CN112910299A - 一种单逆变器产生并输出双频正弦波的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提出了一种单逆变器产生并输出双频正弦波的方法，其步骤如下：搭建功率信号发生电路；将两个预调制频率的正弦信号分别与三角载波信号进行幅值比较得到两组不同的控制信号；将两组控制信号输入脉冲逻辑组合模块，使全桥逆变器输出多频方波信号；将两个正弦波进行数值求和运算，并与三角载波进行数值比较运算生成参考数值脉冲；根据冲量等效原理得到全桥逆变方波信号的直流电压幅值；根据直流电压幅值实时调节Buck‑Boost变换器的占空比。本发明可任意调节预调制的输出频率，并可对各个频率的幅值进行分别调节，进而实现对预调制频率的含量进行控制和调节，产生的双频输出信号的幅值、频率与预设接近，效果好，非期望谐波基本被消除干净。

Description

一种单逆变器产生并输出双频正弦波的方法
技术领域
本发明涉及无线充电的技术领域，尤其涉及一种单逆变器产生并输出双频正弦波的方法。
背景技术
近年来，随着电力电子技术的发展，采用无线方式对便携终端进行充电的无线充电技术受到了越来越多的研究与应用。在现有的近场磁耦合式无线电能传输系统中无线充电发送器和无线充电接收器之间仅使用单一频段的功率信号，因而无法满足多频率、多负载用户要求。
此外，在感应加热应用中，由于感应线圈中电流的频率与被加热工件的加热厚度即透入深度成反比，电流的频率势必影响到工件不同部分加热功率的分布及升温速度，已有的研究表明，感应线圈中的电流频率是决定工件加热性能的重要因素。因此，在处理表面复杂几何形状的加热工件时，单一频率的感应电流对不同部分不一致的加热效果，将严重影响工件的加工质量。
双频或多频无线电能传输系统将很好地解决多频率、多负载同时供电问题。同样，双频率感应加热方式是目前提出的解决表面复杂几何形状工件热处理问题的唯一途径。
现有双频无线电能传输技术存在许多问题：一是采用固定开关时刻，当负载等条件发生变化时无法实时调节传输频率；二是高频必须是低频的整数倍，不能传输非整数倍的频率组合；三是当频率个数超过三个时，描述开关时刻的方程组维数高、变量多、非线性、约束条件十分多，求解此类方程组十分困难。
发明内容
为解决上述问题，本发明提出一种单逆变器产生并输出双频正弦波的方法，不必求解高维多变量多约束条件的非线性方程组，只需将各个单频率脉冲按本发明进行逻辑组合配置，并按照本发明消除误差，即可用一个逆变器同时输出任意双频甚至多频的功率信号。
为了达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：一种单逆变器产生并输出双频正弦波的方法，其步骤如下：
步骤一：搭建功率信号发生电路，功率信号发生电路包括直流电源、Buck-Boost变换器和全桥逆变器，Buck-Boost变换器的输入端与直流电源相连接，Buck-Boost变换器的输出端与全桥逆变器相连接；全桥逆变器的主电路的功率开关管分别与控制信号相连接；
步骤二：将两个预调制频率的正弦信号分别与三角载波信号进行幅值比较，得到两组不同的控制信号；
步骤三：将步骤二中的两组控制信号输入脉冲逻辑组合模块，所得的输出信号驱动全桥逆变器的主电路的功率开关管，从而使全桥逆变器输出含有期望的多频方波信号；
步骤四：将步骤二中两个期望的不同频率、不同幅值的正弦波进行数值求和运算，然后与三角载波进行数值比较运算，生成用于消除误差的参考数值脉冲；
步骤五：根据冲量等效原理，将步骤三中全桥逆变器的多频方波信号的每一个脉冲与步骤四中的参考数值脉冲进行实时比较计算，得到全桥逆变方波信号的每一个脉冲时刻所需的直流电压幅值；
步骤六：根据步骤五计算得到的每一个脉冲时刻所需的直流电压幅值，实时调节Buck-Boost变换器的占空比β，直至下一个脉冲时刻到来，返回步骤五。
所述全桥逆变器的控制信号通过将预调制频率的正弦信号分别与三角载波信号的幅值进行比较后产生的方波信号进行“与”或“或”逻辑操作产生；所述预调制频率的正弦信号包括频率不同的信号f1和信号f2。
