CN104852607A - 一种交流-直流功率变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种交流-直流功率变换器，通过控制和驱动电路控制两级功率级电路中的能量传输过程，以实现输出一稳定电信号驱动负载并且同时实现功率因数校正功能。本发明的交流-直流功率变换器两级功率级电路共用一开关管和控制和驱动电路，电路结构更加简单，降低了电路成本，而且输出纹波小，精度高。此外，本发明中的控制和驱动电路只采样原边信号来推算出输出电流的信息，从而控制输出电信号的稳定，实现了从原边控制的恒流驱动，安全性好。

Description

一种交流-直流功率变换器

本申请是申请日为2012年12月11日，申请号为201210538817.5，发明名称为“一种交流-直流功率变换器”的分案申请。

技术领域

本发明涉及电子技术领域，尤其涉及一种交流-直流功率变换器。

背景技术

交流-直流功率变换器(AC/DC converter)用以将交流电压转换为一恒定的直流电信号(例如直流电压或者直流电流)。由于交流-直流功率变换器的功率较高，因此广泛应用于驱动大功率的负载，例如电机、LED灯等。交流-直流功率变换器通常包括一整流桥，以将外部交流电压转换为一正弦半波直流输入电压来提供给后续变换电路。为了减小对交流电网的谐波污染，交流-直流功率变换器通常需要功率因数校正电路(PFC)来实现功率因数校正功能，获得一较高的功率因数。

现有技术中，单级变换电路或者两级变换电路均可以实现功率因数校正功能以及获得恒定的输出电信号。

参考图1，所示为一种采用现有技术的单级交流-直流功率变换器的一具体实施例。在该实施方式中，单级交流-直流功率变换器包括单级PFC主电路10和单级PFC控制电路20两部分。其中，单级PFC主电路为反激式(flyback)拓扑结构，单级PFC控制电路包括电流闭环控制电路21，电流控制电路22，过零触发电路23，隔离电路和乘法器U5。

电流闭环控制电路21采样单级PFC主电路的输出电流，其输出信号经隔离电路后与输入电压经乘法器U5运算后得到的信号，作为基准信号输入至电流控制电路22的同相输入端，反相输入端采样输入电流，输出端连接至过零触发电路23。过零触发电路23包括电压比较器U3和RS触发器U4，电流控制电路22的输出端和电压比较器U3的输出端分别连接至RS触发器的复位端R和置位端S。RS触发器的输出信号通过控制开关管S的导通或者截止的状态，使输入电流跟随输入电压变化，以此提高单级PFC电路的功率因数。

但是，采用这种实现方式，输出电流存在纹波，并且当纹波较大时，输出电流的误差较大，因此，输入端的电流存在较大误差，不能准确跟随输入电压的变化，功率因数大大降低。

参考图2，所示为另一种采用现有技术的两级交流-直流功率变换器的原理框图。在该实施方式中，交流-直流功率变换器包括两级功率级电路203和205，以及第一级控制电路204和第二级控制电路206。第一级功率级电路203接收正弦半波直流输入电压，第一级控制电路204控制第一级功率级电路203，使得输入电流的波形跟随所述正弦半波直流输入电压，从而实现功率因数校正。与第一级功率级电路级联的第二级功率级电路205用以接收第一级功率级电路203的输出电压Vout1，根据LED灯207所需的驱动电压，第二级控制电路206控制第二级功率级电路205，以获得基本恒定的输出电流和输出电压，使之能够正常驱动LED灯207。

采用图2所示的交流-直流功率变换器，对谐波的处理效果较好，可以达到较高的功率因数；具有独立的PFC级，可以对输入DC/DC级的直流电压进行预调节，输出电压比较精确；带载能力比较高，适合于功率较高的场合。但是，它至少需要两套控制电路和至少两个功率开关管，所需的元器件较多，成本较高；功率密度低，损耗比较大；尤其对于中小功率的电子设备，很不经济。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种交流-直流功率变换器，其通过控制和驱动电路控制功率级电路中的能量传输过程，以实现输出一稳定电信号驱动负载并且同时实现功率因数校正功能。本发明的交流-直流功率变换器较现有技术中的单级交流-直流功率变换器控制精度高，较两级交流-直流功率变换器控制结构简单，成本低。

