=10nF，/>当所述LLC电路的组件误差为±5%时，在最恶劣条件下时第一半桥LLC谐振变换器的电容Cr1=1.05×8nF，第二半桥LLC谐振变换器的电容Cr1=0.95×8nF，第一半桥LLC谐振变换器的电感，并且第二半桥LLC谐振变换器的电感/>。我们期待所述交错式LLC均流变换器能达到2%的均流精度，图7为本发明提出的一种交错并联LLC谐振变换器中两个输出电流Iout1和Iout2的关键波形。
需要指出的是，本发明中所描述的具体实施例仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例作各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (4)

1.一种交错并联LLC谐振变换器，包括有源平衡单元，其特征在于，还包括多相交错并联LLC谐振变换器，
多相交错并联LLC谐振变换器包括2个半桥LLC谐振变换器，分别为第一半桥LLC谐振变换器和第二半桥LLC谐振变换器，每个半桥LLC谐振变换器包括开关管Q1、开关管Q2、谐振电感Lr1、励磁电感Lm1、谐振电容Cr1、二极管D1、二极管D2以及变压器绕组T1，
直流电源正极和负极分别与开关管Q1的漏极和开关管Q2的源极连接，开关管Q1的源极和开关管Q2的漏极均与谐振电感Lr1一端连接，谐振电感Lr1另一端与变压器绕组T1的原边的同名端连接，开关管Q2的源极与谐振电容Cr1一端连接，谐振电容Cr1另一端与变压器绕组T1的原边的异名端连接，变压器绕组T1的原边的同名端和异名端之间并联有励磁电感Lm1，变压器绕组T1的副边的第一同名端和第二异名端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接，二极管D1的阴极和二极管D2的阴极连接构成半桥LLC谐振变换器的第一输出端口，变压器绕组T1的副边的第一异名端和第二同名端连接构成半桥LLC谐振变换器的第二输出端口，
所述有源平衡单元包括输入端电容C1、开关管Q5、电容C2、电容C3、以及电感Lo，
两个半桥LLC谐振变换器的第一输出端口连接构成多相交错并联LLC谐振变换器的第一输出端口，两个半桥LLC谐振变换器的第二输出端连接构成多相交错并联LLC谐振变换器的第二输出端口，
多相交错并联LLC谐振变换器的第一输出端口分别与电容C1一端、开关管Q5的漏极、以及电感Lo一端连接，开关管Q5的源极与电容C2一端连接，电感Lo另一端与电容C3一端连接并构成有源平衡单元的第一输出端口，多相交错并联LLC谐振变换器的第二输出端口分别与电容C1另一端、电容C2另一端、以及电容C3另一端连接并构成有源平衡单元的第二输出端口。
2.根据权利要求1所述一种交错并联LLC谐振变换器，其特征在于，还包括控制器，控制器接收有源平衡单元的输出端的输出电压Vo、第一半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout1、以及第二半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout2，或者控制器接收有源平衡单元的输出端的输出电流Io、第一半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout1、以及第二半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout2，输出各半桥LLC谐振变换器的开关管Q1和开关管Q2的控制信号以及所述有源平衡单元的开关管Q5的控制信号。
3.一种交错并联LLC谐振变换均流方法，利用权利要求2所述一种交错并联LLC谐振变换器，其特征在于，包括以下步骤：
步骤一：在第一半桥LLC谐振变换器和第二半桥LLC谐振变换器的启动过程中，通过检测并比较第一半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout1和第二半桥LLC谐振变换器的输出端的输出电流Iout2的大小，将输出电流大的半桥LLC谐振变换器作为超前相半桥LLC谐振变换器，输出电流小的半桥LLC谐振变换器作为滞后相半桥LLC谐振变换器，并控制超前相半桥LLC谐振变换器和滞后相半桥LLC谐振变换器的相位差为90°；
步骤二：在变换器进入稳态，根据有源平衡单元的输出端的输出电压Vo或有源平衡单元的输出端的输出电流Io同步调节超前相半桥LLC谐振变换器和滞后相半桥LLC谐振变换器的频率，实现有源平衡单元的输出端的输出电压稳压或有源平衡单元的输出端的输出电流稳流，同时根据反馈的超前相半桥LLC谐振变换器和滞后相半桥LLC谐振变换器的输出电流偏差调节开关管Q5的占空比，使得超前相半桥LLC谐振变换器和滞后相半桥LLC谐振变换器的输出电流相等。
4.根据权利要求3所述一种交错并联LLC谐振变换均流方法，其特征在于，所述步骤二中调节开关管Q5的占空比基于以下原则：输出电流偏差越大，则开关管Q5的占空比小。
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