一组控制信号包括控制信号G2和控制信号G3，控制信号G2和控制信号G3的波形相同，另一组控制信号包括控制信号G1和控制信号G4，控制信号G1和控制信号G4的波形相同、且与控制信号G2和控制信号G3的波形互补，控制信号G1与全桥逆变器的主电路的功率开关管Q1相连接，控制信号G2与功率开关管Q2相连接，控制信号G3与功率开关管Q3相连接，控制信号G4与功率开关管Q4相连接，所述功率开关管Q1与功率开关管Q2串联连接，功率开关管Q3与功率开关管Q4串联连接，功率开关管Q1和功率开关管Q3均与电源的正极相连接，功率开关管Q2和功率开关管Q4均与电源的负极相连接，功率开关管Q1与功率开关管Q2的中点为输出端A，功率开关管Q3与功率开关管Q4的中点为输出端B。
所述控制信号G2和控制信号G3的产生方法是：将信号f1和信号f2的幅值与三角载波的幅值进行比较，若信号f1、信号f2的幅值大于或等于三角载波信号的幅值输出高电平，否则输出低电平，信号f1与三角载波比较得到方波信号I，信号f2与三角载波信号比较得到方波信号II，方波信号I和方波信号II进行“或”操作运算得到控制信号Q2和控制信号Q3；所述控制信号Q1和控制信号Q4的产生方法是：将信号f1和信号f2的幅值与三角载波的幅值进行比较，若信号f1、信号f2的幅值小于或等于三角载波信号的幅值输出高电平、否则输出低电平，信号f1与三角载波比较得到方波信号III，信号f2与三角载波信号比较得到方波信号IV，方波信号III和方波信号IV进行“与”操作运算得到控制信号Q1和控制信号Q4。
所述步骤四中生成参考数值脉冲的方法为：将预调制的两个不同频率、不同幅值的正弦波在数值上相叠加生成合成波，再利用高频三角载波与新合成的合成波在数值上相比较，当合成波幅值大于等于高频三角载波幅值时，输出为高电平，否则输出为低电平，从而得到用于消除误差的数值脉冲。
与现有技术相比，本发明的有益效果：
1、本发明可任意调节预调制的输出频率，并可对各个频率的幅值进行分别调节，进而实现对预调制频率的含量进行控制和调节。
2、具有可扩展性，可以实现两个及两个以上频率的应用需求，并可对预调制的输出频率、幅值等进行在线调节，可用于实时系统。
3、产生的双频输出信号的幅值、频率与期望值接近，效果好，非期望谐波基本被消除干净。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明功率信号发生电路的原理框图。
图2为本发明全桥逆变器及其控制信号的连接图。
图3为本发明中参考数值脉冲生成的流程图。
图4为本发明全桥逆变器的控制信号的脉冲组合配置原理图，其中，(a)为控制信号G2和G3，(b)为控制信号G1和G4。
图5为本发明控制信号G2和G3及方波信号f1和f2的波形图。
图6为本发明控制信号G1和G4及方波信号f1和f2的波形图。
图7为本发明中冲量等效原理操作的示意图，其中，(a)为参考数值脉冲波形，(b)为采用Buck-Boost调压的全桥逆变器的脉冲控制信号。
图8为不采用冲量等效原理输出电压的傅里叶频谱分析图。
图9为本发明采用冲量等效原理输出电压的傅里叶频谱分析图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
一种单逆变器输出双频方波的方法，其步骤如下：
步骤一：搭建功率信号发生电路，其是基于对任意预调制频率(如：f1、f2)的方波信号处理的双频功率信号发生电路。如图1所示，功率信号发生电路包括直流电源、Buck-Boost变换器、全桥逆变器。Buck-Boost变换器即升降压斩波电路的输入端与直流电源相连接，其输出端与全桥逆变器相连接；全桥逆变器的主电路的功率开关管分别与控制信号相连接。
步骤二：将两个预调制频率的正弦信号分别与三角载波信号进行幅值比较，得到两组不同的控制信号。
将预调制频率的正弦信号(频率为f1和f2)分别与三角载波信号进行比较，所得的方波信号分别进行“与”或“或”逻辑操作，从而得到两组控制信号，其中G1和G4为一组，G2和G3为一组。每一组的两个信号波形一致，并与另一组信号互补，如图5和图6所示。所述三角载波信号、预调制频率(f1和f2)的正弦信号均可通过对应的波形发生器产生获得。