依据本发明的一种交流-直流功率变换器，包括一整流桥和滤波电容，以将外部交流电压转换为正弦半波直流输入电压，所述交流-直流功率变换器还包括第一储能元件、第二储能元件和第三储能元件，

在每一开关周期内，在第一工作状态时，第一路径接收所述正弦半波直流输入电压，并对所述第一储能元件进行储能，所述第一储能元件上的第一电流连续上升；

第二路径接收第二直流电压，并对所述第二储能元件进行储能，流过所述第二储能元件的第二电流持续上升；所述第一路径和所述第二路径共用一开关管；

在第二工作状态时，所述第一储能元件通过第三路径释放能量至所述第三储能元件和一负载，以在所述第三储能元件上产生所述第二直流电压，同时所述第一电流连续下降；

所述第二储能元件通过第四路径将能量释放至所述负载；

其中，所述第一电流跟随所述正弦半波直流输入电压变化，并且所述交流-直流功率变换器的输出电信号维持恒定。

优选的，在第一工作状态时，所述正弦半波直流输入电压通过所述第一路径对所述第一储能元件进行储能和释放能量至所述负载。

优选的，在第一工作状态时，所述正弦半波直流输入电压通过所述第一路径对所述第一储能元件进行储能和释放能量至所述负载；并且，所述第二直流电压通过所述第二路径对所述第二储能元件进行储能和释放能量至所述负载。

优选的，所述第一储能元件包括第一感性元件，所述第二储能元件包括第二感性元件，所述第三储能元件包括一容性元件。

进一步的，所述的交流-直流功率变换器还包括控制和驱动电路，其接收所述第一电流和第二电流的峰值电流信号，以据此产生一驱动信号来驱动所述开关管。

优选的，在第一工作状态时，所述开关管处于导通状态；在第二工作状态时，所述开关管处于关断状态。

优选的，所述第一储能元件、所述第三储能元件、所述第一路径和所述第三路径组成第一级功率级电路。

优选的，所述第二储能元件、所述第二路径和所述第四路径组成第二级功率级电路。

优选的，所述输出电信号包括一恒定的输出电流，用以驱动LED负载。

依据上述的一种交流-直流功率变换器，其两级功率级电路共用一开关管和控制和驱动电路，简化了电路结构，同时实现了功率因数校正功能和输出恒定电信号驱动负载，在电路更加简洁的基础上保证精度的准确，成本低，准确性好。在隔离式功率级电路中，本发明中的控制和驱动电路只采样原边信号来推算出输出电流的信息，从而控制输出电信号的稳定，实现了从原边控制恒流驱动，安全性好。

附图说明

图1所示为采用现有技术的一种单级交流-直流功率变换器的原理框图；

图2所示为采用现有技术的一种两级交流-直流功率变换器的原理框图；

图3A所示为依据本发明的交流-直流功率变换器的第一实施例的原理框图；

图3B所示为图3A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；

图3C所示为图3A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图；

图4A所示为依据本发明的交流-直流功率变换器的第二实施例的原理框图；

图4B所示为图4A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；

图4C所示为图4A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图；

图5A所示为依据本发明的交流-直流功率变换器的第三实施例的原理框图；

图5B所示为图5A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；

图5C所示为图5A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图；

图6A所示为依据本发明的交流-直流功率变换器的第四实施例的原理框图；

图6B所示为图6A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；

图6C所示为图6A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的几个优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。

参考图3A，所示为依据本发明的交流-直流功率变换器的第一实施例的原理框图。在本实施例中，外部交流电压经整流桥BR和滤波电容C1整流滤波后得到一正弦半波直流输入电压V_in。所述交流-直流功率变换器还包括第一储能元件即电感L1，第二储能元件即变压器T1(包括原边绕组Lp和副边绕组Ls)，第三储能元件即电容C2。此外，所述交流-直流功率变换器还包括控制和驱动电路301，所述控制和驱动电路301控制所述开关管Q的开关状态。

