CN104104252A - 单级可升降压双Boost逆变器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单级可升降压双Boost逆变器，包括Boost1升压电路、Boost1旁路开关管、包括Boost2升压电路、Boost2旁路开关管。还公开了该逆变器的控制方法，在正弦波的正半周期，控制Boost1升压电路与其旁路开关管工作，处于升压状态；正弦波的负半周期，控制Boost2升压电路与其旁路开关管工作，处于升压状态。在相同电压增益的情况下，本发明使开关管电压、电流应力更小、开关管导通总时间减少，导通损耗降低。电感电流纹波降低，减少了电感的铜耗和铁耗。旁路开关管的工频切换，为正负半周电路的电流提供回路，减小了传统双Boost逆变器中环流的导通损耗，提升了双Boost逆变器的效率。

Description

单级可升降压双Boost逆变器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种单级可升降压双Boost逆变器及其控制方法，属于电力电子变换器的技术领域。

背景技术

新能源由于受环境等因素的影响，其输出电压范围宽，需要通过升降压逆变装置将其逆变成可用的稳定交流电压。传统的逆变器当直流侧电压低于输出的交流电压时，需要在逆变器的前级加入升压变换器以达到升压功能。但两级式功率变换使系统结构复杂且影响效率。通过工频变压器升压，存在工频变压器笨重、体积庞大等缺陷。

单级功率变换器的逆变器有利于功率密度和效率的提升。单级式逆变器具有功率级只有一级，效率高，体积小等优点。双Boost变换器的逆变器。采用两组独立对称的双向DC/DC变换器差动输出，得到纯正弦交流电压。常见的调制方式是使两组Boost变换器各输出一路相差180°带直流偏置的电压，经差动输出得到可升降压的交流输出电压。这种调制方式下变换器所有功率开关在整个工频周期内均处于高频调制状态，且电感电流大、开关管电压电流应力也较大，导致电感损耗、开关管通态损耗与开关损耗增加，同时整个变换器存在内部环流，不利于效率的提升。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种单级可升降压双Boost逆变器，包括Boost1升压单元及Boost2升压单元，通过增加Boost1旁路开关管、Boost2旁路开关管，构成六个开关管组成的双Boost逆变器，还公开了该单级可升降压双Boost逆变器的控制方法，使得两组Boost升压单元与其旁路开关管分时间歇工作，两组各产生一路相差180°带直流偏置的半周期的正弦半波，降低了开关管电压、电流应力，降低电感电流纹波，消除了变换器内部环流，提升了双Boost逆变器的系统效率。

本发明为解决上述技术问题，采用如下技术方案：

单级可升降压双Boost逆变器，包括Boost1升压单元、Boost2升压单元，所述Boost1升压单元包括第一开关管、第二开关管、第一电感、第一电容，Boost2升压单元包括第三开关管、第四开关管、第二电感、第二电容，第一电感、第一电容、第二电感、第二电容均包括第一端、第二端，其中，第一电感的第一端、第二电感的第一端与直流电源的正极连接；所述第一电感的第二端分别与第一开关管的输入端、第二开关管的输出端连接；第一开关管的输出端分别与第三开关管的输出端、第一电容的第二端、第二电容的第二端连接；所述第二电感的第二端分别与第三开关管的输入端、第四开关管的输出端连接；所述第四开关管的输入端与第二电容的第一端连接；第一电容的第一端作为该逆变器的第一输出端；第二电容的第一端作为该逆变器的第二输出端；还包括Boost1旁路开关管、Boost2旁路开关管，Boost1旁路开关管的输入端与该逆变器的第一输出端连接、Boost1旁路开关管的输出端与第一电感的第一端连接；Boost2旁路开关管的输入端与该逆变器的第二输出端连接、Boost2旁路开关管的输出入端与第二电感的第一端连接。

所述逆变器中的所有开关管的输入端、输出端之间均并联二极管，二极管的阳极与开关管的输出端连接，二极管的阴极与开关管的输入端连接。

在正弦波的正半周期内，控制第四开关管、Boost2旁路开关管导通，第三开关管、Boost1旁路开关管关断，第一开关管、第二开关管互补导通；在正弦波的负半周期内，控制第二开关管、Boost1旁路开关管导通，第一开关管、Boost2旁路开关管关断，第三开关管、第四开关管互补导通。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