一组控制信号包括控制信号G2和控制信号G3，控制信号G2和控制信号G3的波形相同；另一组控制信号包括控制信号G1和控制信号G4，控制信号G1和控制信号G4的波形相同、且与控制信号G2和控制信号G3的波形互补。如图2所示，控制信号G1与全桥逆变器的主电路的功率开关管Q1的栅极相连接，控制信号G2与功率开关管Q2的栅极相连接，控制信号G3与功率开关管Q3的栅极相连接，控制信号G4与功率开关管Q4的栅极相连接，所述功率开关管Q1与功率开关管Q2串联连接，功率开关管Q3与功率开关管Q4串联连接，即功率开关管Q1与功率开关管Q2串联之后的支路与功率开关管Q3与功率开关管Q4串联之后的支路并联连接，从而形成桥式结构。功率开关管Q1和功率开关管Q3均与电源的正极相连接，功率开关管Q2和功率开关管Q4均与电源的负极相连接。功率开关管Q1与功率开关管Q2的中点为输出端A，功率开关管Q3与功率开关管Q4的中点为输出端B，即功率开关管Q1的源极与功率开关管Q2的漏极相连接，功率开关管Q3的源极与功率开关管Q4的漏极相连接，功率开关管Q2和功率开关管Q4的源极均与电源的负极相连接，功率开关管Q1和功率开关管Q3的漏极均与电源的正极相连接。所述功率开关管Q1～Q4的两端即漏极与源极之间均并联有体二极管D1～D4。
当控制信号G1～G4电平为高电平时，对应连接的功率开关管Q1～Q4导通，当控制信号G1～G4电平为低电平时，对应连接的功率开关管Q1～Q4被关断。
如图4所示，所述控制信号G2和控制信号G3的产生方法是：将信号f1、f2分别与三角载波进行比较，从而获得对应的方波脉冲信号。比较的原则为：将信号f1和信号f2的幅值与三角载波的幅值进行比较，若t时刻的正弦信号f1和正弦信号f2的幅值大于或等于该时刻三角载波信号所对应的幅值(即：Mf1t≥Mt，Mf2t≥Mt，其中，Mf1t、Mf2t分别为t时刻正弦信号f1、f2的幅值，Mt为t时刻三角载波信号的幅值)输出高电平，否则输出低电平，信号f1与三角载波比较得到方波信号I，信号f2与三角载波信号比较得到方波信号II，方波信号I和方波信号II进行“或”操作运算得到控制信号G2和控制信号G3，如图4(a)所示。
所述控制信号G1和控制信号G4的产生方法是将信号f1和信号f2的幅值与三角载波的幅值进行比较，若t时刻的正弦信号f1和正弦信号f2的幅值小于或等于该时刻三角载波信号所对应的幅值(即：Mf1t≤Mt，Mf2t≤Mt，其中Mf1t、Mf2t分别为t时刻正弦信号f1、f2的幅值，Mt为t时刻三角载波信号的幅值)输出高电平，否则输出低电平，信号f1与三角载波比较得到方波信号III，信号f2与三角载波信号比较得到方波信号IV，方波信号III和方波信号IV进行“与”操作运算得到控制信号G1和控制信号G4，如图4(b)所示。所述“或”操作运算、“与”操作运算可通过“或电路”和“与电路”实现。
在信号f1、f2分别与三角载波进行比较的过程中，三角载波信号的峰峰值与被比较的信号f1和信号f2的峰峰值保持一致，且三角载波信号的频率远大于信号f1和信号f2的频率。理论上来说越大越好，但考虑最终得到的方波脉冲控制信号G1～G4是用以驱动全桥逆变器中的功率开关管，过高的开关频率会增加功率开关管的开关损耗，同时对功率开关管的性能提出了更高的要求，因此三角载波信号的频率也不宜无限制的拔高。在实际应用中一般将三角载波信号的频率设置为最大预输出信号频率的5倍左右，就可以得到比较理想的输出。
步骤三：将步骤二中的两组控制信号输入脉冲逻辑组合模块，所得的输出信号驱动全桥逆变器的主电路的功率开关管，从而使全桥逆变器输出含有期望的多频方波信号；
当控制信号电平为高电平时，对应连接的功率开关管导通，当控制信号电平为低电平时，对应连接的功率开关管被关断，从而在全桥逆变器输出侧得到包含预调制频率的方波信号。输出端A-B分别输出两个预调制频率的方波信号，即分别是信号f1和信号f2的频率。
为了验证本发明提出的使用单逆变器输出双频正弦波信号的方法的可行性和有效性，基于上述实施方式在Matlab/Simulink中搭建了仿真模型。在该仿真模型中，设置正弦信号f1频率为100kHz，幅值为0.5V；正弦信号f2频率为900kHz(可看作正弦信号f1的第9次谐波)，幅值为0.5V；三角载波信号频率为5MHz，幅值为1V。得到如图5、图6中的控制信号G1、G2、G3、G4，其中G1与G4波形一致，并与G2、G3互补；图中f1方波I和III、f2方波I和IV分别是正弦信号f1、f2与三角载波信号进行幅值比较后产生的对应频率的方波信号。