参考图3B，所示为图3A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；在第一工作状态时，所述控制和驱动电路301控制所述开关管Q导通，电感L1、二极管D1和开关管Q形成第一路径①，所述正弦半波直流输入电压通过所述第一路径①对所述电感L1储能，所述电感L1上的第一电流I₁持续上升。电容C2、变压器T1的原边绕组Lp和开关管Q形成第二路径②，电容C2两端的的第二直流电压V_bus对所述原边绕组Lp释放能量，变压器T1储能，其原边绕组Lp上的第二电流I₂持续上升。

参考图3C，所示为图3A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图；在第二工作状态时，所述控制和驱动电路301控制所述开关管Q关断，所述电感L1、二极管D1、变压器T1的原边绕组Lp和电容C2形成第三路径③，所述电感L1释放能量，第一电流I₁持续下降，所述电感L1释放的能量一部分通过变压器T1传递给负载，另一部分用以给电容C2充电，电容C2两端产生所述第二直流电压V_bus。变压器T1的副边绕组Ls、二极管D2和电容C3形成第四路径④，变压器中储存的能量通过所述第四路径传递至负载。

其中，所述二极管D1用以防止在第二工作状态时，第三路径中的电流回流至输入端。此外，所述交流-直流功率变换器中的控制和驱动电路301接收所述第一电流I₁和第二电流I₂的峰值电流信号I_PK1和I_PK2，以及电感L1上电流从峰值下降至为零的时间t_off1和变压器T1中激磁电感上电流从峰值下降至为零的时间t_off2，以产生一驱动信号来控制开关管Q的开关动作，以实现功率因数校正和恒定的输出电流。其中，峰值电流信号I_PK1和I_PK2可通过现有的或改进的任一种峰值采样电路对第一电流I₁和第二电流I₂采样实现，图3A中没有示出具体电路结构。

另外，本实施例中所述第一路径①和第三路径③形成一升压型功率级电路，其接收正弦半波直流输入电压V_in以在电容C2的两端产生一基本恒定的第二直流电压V_bus。当电容C₂的电容值较大时，电容C₂两端的电压V_bus波动很小，可保持基本恒定。所述第二路径②和第四路径④形成一反激式功率级电路，其接收电容C2两端的第二直流电压V_bus以通过第四路径④产生一基本恒定的输出电压Vo，以及一基本恒定的输出电流Io来驱动负载，如LED负载。

从图3A中可以看出，所述升压型功率级电路中的第一路径①和反激式功率级电路中的第二路径②共用开关管Q以及控制和驱动电路301。因此，本实施例中的交流-直流功率变换器结构较现有技术简单，控制更加简易。

下面根据上述实施例的交流-直流功率变换器的电路结构，以及不同工作状态时的导电路径详细说明本实施例中的交流-直流功率变换器的功率因数校正以及恒定输出电信号的实现原理。

根据反激式功率级电路的工作原理，在变压器中的励磁电感电流工作于临界导通模式(BCM)时，且电感L1电流下降到零的时间早于变压器中励磁电感电流下降到零的时间，输出电流如下公式(1)计算得到：

$I_o=I_{\mathrm{pk}1}\×\frac{n}{2}\×\frac{T_{\mathrm{off}1}}{T_S}+I_{\mathrm{pk}2}\×\frac{n}{2}\frac{T_{\mathrm{off}2}}{T_S}---\left(1\right)$

其中，I_pk1表示电感L1上第一电流的峰值电流；I_pk2表示变压器T1的原边绕组上第二电流的峰值电流；n表示变压器T1的原边绕组Lp与副边绕组Ls的匝数之比；t_off1表示电感L1上电流从峰值下降至为零的时间；t_off2表示变压器中励磁电感上电流从峰值下降至为零的时间；t_S表示一个开关周期，为t_on和t_off2之和。

其中，所述第一电流的峰值电流I_pk1可由以下公式计算获得：

$I_{\mathrm{pk}1}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_1}\×t_{\mathrm{on}}$

