CN111404200B - 含电弧炉的配网电压畸变时光伏并网变流器锁相控制方法 - Google Patents
含电弧炉的配网电压畸变时光伏并网变流器锁相控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种含电弧炉的配网电压畸变时光伏并网变流器锁相控制方法，属于光伏并网发电技术领域，为了能够更好的验证光伏并入含高比例电弧炉配网中光伏并网变流器中锁相环控制方法的有效性，分别建立了电弧炉负荷模型、含MPPT的光伏阵列模型，并且以实际电网系统为参考构建出系统仿真模型，本发明采用含理想低通滤波器的自调节的双SOGI(MAF‑SASOGI)的锁相控制方法，实现在配网电压严重畸变时，光伏发电系统仍能够有效并网。
Description
技术领域
本发明属于光伏并网发电技术领域，具体涉及一种含电弧炉的配网电压畸变时光伏并网变流器锁相控制方法。
背景技术
随着化石燃料储备的枯竭，可再生能源(RES)将成为发电中越来越重要的部分。在现有的RES技术中，太阳能因其无处不在，免费且对环境友好而成为最有前途的选择。正是基于太阳能的种种优点使得光伏(PV)系统在发达国家和发展中国家越来越广泛。然而随着各国经济的迅猛发展，用电负荷增长非常迅速，特别是交流电弧炼钢炉类冲击性负荷的广泛应用使得部分配网电压发生畸变，严重影响了光伏系统的有效并网，给光伏系统的应用带来了巨大的挑战。虽然国际电工组织的IEEE std.1547以及中国国标GB/T 14549-93等电网规范，均允许工业电网中存在一定比例的谐波。但是在电网电压畸变条件下，以理想电网电压为约束条件设计的光伏并网变流器中的锁相环部分将不再准确锁相，这使得并网电流谐波含量可能超出IEEE Std.1547-2和IEEE Std.1547-4的标准允许的范围，进一步污染电网和破坏电网的运行稳定性。
发明内容
本发明的目的是针对部分配电网中含有大量电弧炉类非线性负荷而引起电网电压畸变导致光伏系统不能有效并网的问题，提出了一种含电弧炉的配网电压畸变时光伏并网变流器锁相控制方法，实现在配网电压严重畸变时，光伏发电系统仍能够有效并网。
为实现上述目的，本发明采用如下方案：本发明提出了一种含电弧炉的配网电压畸变时光伏并网变流器锁相控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤一、建立电弧炉负荷模型：
所述电弧炉负荷模型为
其中u为电弧电压；i为电弧电流，电弧电流为输入电弧炉的正弦电流，i＝ImSin(2πft)，Im为输入电弧炉电流的最大瞬时值；g为电弧电导；
步骤二、建立光伏阵列模型：
光伏阵列模型的电压-电流特性表达式：
根据光伏阵列的最大功率点跟踪MPPT技术，C1、C2、dI和dU表示为：
其中，Uoc与Isc分别为光伏组件原始开路电压和短路电流，分别取值为45V和5.5A；Um与Im分别为最大功率点电压和电流，分别取值为36V和5A；α与β分别为参考辐射强度下电流和电压温度变化系数，分别取值为0.003A/℃和0.0005V/℃；Rs为光伏组件的串联电阻，单位为Ω；Np与Ns分别为光伏阵列中光伏组件并联数和串联数，分别取值为20和12；G为光照强度，单位为W/m2；Gref为参考光照强度，取值为1000W/m2；Tc为光照温度，单位℃；Tref为参考光照温度取值为25℃；Ipv为光伏电流，单位kA；Upv为光伏电压，单位kv；C1表示电流修正系数；C2表示电压修正系数；
光伏阵列在任意太阳辐射强度及环境温度下的输出功率为：
P＝UpvIpv(1-Kloss)
式中，Kloss为光伏阵列中光伏组件串并联损耗系数，取值为0.2；Upv为光伏电压，单位kv；Ipv为光伏电流，单位kA；
步骤三、建立光伏并网变流器模型：
采用DC/DC与DC/AC级联光伏并网结构，根据基尔霍夫定律建立电压源变换器回路方程为：
式中uga、ugb、ugc为三相电网电压，单位为kv；ua、ub、uc为逆变器输出三相电压，单位为kv；iLia、iLib、iLic为变流器侧滤波器的三相电感电流，单位为kA；iLoa、iLob、iLoc为三相并网电流，单位为kA；
在光伏并网变流器模型中，光伏侧先是根据光伏阵列Upv-Ipv、Upv-P特性及最大功率点跟踪特点列出其控制方程：
并通过所述控制方程对Boost电路进行控制，得到直流侧电压；