图8是在该参数模式下对仿真模型中全桥逆变器输出的方波信号进行傅里叶分析得到的方波信号的频谱图。从图8中可以看出在基波f1(100kHz)及第9次谐波f2(900kHz)处幅值最大且相等，但非期望谐波较多且在目标频率附近的非期望谐波幅值较高。
步骤四：将步骤二中两个期望的不同频率、不同幅值的正弦波进行数值求和运算，然后与三角载波进行数值比较运算，生成用于消除误差的参考数值脉冲；
步骤五：根据冲量等效原理，将步骤三中全桥逆变器的多频方波信号的每一个脉冲与步骤四中的参考数值脉冲进行实时比较计算，得到全桥逆变方波信号的每一个脉冲时刻所需的直流电压幅值；
步骤六：根据步骤五计算得到的每一个脉冲时刻所需的直流电压幅值，实时调节Buck-Boost变换器的占空比β，直至下一个脉冲时刻到来，返回步骤五。
为了达到减小双频输出误差、更好地消除非期望谐波的效果，利用冲量等效原理进一步降低谐波含量。利用图3所提供的思路生成用于参考的数值脉冲：通过将预调制的两个不同频率、不同幅值的正弦波(f1、f2)在数值上相叠加生成合成波，再利用高频三角载波与新合成波在数值上相比较，当新合成波幅值大于等于高频三角载波幅值时，输出为高电平，否则输出为低电平，从而得到用于参考的数值脉冲。步骤四中所采用的正弦波(f1、f2)与步骤二中的正弦波(f1、f2)的频率、幅值均相等。
步骤四中得到的脉冲波的局部放大见图7(a)，步骤二得到的全桥逆变器控制脉冲信号局部放大见图7(b)。通过计算图7(a)中第N个脉冲的面积(脉冲持续时长×脉冲幅值，tn×Vdc)，后利用冲量等效原理，求出图7(b)中第N个脉冲需要的直流电压，αVdc＝tn×Vdc/t'n。
利用公式αVdc＝β×Vdc/(1-β)，调节Buck-Boost变换器的占空比β，得到步骤五中求出的图7(b)中第N个脉冲需要的直流电压αVdc，并保持电压直至第N+1个脉冲到来。在此基础上重复步骤五、步骤六操作。
图9是在上述参数模式下利用冲量等效原理实时调节直流电压幅值后，对全桥逆变器输出的电压方波进行傅里叶分析得到的频谱图。从图9中可以看出在基波f1(100kHz)及第9次谐波f2(900kHz)处幅值最大且相等，其余非期望谐波均被极大削弱，得到的频谱图整体干净，效果良好。由于逆变器输出电压频谱中同时包含了频率f1和频率f2，因此本实施例可实现利用一个逆变器同时输出两个频率之目的。
本发明利用两个不同频率、不同幅值的正弦波(f1、f2)先叠加后载波的思路生成用于参考的数值脉冲。运用冲量等效原理将全桥逆变信号的每一个脉冲与参考数值脉冲进行实时比较计算得到全桥逆变信号的每一个脉冲时刻所需的直流电压幅值。
本发明利用冲量等效原理，利用公式αVdc＝β×Vdc/(1-β)，在全桥逆变器控制脉冲信号的每个脉冲的上升沿/下降沿调节Buck-Boost变换器的占空比β，从而得到每个脉冲需要的直流电压幅值αVdc，并保持该电压幅值直至下一个脉冲到来。通过该种脉冲等面积原则达到减小双频输出误差、更好地消除非期望谐波的效果。
本发明提供了一种基于单逆变器的双频正弦波脉冲配置方法以实现任意两个频率信号的同时输出，可用于现有的近场磁耦合式无线电能传输系统中无线充电发射器和无线充电接收器之间同时传输多个频率，可解决现有技术无法满足多频率、多负载用户的需求问题，亦可解决感应加热应用中感应线圈内单一频率的感应电流无法处理表面复杂几何形状的加热工件问题，从而提高工件的加工质量。本发明通过实时调节逆变器输入直流侧电压来抵消由于脉冲宽度不精确而引入的谐波误差。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种单逆变器产生并输出双频正弦波的方法，其特征在于，其步骤如下：
步骤一：搭建功率信号发生电路，功率信号发生电路包括直流电源、Buck-Boost变换器和全桥逆变器，Buck-Boost变换器的输入端与直流电源相连接，Buck-Boost变换器的输出端与全桥逆变器相连接；全桥逆变器的主电路的功率开关管分别与控制信号相连接；
步骤二：将两个预调制频率的正弦信号分别与三角载波信号进行幅值比较，得到两组不同的控制信号；
步骤三：将步骤二中的两组控制信号输入脉冲逻辑组合模块，所得的输出信号驱动全桥逆变器的主电路的功率开关管，从而使全桥逆变器输出含有期望的多频方波信号；
步骤四：将步骤二中两个期望的不同频率、不同幅值的正弦波进行数值求和运算，然后与三角载波进行数值比较运算，生成用于消除误差的参考数值脉冲；