这里，V_in表示正弦半波直流输入电压，L₁表示电感L1的电感值，t_on表示开关管Q的导通时间。

所述第二电流的峰值电流I_pk2可由以下公式计算获得：

$I_{\mathrm{pk}2}=\frac{V_{\mathrm{bus}}}{L_2}\×t_{\mathrm{on}}$

这里，V_bus表示电容C2两端的第二直流电压，L₂表示电感L2的电感值。

此外，电感L1上电流从峰值下降至为零的时间t_off1可由公式计算得：

$t_{\mathrm{off}1}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{V_{\mathrm{bus}}+n{V}_o-V_{\mathrm{in}}}\×t_{\mathrm{on}}$

其中，所述Vo为所述交流-直流功率变换器的输出电压。

励磁电感上电流从峰值下降至为零的时间t_off2可由公式计算得：

$t_{\mathrm{off}2}=\frac{V_{\mathrm{bus}}}{n{V}_o}\×t_{\mathrm{on}}$

一个开关周期t_S为：

$t_S=t_{\mathrm{on}}+t_{\mathrm{off}2}=\frac{V_{\mathrm{bus}}+n{V}_o}{n{V}_o}\×t_{\mathrm{on}}$

将上述I_pk1、I_pk2、t_off1、t_off2和t_S的计算公式均代入Io的公式(1)中得：

$I_o=\frac{n}{2(n{V}_o+V_{\mathrm{bus}})}\×t_{\mathrm{on}}\×[\frac{{V_{\mathrm{in}}}^2\×{\mathrm{nV}}_o}{(V_{\mathrm{bus}}+n{V}_o-V_{\mathrm{in}})\×L_1}+\frac{{V_{\mathrm{bus}}}^2}{L_2}]---\left(2\right)$

从公式(2)中可以看出，除正弦半波直流输入电压外，其它均为恒定值，因此，要实现输出电流I₀恒定，则只需要控制开关管的导通时间t_on，以使得导通时间t_on与式(2)第一项多项式的乘积为一恒定值即可。导通时间t_on可由控制和驱动电路控制，在本实施例中，控制和驱动电路根据所述第一电流的峰值电流I_pk1、所述第二电流的峰值电流I_pk2、电感L1上电流从峰值下降至为零的时间t_off1和原边绕组Lp上电流从峰值下降至为零的时间t_off2可控制调整导通时间t_on，以实现控制输出电流Io恒定。控制和驱动电路301可以为任何合适形式的已知的或者改进的电路，在此不再列举实施例进行说明。从上述控制方案中可以看出，本发明实施例的控制和驱动电路只采样原边信号，从采样的原边信号推算出输出电流，从而实现输出恒流控制，因此，本方案采用的原边控制方案不但精度高，而且安全性好。

根据升压型功率级电路的工作原理，其本实施例中的输入电流I_in即电感L1上的第一电流可由下式计算获得：

$I_1=\frac{I_{\mathrm{pk}1}}{2}\×\frac{t_{\mathrm{on}}+t_{\mathrm{off}1}}{t_S}---\left(3\right)$

由式(2)可得到导通时间t_on为；

$t_{\mathrm{on}}=\frac{2\×I_o\×(n{V}_o+V_{\mathrm{bus}})}{n}\×\frac{(V_{\mathrm{bus}}+n{V}_o-V_{\mathrm{in}})\×L_1\×L_2}{{V_{\mathrm{in}}}^2\×n{V}_o{\×L}_2+{V_{\mathrm{bus}}}^2\×L_1\×(V_{\mathrm{bus}}+n{V}_o-V_{\mathrm{in}})}$

将I_pk1、t_on、t_off1、t_S和t_on的计算公式均代入上式(3)中得：

$I_1=V_{\mathrm{in}}\×\frac{V_o\×I_o\×(V_{\mathrm{bus}}+n{V}_o)\×L_2}{{V_{\mathrm{in}}}^2\×n{V}_o\×L_2+{V_{\mathrm{bus}}}^2\×L_1\×(V_{\mathrm{bus}}+n{V}_o-V_{\mathrm{in}})}---\left(4\right)$