其中kppv为光伏PI控制器的比例增益，取值为5；kipv为光伏PI控制器的积分增益，取值为0.02；Upv为通过光伏阵列输出的电压，单位为kv；Umppt为经过MPPT控制器后光伏在最大功率跟踪点处电压，单位为kv；S为复频域下的变量；mpv表示控制Boost电路的控制变量；
电网侧首先通过电压电流互感器分别获得并网电压和并网电流，并对其进行派克Park变换得到d轴光伏电流Idpv、q轴光伏电流Iqpv、d轴光伏电压Uqpv；同时将通过电压互感器得到的并网电压送至MAF-SASOGI锁相环，得到锁相角θ；然后通过PI控制器调整直流母线参考电压Udcpvref和直流母线电压udc的误差以生成d轴光伏参考电流Idpvref，再通过PI控制器调整Idpvref和Idpv以计算门控信号md；通过将无功参考功率Qpvref除以Udpv得到q轴光伏参考电流Iqpvref，然后通过PI控制器调整Iqpvref和Iqpv的误差以计算门控信号mq；方程为：
式中Idpv为d轴光伏电流，单位kA；Iqpv为q轴光伏电流，单位kA；ω0为无阻尼自然角频率,单位为rad/s；kpd为光伏d轴PI控制器的比例增益，取值为10；kid为光伏d轴PI控制器的积分增益，取值为0.005；kpq为光伏q轴PI控制器的比例增益，取值为10；
为光伏q轴PI控制器的积分增益，取值为0.01；Idpvref为d轴光伏参考电流，单位kA；Iqpvref为q轴光伏参考电流，单位kA；
最后将得到的锁相角θ和门控信号md、mq经过公式：
得到的控制信号送至正弦脉宽调制SPWM，实现对光伏并网变流器的控制；
mra、mrb、mrc分别为对SPWM中a，b，c三相进行控制的门控信号，π为常数，取值为3.14；
MAF-SASOGI锁相环为引入了自调节模块和含理想低通滤波器MAF的求差节点后的SOGI锁相环，MAF-SASOGI锁相环的锁相控制方法表达式：
MAF的复频域下的传递函数为：
式中Tω是MAF的窗口宽度，取Tω＝0.01s；
MAF-SASOGI带通滤波器表达式：
MAF-SASOGI低通滤波器的表达式：
式中kS是自调节系数，取值为10；K是阻尼系数，取值为1.414；S为复频域下的变量；ω0无阻尼自然角频率；D′(S)表示基于MAF-SASOGI下的带通滤波器；Q′(S)表示基于MAF-SASOGI下的低通滤波器；
加入自调节模块后，通过自调节系数kS获得一个和输入电压F(S)等幅同相且谐波含量少的输出电压F″(S)，并将该输出电压F″(S)作为输入送至带有含MAF的求差节点的SOGI锁相环；其中MAF使得输出的H″(S)除高次谐波；求差节点则滤除直流分量以及低次谐波，H″(S)表示为经过含MAF求差节点后输出的电压，最终得到α、β坐标系下的Fα″(S)、Hα″(S)、Fβ″(S)及Hβ″(S)电压分量；
将上述得到的电压分量代入
得到α、β轴上电压基波正序分量
以及负序分量/>
由于光伏发电系统的并网电压只与正序电压有关，将得到的正序电压通过反Clark变换，得到控制锁相环并网的三相电压uga、ugb、ugc，再将得到的三相电压送至基础锁相环中便得到准确的锁相角θ。
进一步，步骤一中，g＝r3/C3，r为电弧半径，r＝r(t)×Rx(t)，C3取值为2.75；
其中
其中Rx(t)在[0，1.5]内随机取值；r(t)为一个周期内t时刻电弧半径；C′1取值为5000，C′2取值为1；C3取值为2.75；Im为输入电弧炉电流的最大瞬时值；f电弧电流频率；C为电弧炉半径中的常数项，取值为0。
通过上述设计方案，本发明可以带来如下有益效果：本发明所提出的含电弧炉的配网电压畸变时光伏并网变流器锁相控制方法，在高比例电弧炉接入配电网中，光伏并网不但可以使锁相环完成精确锁相，通过降低光伏发电系统中的各次序谐波含量来优化并网电流，而且还可以改善光伏并网电压质量。
附图说明
以下结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的说明：
图1是并网变流器的控制模型图；
图2是常规锁相环原理图；
图3是基于SOGI的锁相环原理图；
图4是基于MAF-SASOGI的锁相环原理图；
图5是基于MAF-SASOGI锁相控制方法的α轴上的正负序电压波形图；
图6是光伏发电系统模型等效图；
图7是不同锁相控制方法的锁相角波形图；
图8是不同锁相控制方法的并网电流波形图；
图9是不同锁相控制方法的并网电压波形图；