步骤五：根据冲量等效原理，将步骤三中全桥逆变器的多频方波信号的每一个脉冲与步骤四中的参考数值脉冲进行实时比较计算，得到全桥逆变方波信号的每一个脉冲时刻所需的直流电压幅值；
步骤六：根据步骤五计算得到的每一个脉冲时刻所需的直流电压幅值，实时调节Buck-Boost变换器的占空比β，直至下一个脉冲时刻到来，返回步骤五。
2.根据权利要求1所述的单逆变器产生并输出双频正弦波的方法，其特征在于，所述全桥逆变器的控制信号通过将预调制频率的正弦信号分别与三角载波信号的幅值进行比较后产生的方波信号进行“与”或“或”逻辑操作产生；所述预调制频率的正弦信号包括频率不同的信号f1和信号f2。
3.根据权利要求1或2所述的单逆变器产生并输出双频正弦波的方法，其特征在于，一组控制信号包括控制信号G2和控制信号G3，控制信号G2和控制信号G3的波形相同，另一组控制信号包括控制信号G1和控制信号G4，控制信号G1和控制信号G4的波形相同、且与控制信号G2和控制信号G3的波形互补，控制信号G1与全桥逆变器的主电路的功率开关管Q1相连接，控制信号G2与功率开关管Q2相连接，控制信号G3与功率开关管Q3相连接，控制信号G4与功率开关管Q4相连接，所述功率开关管Q1与功率开关管Q2串联连接，功率开关管Q3与功率开关管Q4串联连接，功率开关管Q1和功率开关管Q3均与电源的正极相连接，功率开关管Q2和功率开关管Q4均与电源的负极相连接，功率开关管Q1与功率开关管Q2的中点为输出端A，功率开关管Q3与功率开关管Q4的中点为输出端B。
4.根据权利要求3所述的单逆变器产生并输出双频正弦波的方法，其特征在于，所述控制信号G2和控制信号G3的产生方法是：将信号f1和信号f2的幅值与三角载波的幅值进行比较，若信号f1、信号f2的幅值大于或等于三角载波信号的幅值输出高电平，否则输出低电平，信号f1与三角载波比较得到方波信号I，信号f2与三角载波信号比较得到方波信号II，方波信号I和方波信号II进行“或”操作运算得到控制信号Q2和控制信号Q3；所述控制信号Q1和控制信号Q4的产生方法是：将信号f1和信号f2的幅值与三角载波的幅值进行比较，若信号f1、信号f2的幅值小于或等于三角载波信号的幅值输出高电平、否则输出低电平，信号f1与三角载波比较得到方波信号III，信号f2与三角载波信号比较得到方波信号IV，方波信号III和方波信号IV进行“与”操作运算得到控制信号Q1和控制信号Q4。
5.根据权利要求1或4所述的单逆变器产生并输出双频正弦波的方法，其特征在于，所述步骤四中生成参考数值脉冲的方法为：将预调制的两个不同频率、不同幅值的正弦波在数值上相叠加生成合成波，再利用高频三角载波与新合成的合成波在数值上相比较，当合成波幅值大于等于高频三角载波幅值时，输出为高电平，否则输出为低电平，从而得到用于消除误差的数值脉冲。
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114070086A (zh) * 2021-10-28 2022-02-18 西安理工大学 一种任意双频感应加热主电路的工作方法
CN114070114A (zh) * 2021-10-27 2022-02-18 西安理工大学 基于全桥逆变电路的双频感应加热电压信号的产生方法
CN114597900A (zh) * 2022-01-27 2022-06-07 西安理工大学 提高感应加热输出电压信号双频含量的优化设计方法
CN114867142A (zh) * 2022-05-18 2022-08-05 重庆大学 用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法
CN116351686A (zh) * 2023-04-04 2023-06-30 重庆科技学院 一种可变压可变频超声清洗机发生器及控制方法
CN114597900B (zh) * 2022-01-27 2024-05-10 西安理工大学 提高感应加热输出电压信号双频含量的优化设计方法

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070152929A1 (en) * 2005-12-30 2007-07-05 Chun-Kong Chan Device and method for generating synchronous double-frequency signal