从式(4)中可以看出，由于第二直流电压V_bus较大，因此，后一项多项式可近似为一常数，输入电流I_in近似跟随正弦半波直流输入电压V_in的变化，实现了功率因数校正功能。

需要说明的是，上述的推导公式只适用于在变压器中的励磁电感电流工作于临界导通模式(BCM)时推导的结果，工作模式不同其推导过程亦不相同，在此不一一概述。

从上述推导过程可以看出，本发明实施例的交流-直流功率变换器，其两级功率级电路只需一个开关管和控制和驱动电路即可实现能量的传输过程，并完成功率因数校正和输出恒定电信号。本发明实施例中在第二工作状态时，由于第一储能元件电感L1和第二储能元件变压器T1中的能量均可释放供给负载，因此，对第三储能元件电容C2的耐压要求较低。此外，本发明实施例的电路结构简单，但控制精度高，纹波小，稳定性好，可很好地应用于LED驱动等场合。

参考图4A，所示为依据本发明的交流-直流功率变换器的第二实施例的原理框图。本实施例中的交流-直流功率变换器的第一储能元件为电感L2，第二储能元件为变压器T1、第三储能元件为电容C4。

参考图4B所示为图4A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；在第一工作状态时，所述控制和驱动电路401控制开关管Q导通，二极管D1、电感L2和开关管Q形成第一路径①，所述正弦半波直流输入电压通过所述第一路径①对所述电感L2储能，所述电感L2上的第一电流I₁持续上升；变压器T1的原边绕组Lp、二极管D4、电容C4形成第二路径②，所述电容C4两端的第二直流电压通过第二路径给变压器储能，流过原边绕组Lp的第二电流持续上升。

图4C所示为图4A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图；在第二工作状态时，所述控制和驱动电路401控制开关管Q关断，电感L2、变压器T1的原边绕组Lp、电容C4、二极管D3形成第三路径③，电感L2释放能量，流过电感L2中的第一电流持续下降，电感L2中的能量一部分通过变压器T1输出至负载，另一部分用以给电容C2充电，电容C₂两端产生所述第二直流电压V_bus，同上述实施例，在电容C2的容值较大时，其两端电压基本恒定，即所述第二直流电压V_bus基本恒定；变压器T1的副边绕组Ls、二极管D2和第三电容C3形成第四路径④，变压器储存的能量通过所述第四路径④传递给负载。

从上述过程得出，本实施例中的第一路径①和第三路径③形成一升降压型功率级电路，其将所述正弦半波直流输入电压V_in转换为电容C₄的两端的基本恒定的第二直流电压V_bus。第二路径②和第四路④径形成一反激式功率级电路，其接收所述第二直流电压V_bus以产生一基本恒定的输出电压Vo，以及一基本恒定的输出电流Io来驱动LED负载。

其中，二极管D3用以在第三路径中为电感L2提供续流通路；二极管D4用以防止输入电压V_in直接连接到地。本实施例中的交流-直流功率变换器的功率因数校正以及恒定输出电信号的实现原理与第一实施例基本相同，其详细推导过程不再阐述。

同理，本实施例中的交流-直流功率变换器的能量传输过程只需要一个开关管和控制和驱动电路，并同时实现了功率因数校正和恒定输出电信号，电路结构简单，精度高。

参考图5A，所示为依据本发明的交流-直流功率变换器的第三实施例的原理框图。本实施例中的交流-直流功率变换器的第一储能元件为电感L3、第二储能元件为电感L4、第三储能元件为电容C5。

参考图5B，所示为图5A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；在第一工作状态时，所述控制和驱动电路501控制所述开关管Q导通，二极管D1、电感L3、电容C3和开关管Q形成第一路径①，所述正弦半波直流输入电压通过所述第一路径①对所述电感L3储能，所述电感L3上的第一电流I₁持续上升，同时，所述正弦半波直流输入电压通过所述第一路径①将能量传递给负载；电容C5、电感L4、电容C3和开关管Q形成第二路径②，电容C5通过第二路径②释放能量，电感L4储能，电感L4上的第二电流上升，并且电容C2中的能量同时也供给负载。