图10是不同锁相控制方法的各次序谐波含量波形图。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明，下面结合具体实施例，进一步阐述本发明，本领域技术人员应当理解。下面所具体描述的内容是说明性的而非限制性的，不应以此限制本发明的保护范围，且本发明中未述及之处适用于现有技术。
需要理解的是，在本发明描述中，SOGI为二阶广义积分器，MAF-SASOGI为含理想低通滤波器的自调节的双SOGI积分器；
本发明通过将理论分析和实际电网情况相结合，进而提供一种锁相精确、快速、具有较高实用价值的一种含理想低通滤波器的自调节的双SOGI的锁相环的光伏并网变流器的锁相控制方法；最后，运用PSCAD/EMTDC软件平台自定义电弧炉仿真模块和光伏系统仿真模块，并通过仿真分析，来验证该控制方法的可行性。
1、模型设计：
(1)建立电弧炉负荷模型
电弧炉负荷相比于电网中其他负荷，其具有明显的非线性、冲击性、时变性等特性；电弧炉并入配网中，并网电压不但含有奇次谐波分量，而且还含有大量偶次谐波分量，电弧炉并网容量达到一定比例，对电网电压造成不可忽视的影响；本发明针对电弧炉负荷特性，构建电弧炉负荷模型；
根据电弧炉特性，采用通过解谐波域非线性微分方程的方法建立电弧炉负荷模型，电弧炉的电弧能量方程为：
其中，i为电弧电流，单位A；r为电弧半径，单位m；C′1为高次项修正系数，C′2为低次项修正系数，C3为常数项修正系数，n和m为可变参数；
当周围环境温度较高时，n＝0；当电弧弧长较长时，n＝1；当电弧弧长较短时，n＝2；m则随电弧半径的增大而分别选择等于0、1和2；C′1取值范围为4000～6000，C′2取值范围为0.5～1.5，C3取值范围为1.5～3；由欧姆定律可知，电弧炉模型中电弧电压为：
式中：g为电弧电导，由电弧半径r和常数项修正系数C3之间的关系可定义为：
由于配电网中电弧炉类型为电弧弧长较短，半径稍大型。因此结合实际情况取n＝2,m＝1，则方程(1)为：
解方程(4)，可得电弧炉的电弧半径随时间t变化的方程为：
式中Cm为对应电弧半径的初值，本发明中取其值为0；
此模型中所选取的电弧电流为输入电弧炉的正弦电流，方程为：
i＝ImSin(2πft) (6)
公式(6)中Im为输入电弧炉内电流的最大瞬时值；
将公式(6)带入公式(5)中，可得一个周期内电弧半径的表达式为：
C为电弧炉半径中的常数项，本发明中取值为0；
在电弧半径上增加一个随机函数，对电弧炉中起弧，塌料的随机性进行模拟，以确保该模型更加接近实际运行情况，随机电弧半径表达式为：
r＝r(t)×Rx(t) (8)
式中Rx(t)为随机函数；
本发明选用的电弧弧长较短，取n＝2,m＝1，C′1取值为5000，C′2取值为1，C3取值为2.75，Rx(t)在[0，1.5]内随机取值，对电弧炉运行特性进行分析；
在上述电弧炉负荷模型中，输入电弧炉的电流作为电弧炉负荷模型的输入量，电弧电压作为电弧炉负荷模型的输出量，其余变量为中间变量；
(2)建立光伏阵列模型
在任何温度下，光伏阵列Upv-Ipv方程为：
根据光伏阵列的最大功率点跟踪MPPT技术，在公式(9)中的C1、C2、dI和dU可以分别写成：
式中Uoc与Isc分别为光伏组件厂家提供的原始开路电压和短路电流，分别取值为45V和5.5A；Um与Im分别为最大功率点电压和电流，分别取值为36V和5A；α与β分别为参考辐射强度下电流和电压温度变化系数，分别取值为0.003A/℃和0.0005V/℃；Rs为光伏组件的串联电阻，单位为Ω；Np与Ns分别为光伏阵列中光伏组件并联数和串联数分别取值为20和12；G为光照强度，单位为W/m2；Gref为参考光照强度，取值为1000W/m2；Tc为光照温度，单位℃；Tref为参考光照温度取值为25℃；Ipv为光伏电流，单位kA；Upv为光伏电压，单位kv；C1表示电流修正系数；C2表示电压修正系数；
光伏阵列在任意太阳辐射强度及环境温度下的输出功率为：
P＝UpvIpv(1-Kloss) (11)
式中，Kloss为光伏阵列中光伏组件串并联损耗系数，取值为0.2；Upv为光伏电压，单位kv；Ipv为光伏电流，单位kA；
本发明采用的是基于增量电导法下的光伏阵列的最大功率点跟踪(MPPT)技术，在此将不做详细阐述；
(3)建立光伏并网变流器模型：