CN103607104A (zh) * 2013-11-22 2014-02-26 乐金电子研发中心(上海)有限公司 一种正弦波调制电路及调制方法
CN105262362A (zh) * 2015-11-09 2016-01-20 南通大学 高增益Buck-Boost集成式逆变器及控制方法
CN106253643A (zh) * 2016-07-28 2016-12-21 东南大学 一种基于辅助环储能系统的双频载波移相pwm控制方法
CN112072663A (zh) * 2020-09-10 2020-12-11 武汉大学 基于新型小波脉冲宽度调制的谐波控制方法及应用
CN112072943A (zh) * 2019-11-27 2020-12-11 中国船舶重工集团公司第七一九研究所 一种消除奇数次开关谐波的h桥型逆变电源pwm调制方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070152929A1 (en) * 2005-12-30 2007-07-05 Chun-Kong Chan Device and method for generating synchronous double-frequency signal
CN103607104A (zh) * 2013-11-22 2014-02-26 乐金电子研发中心(上海)有限公司 一种正弦波调制电路及调制方法
CN105262362A (zh) * 2015-11-09 2016-01-20 南通大学 高增益Buck-Boost集成式逆变器及控制方法
CN106253643A (zh) * 2016-07-28 2016-12-21 东南大学 一种基于辅助环储能系统的双频载波移相pwm控制方法
CN112072943A (zh) * 2019-11-27 2020-12-11 中国船舶重工集团公司第七一九研究所 一种消除奇数次开关谐波的h桥型逆变电源pwm调制方法
CN112072663A (zh) * 2020-09-10 2020-12-11 武汉大学 基于新型小波脉冲宽度调制的谐波控制方法及应用

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
方堃等: "变换器中双频变换理论研究综述", 《电网技术》 *

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114070114A (zh) * 2021-10-27 2022-02-18 西安理工大学 基于全桥逆变电路的双频感应加热电压信号的产生方法
CN114070114B (zh) * 2021-10-27 2024-01-26 西安理工大学 基于全桥逆变电路的双频感应加热电压信号的产生方法
CN114070086A (zh) * 2021-10-28 2022-02-18 西安理工大学 一种任意双频感应加热主电路的工作方法
CN114070086B (zh) * 2021-10-28 2024-01-16 西安理工大学 一种任意双频感应加热主电路的工作方法
CN114597900A (zh) * 2022-01-27 2022-06-07 西安理工大学 提高感应加热输出电压信号双频含量的优化设计方法
CN114597900B (zh) * 2022-01-27 2024-05-10 西安理工大学 提高感应加热输出电压信号双频含量的优化设计方法
CN114867142A (zh) * 2022-05-18 2022-08-05 重庆大学 用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法
CN114867142B (zh) * 2022-05-18 2023-02-14 重庆大学 用于同步双频感应加热电源输出功率的解耦调节方法
CN116351686A (zh) * 2023-04-04 2023-06-30 重庆科技学院 一种可变压可变频超声清洗机发生器及控制方法

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