1)本文提出一种单级可升降压双Boost逆变器使得开关管的电压应力与电感的电流应力比传统方式小。

2)通过半周期调制法，控制开关管半周期高频工作，旁路开关管工频切换，减少了变换器的开关损耗。同时其相比传统方式又减小了一定的导通损耗，消除了变换器的内部环流。

附图说明

图1为本发明单级可升降压双Boost逆变器。

图2为传统双Boost逆变器的调制方式示意框图。

图3为本发明单电感双Boost逆变器的调制方式示意图。

图4为本发明单级可升降压双Boost逆变器实验驱动波形。

图5为本发明单级可升降压双Boost逆变器开关管电压应力。

图6为本发明单级可升降压双Boost逆变器输入输出电压与电感电流。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明：

如图1所示，单级可升降压双Boost逆变器，包括Boost1升压单元、Boost2升压单元，所述Boost1升压单元包括第一开关管S1、第二开关管S2、第一电感L1、第一电容C1，Boost2升压单元包括第三开关管S3、第四开关管S4、第二电感L2、第二电容C2，第一电感L1、第一电容C1、第二电感L2、第二电容C2均包括第一端、第二端，其中，第一电感L1的第一端、第二电感L2的第一端与直流电源Vin的正极连接；所述第一电感L1的第二端分别与第一开关管S1的输入端、第二开关管S2的输出端连接；第一开关管S1的输出端分别与第三开关管S3的输出端、第一电容C1的第二端、第二电容C2的第二端连接；所述第二电感L2的第二端分别与第三开关管S3的输入端、第四开关管S4的输出端连接；所述第四开关管S4的输入端与第二电容C2的第一端连接；第一电容C1的第一端作为该逆变器的第一输出端；第二电容C2的第一端作为该逆变器的第二输出端；还包括Boost1旁路开关管S5、Boost2旁路开关管S6，Boost1旁路开关管S5的输入端与该逆变器的第一输出端连接、Boost1旁路开关管S5的输出端与第一电感L1的第一端连接；Boost2旁路开关管S6的输入端与该逆变器的第二输出端连接、Boost2旁路开关管S6的输出入端与第二电感L2的第一端连接。

所述逆变器中的所有开关管的输入端、输出端之间均并联二极管，二极管的阳极与开关管的输出端连接，二极管的阴极与开关管的输入端连接。

常见的调制方式是使两组Boost变换器各输出一路相差180°带直流偏置的电压，经差动输出得到可升降压的交流输出电压。使Boost1与Boost2同时处于升压状态，所以四个开关管均处于高频开关状态，如图2所示的传统双Boost逆变器调制示意图。通过相应的控制逻辑使得两组的输出电压满足：

$V_{o1}\left(t\right)=V_{\mathrm{dc}}+\frac{1}{2}\×U_m\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)---\left(1\right)$

$V_{o2}\left(t\right)=V_{\mathrm{dc}}+\frac{1}{2}\×U_m\×\sin (\mathrm{wt}-\mathrm{\π})---\left(2\right)$

$V_{\mathrm{dc}}\≥V_{\mathrm{in}}+\frac{U_m}{2}---\left(3\right)$

$V_{o1}=V_{o2}=\frac{1}{1-D}\×V_{\mathrm{in}}---\left(4\right)$

其中V_dc为直流偏置电压，U_m为期望输出电压峰值，V_o1为得Boost1的输出电压，V_o2为Boost2的输出电压，V_in为直流电源电压。

联立上式推得Boost1与Boost2的占空比变化规律：

$D_1\left(t\right)=\frac{\frac{U_m}{2}+\frac{U_m}{2}\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}{V_{\mathrm{in}}+\frac{U_m}{2}+\frac{U_m}{2}\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}---\left(5\right)$

$D_2\left(t\right)=\frac{\frac{U_m}{2}-\frac{U_m}{2}\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}{V_{\mathrm{in}}+\frac{U_m}{2}-\frac{U_m}{2}\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}---\left(6\right)$

那么通过调制占空比使得Boost1与Boost2的占空比分别按D₁(t)和D₂(t)的规律变化，可使得传统调制方式的输出电压为：

V_o(t)＝V_o1(t)-V_o2(t)＝U_m×sin(wt)   (7)