参考图5C，所示为图5A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图；在第二工作状态时，所述控制和驱动电路501控制所述开关管Q关断，电感L3、电容C3、二极管D5、电容C5形成第三路径③，电感上第一电流I₁持续下降，电感L3释放能量，其能量一部分用以供给负载，一部分用以给电容C5充电，电容C5两端产生所述第二直流电压V_bus；电感L4、电容C3、二极管D5形成第四路径④，电感L4通过所述第四路径④将能量传递给负载。

其中，二极管D5用以作为电感L3和L4续流回路。在本实施例中，第一路径①和第三路径③形成一升压型功率级电路，以将所述正弦半波直流输入电压V_in转换为电容C₅的两端的基本恒定的第二直流电压V_bus。第二路径②和第四路径④形成一降压型功率级电路，以接收所述第二直流电压V_bus以产生一基本恒定的输出电压Vo，以及一基本恒定的输出电流Io来驱动LED负载。

下面根据本实施例的交流-直流功率变换器的电路结构，以及不同工作状态时的导电路径详细说明本实施例中的交流-直流功率变换器的功率因数校正以及恒定输出电信号的实现原理。

根据降压型功率级电路的工作原理，当电感L3中电流工作于断续导通模式(DCM)、电感L4电流工作于临界导通模式(BCM)时，输出电流Io如下公式(5)计算得到：

$I_o=\frac{I_{\mathrm{pk}3}}{2}\×\frac{T_{\mathrm{on}}+T_{\mathrm{off}3}}{T_S}+\frac{I_{\mathrm{pk}4}}{2}\×\frac{T_{\mathrm{on}}+T_{\mathrm{off}4}}{T_S}---\left(5\right)$

其中，I_pk3表示电感L3上第一电流的峰值电流；I_pk4表示电感L4上第二电流的峰值电流；t_off3表示电感L3上电流从峰值下降至为零的时间；t_off4表示电感L4上电流从峰值下降至为零的时间；t_S表示一个开关周期，为t_on和t_off4之和。

其中，电感L3的峰值电流可由以下公式计算获得：

$I_{\mathrm{pk}3}=\frac{V_{\mathrm{in}}-V_o}{L_3}\×t_{\mathrm{on}}$

这里，V_in表示正弦半波直流输入电压，Vo表示输出电压，L₃表示电感L3的电感值，t_on表示开关管Q的导通时间。

电感L4的峰值电流可由以下公式计算获得：

$I_{\mathrm{pk}4}=\frac{V_{\mathrm{bus}}-V_o}{L_4}\×t_{\mathrm{on}}$

这里，V_bus表示电容C5两端的第二直流电压，L₄表示电感L4的电感值。

此外，电感L3中电流从峰值下降至为零的时间t_off3可由公式计算得：

$t_{\mathrm{off}3}=\frac{V_{\mathrm{in}}-V_o}{V_{\mathrm{bus}}+V_o-V_{\mathrm{in}}}\×t_{\mathrm{on}}$

电感L4中电流从峰值下降至为零的时间t_off4可由公式计算得：

$t_{\mathrm{off}4}=\frac{V_{\mathrm{bus}}-V_o}{V_o}\×t_{\mathrm{on}}$

开关管Q的一个开关周期t_S为：

$t_S=t_{\mathrm{on}}+t_{\mathrm{off}4}=\frac{V_{\mathrm{bus}}}{V_o}\×t_{\mathrm{on}}$

将上述I_pk3、I_pk4、t_off3、t_off4和t_S的计算公式均代入Io的公式(5)中得：

$I_o=\frac{t_{\mathrm{on}}}{2V_{\mathrm{bus}}}\×[\frac{{(V_{\mathrm{in}}-V_o)}^2\×V_o}{(V_{\mathrm{bus}}+V_o-V_{\mathrm{in}})\×L_3}+\frac{{(V_{\mathrm{bus}}-V_o)}^2}{L_4}]---\left(6\right)$