本发明单级可升降压双Boost逆变器采用分时控制的方法使得输出交流电的任一半波期间内只有一路Boost升压单元处于高频开关状态，另一路则处于工频切换状态。在正弦交流电压的正半周期内，控制S1开关管处于高频开关状态时，开关管S2与开关管S1信号互补导通,开关管S6导通，该路Boost1升压单元处于升压状态，使该路输出电压为一带直流偏置的半周期正弦半波。另一路升压单元则处于工频切换状态，即开关管S3与S5关断，开关管S4导通，该路输出电压则为输入直流电压。

正弦交流电压的负半周期内两路Boost升压单元的控制逻辑与正弦交流电压正半周期的互换，使得Boost2升压单元输出为一带直流偏置的正弦半波电压。即在输出正弦交流电压的负半周期期间内，开关管S3处于高频开关状态时，开关管S4与S3信号互补,开关管S5导通，该路DC/DC(Boost2)单元处于升压状态，使该路输出电压为一带直流偏置的半周期正弦半波。另一路升压单元则处于工频切换状态，即开关管S1与S6关断，开关管S2导通，该路输出电压则为输入直流电压。在负载端两路输出电压经差动输出，则在负载上得到一工频正弦交流电压。所以整个变换器的增益与单个Boost是相同的。即：

$\mathrm{Vo}=\frac{1}{1-D}\×V_{\mathrm{in}}---\left(8\right)$

其中，Vo为逆变器的输出电压，D为Boost电路的占空比。

同时要求处于升压的单元单路输出电压在工频半周期内满足：

Vo(t)＝U_m×sin(wt)+V_in(9)

联合上式可得：

$D\left(t\right)=\frac{U_m\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}{V_{\mathrm{in}}+U_m\×\sin \left(\mathrm{wt}\right)}---\left(10\right)$

所以分时使得Boost1升压单元与Boost2升压单元的占空比按式(10)变化，可使输出电压得到期望的正弦交流电压，如图3所示的为本电路的调制示意图。图4为本电路开关管的调制信号，纵坐标从上到下依次为开关管S1、S2、S6的驱动信号，图5的纵坐标依次为开关管S1、S2、S6的集射电压，图6纵坐标从上到下依次为输入直流电压，输出交流电压，以及电感L1电流。

Claims (3)

1.单级可升降压双Boost逆变器，包括Boost1升压单元、Boost2升压单元，所述Boost1升压单元包括第一开关管、第二开关管、第一电感、第一电容，Boost2升压单元包括第三开关管、第四开关管、第二电感、第二电容，第一电感、第一电容、第二电感、第二电容均包括第一端、第二端，其中，第一电感的第一端、第二电感的第一端与直流电源的正极连接；所述第一电感的第二端分别与第一开关管的输入端、第二开关管的输出端连接；第一开关管的输出端分别与第三开关管的输出端、第一电容的第二端、第二电容的第二端连接；所述第二电感的第二端分别与第三开关管的输入端、第四开关管的输出端连接；所述第四开关管的输入端与第二电容的第一端连接；第一电容的第一端作为该逆变器的第一输出端；第二电容的第一端作为该逆变器的第二输出端；其特征在于：还包括Boost1旁路开关管、Boost2旁路开关管，Boost1旁路开关管的输入端与该逆变器的第一输出端连接、Boost1旁路开关管的输出端与第一电感的第一端连接；Boost2旁路开关管的输入端与该逆变器的第二输出端连接、Boost2旁路开关管的输出入端与第二电感的第一端连接。

2.根据权利要求所述的单级可升降压双Boost逆变器，其特征在于：所述逆变器中的所有开关管的输入端、输出端之间均并联二极管，二极管的阳极与开关管的输出端连接，二极管的阴极与开关管的输入端连接。

3.基于权利要求1所述的单级可升降压双Boost逆变器的控制方法，其特征在于：在正弦波的正半周期内，控制第四开关管、Boost2旁路开关管导通，第三开关管、Boost1旁路开关管关断，第一开关管、第二开关管互补导通；在正弦波的负半周期内，控制第二开关管、Boost1旁路开关管导通，第一开关管、Boost2旁路开关管关断，第三开关管、第四开关管互补导通。