从公式(6)中可以看出，要控制输出电流Io恒定，则只需要控制导通时间t_on，以使得导通时间t_on与后面多项式的乘积为一恒定值即可。同理，本实施例通过控制和驱动电路501根据所述电感L3上第一电流的峰值电流I_pk3、所述电感L4上第二电流的峰值电流I_pk3、电感L3上电流从峰值下降至为零的时间t_off3和电感L4上电流从峰值下降至为零的时间t_off4来控制调整导通时间t_on，以实现原边控制输出电流Io恒定。

根据升压型功率级电路的工作原理，其交流-直流功率变换器的输入电流I_in即是第三电感L3上的第一电流I₁可由下式计算获得：

$I_1=\frac{I_{\mathrm{pk}3}}{2}\×\frac{t_{\mathrm{on}}+t_{\mathrm{off}3}}{t_S}---\left(7\right)$

其中，由上式(6)可得到t_on为：

$t_{\mathrm{on}}=2\×I_o\×V_{\mathrm{bus}}\×\frac{(V_{\mathrm{bus}}+V_o-V_{\mathrm{in}})\×L_3\×L_4}{{(V_{\mathrm{in}}-V_o)}^2\×V_o\×L_4+{(V_{\mathrm{bus}}-V_o)}^2\×L_3\×(V_{\mathrm{bus}}+V_o-V_{\mathrm{in}})}$

将I_pk3、t_on、t_off3、t_S的计算公式均代入上式(7)中得：

$I_{\mathrm{in}}=V_{\mathrm{in}}\×\frac{V_o\×I_o\×V_{\mathrm{bus}}\×L_4}{{(V_{\mathrm{in}}-V_o)}^2\×V_o\×L_4+{(V_{\mathrm{bus}}-V_o)}^2\×L_3\×(V_{\mathrm{bus}}+V_o-V_{\mathrm{in}})}---\left(8\right)$

从式(8)中可得出，由于第二直流电压V_bus较大，因此，后一项多项式可近似为一常数，输入电流I_in近似跟随正弦半波直流输入电压V_in的变化，实现了功率因数校正功能。

从本实施例中可得出，本发明实施例的交流-直流功率变换器依据本发明的控制方案，其两级功率级电路只需一个开关管和控制和驱动电路即可满足电路驱动要求，同时完成功率因数校正和输出恒定电信号，并且第三储能元件即电容C5的耐压小，进一步减小了成本。

参考图6A，所示为依据本发明的交流-直流功率变换器的第四实施例的原理框图。本实施例中的交流-直流功率变换器的第一储能元件为变压器T1、第二储能元件为电感L5、第三储能元件为电容C6。

参考图6B，所示为图6A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；在第一工作状态时，所述控制和驱动电路601控制所述开关管Q导通，二极管D1、变压器T1的原边绕组Lp和开关管Q形成第一路径①，所述正弦半波直流输入电压通过所述第一路径①对变压器T1储能，所述变压器T1原边绕组Lp上第一电流I₁持续上升；电容C6、电感L5、电容C3、二极管D6和开关管Q形成第二路径②，电容C6通过第二路径②释放能量，电感L5储能，电感L5上的第二电流I₂上升，并且电容C6中的能量同时也供给负载。

参考图6C，所示为图6A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图；在第二工作状态时，所述控制和驱动电路601控制所述开关管Q关断，变压器T1副边绕组Ls、二极管D2、电容C3、二极管D7、电容C6形成第三路径③，变压器T1释放能量，变压器T1上第一电流I₁持续下降，其能量一部分用以供给负载，一部分用以给电容C6充电，电容C6两端产生所述第二直流电压V_bus；电感L5、电容C3、二极管D7形成第四路径④，电感L5通过所述第四路径④将能量传递给负载。

这里，所述第一路径①和第三路径③形成一反激式功率级电路，接收正弦半波直流输入电压V_in以在电容C₆的两端产生一基本恒定的第二直流电压V_bus。

所述第二路径②和第四路径④组成一降压型功率级电路，接收电容C₆两端的第二直流电压V_bus以通过第四路径④产生一基本恒定的输出电压Vo，以及一基本恒定的输出电流Io来驱动LED负载。

采用图6A所示的交流-直流功率变换器，第一路径①和第二路径②共用开关管Q和控制和驱动电路601。本领域技术人员根据上文中结合具体实施例(图5A至图5C)对本发明内容的详细描述，可以推知图6A所示的交流-直流功率变换器的控制原理。

综上所述，依照本发明所公开的交流-直流功率变换器利用其两级功率级电路只需一个开关管和控制和驱动电路即可满足电路驱动要求，同时完成功率因数校正和输出恒定电信号，控制精度高、纹波小、输出信号稳定，并且第三储能元件即电容C5的耐压小，进一步减小了成本。

以上对依据本发明的优选实施例的交流-直流功率变换器进行了详尽描述，本领域普通技术人员据此可以推知其他技术或者结构以及电路布局、元件等均可应用于所述实施例。例如本实施例中的第一级功率级电路用以实现功率因数校正功能，第二级功率级电路用以实现对输出电信号的恒定控制，在本发明的发明构思启导下，第一级功率级电路和第二级功率级电路可以为任何合适形式的拓扑结构，例如升压型、降压型、升压-降压型、反激式或者正激式。根据选择的拓扑结构的类型，第一级功率电路和第二级功率电路的导电路径中还可以由其他元器件构成。

依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (7)

1.一种交流-直流功率变换器，包括一整流桥和滤波电容，以将外部交流电压转换为正弦半波直流输入电压，其特征在于，所述交流-直流功率变换器还包括第一储能元件、第二储能元件和第三储能元件，

在每一开关周期内，在第一工作状态时，第一路径接收所述正弦半波直流输入电压，并对所述第一储能元件进行储能，所述第一储能元件上的第一电流连续上升；

第二路径接收第二直流电压，并对所述第二储能元件进行储能，流过所述第二储能元件的第二电流持续上升；所述第一路径和所述第二路径共用一开关管；

在第二工作状态时，所述第一储能元件通过第三路径释放能量至所述第三储能元件和一负载，以在所述第三储能元件上产生所述第二直流电压，同时所述第一电流连续下降；

所述第二储能元件通过第四路径将能量释放至所述负载；

其中，所述第一电流跟随所述正弦半波直流输入电压变化，并且所述交流-直流功率变换器的输出电信号维持恒定；

其中，所述第一储能元件为电感、所述第二储能元件为变压器以及第三储能元件为电容，或者是所述第一储能元件为变压器、所述第二储能元件为电感以及第三储能元件为电容。

2.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，当所述第一储能元件为电感，所述第二储能元件为变压器时，所述第一路径和第三路径形成一升压型功率级电路，所述第二路径和第四路径形成一反激式功率级电路，所述电感的第一端连接到所述整流桥的输出端，第二端通过一二极管连接至所述变压器的原边绕组的第一端，所述电容连接在所述变压器的原边绕组的第二端和地之间。

3.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，当所述第一储能元件为电感，所述第二储能元件为变压器时，所述第一路径和第三路径形成一升降压型功率级电路，所述第二路径和第四路径形成一反激式功率级电路，所述电感的第一端通过一二极管连接到所述整流桥的输出端，第二端连接到所述变压器的原边绕组的第一端，变压器的原边绕组的第二端连接至所述电容的第一端，所述电容的第二端通过另一二极管连接至地。

4.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，当所述第一储能元件为变压器，所述第二储能元件为电感时，所述第一路径和第三路径形成一反激式功率级电路，所述第二路径和第四路径形成一降压型功率级电路，所述变压器的原边绕组的第一端通过一二极管连接到所述整流桥的输出端，所述变压器的副边绕组的第一端通过另一二级管与所述电感和所述电容串联连接后接地。

5.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，还包括控制和驱动电路，其接收所述第一电流和第二电流的峰值电流信号，以据此产生一驱动信号来驱动所述开关管。

6.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，在第一工作状态时，所述交流-直流功率变换器的开关管处于导通状态；在第二工作状态时，所述开关管处于关断状态。

7.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，所述输出电信号包括一恒定的输出电流，用以驱动LED负载。