本发明采用DC/DC与DC/AC级联光伏并网结构，如图1所示，根据基尔霍夫定律建立电压源变换器(VSC)回路方程为：
式中：uga、ugb、ugc为三相电网电压，单位为kv；ua、ub、uc为逆变器输出三相电压，单位为kv；iLia、iLib、iLic为变流器侧滤波器的三相电感电流，单位为kA；iLoa、iLob、iLoc为三相并网电流，单位为kA；
在光伏并网变流器模型中，光伏侧先是根据光伏阵列Upv-Ipv、Upv-P特性及最大功率点跟踪(MPPT)特点列出其控制方程，如公式(13)所示，并通过该方程对Boost电路进行控制，得到直流侧电压；
式中kppv为光伏PI控制器的比例增益，取值为5；kipv为光伏PI控制器的积分增益，取值为0.02；Upv为通过光伏阵列输出的电压，单位为kv；Umppt为经过MPPT控制器后光伏在最大功率跟踪点处电压，单位为kv；S为复频域下的变量；mpv表示控制Boost电路的控制变量；
电网侧先是通过电压电流互感器分别获得并网电压和并网电流，并对其进行派克Park变换得到d轴光伏电流Idpv、q轴光伏电流Iqpv、d轴光伏电压Uqpv；与此同时将通过电压互感器得到的并网电压送至MAF-SASOGI锁相环，得到锁相角θ；然后通过PI控制器调整直流母线参考电压Udcpvref和直流母线电压udc的误差以生成d轴光伏参考电流Idpvref，再通过PI控制器调整Idpvref和Idpv以计算门控信号md；通过将无功参考功率Qpvref除以Udpv得到q轴光伏参考电流Iqpvref，然后通过PI控制器调整Iqpvref和Iqpv的误差以计算门控信号mq；可列方程为：
式中：Idpv为d轴光伏电流，单位kA；Iqpv为q轴光伏电流，单位kA；ω0为无阻尼自然角频率,单位为rad/s；kpd为光伏d轴PI控制器的比例增益，取值为10；kid为光伏d轴PI控制器的积分增益，取值为0.005；kpq为光伏q轴PI控制器的比例增益，取值为10；
为光伏q轴PI控制器的积分增益，取值为0.01；Idpvref为d轴光伏参考电流，单位kA；Iqpvref为q轴光伏参考电流，单位kA；
最后将得到的锁相角θ和门控信号md、mq经过公式(15))得到的控制信号送至正弦脉宽调制(SPWM)便可实现对光伏并网变流器的控制；
式中：mra、mrb、mrc分别为对SPWM中a，b，c三相进行控制的门控信号，π为常数，取值为3.14。
2、在含电弧炉配电网中光伏并网变流器的锁相控制方法
本发明采用的含理想低通滤波器的自调节的双SOGI的锁相控制方法，克服了传统锁相环在配网电压畸变时，因不能准确锁相而导致并网电流严重畸变，电网电压受到二次污染和基于SOGI下的锁相控制方法在配网电压畸变十分严重(其中包含大量的奇次谐波和偶次谐波)时，因分离出来的正序电压中仍存在较大的谐波分量而影响光伏并网等弊端。基于MAF-SASOGI下的锁相环的锁相控制方法是以如图2所示的基础锁相环的基本原理和如图3所示的SOGI锁相环的基本原理为基础，并对其各自的缺点进行改进后而提出来的。
图4表示的是引入了自调节模块和含理想低通滤波器(MAF)的求差节点后的锁相环的控制方法。该锁相控制方法下的各模块表达式如下所示：
其中MAF的复频域下的传递函数为：
可以简化为：
式中Tω是MAF的窗口宽度，本文中取Tω＝0.01s；
MAF-SASOGI带通滤波器表达式：
MAF-SASOGI低通滤波器的表达式：
式中kS是自调节系数，取值为10；K是阻尼系数，取值为1.414，，S为复频域下的变量；ω0无阻尼自然角频率；D′(S)表示基于MAF-SASOGI下的带通滤波器；Q′(S)表示基于MAF-SASOGI下的低通滤波器；
由原理图和各表达式可知，加入自调节模块后，通过自调节系数kS可以获得一个和输入电压F(S)等幅同相且谐波含量更少的输出电压F″(S)，并将该输出电压作为输入送至带有含MAF的求差节点的SOGI模块；其中MAF可以使得输出的H″(S)在高频段有较大的衰减，滤除高次谐波；求差节点则可以滤除直流分量以及低次谐波，最终得到α、β坐标系下的Fα″(S)、Hα″(S)、Fβ″(S)及Hβ″(S)电压分量；
将上述得到的电压分量代入公式(20)、(21)中可得到α、β轴上电压基波正序分量
以及负序分量/>
图5是基于MAF-SASOGI下的正负序分离后α轴上的正负序电压波形；从图中可知该控制方法通过滤除配网电压中的直流分量、低次谐波和高次谐波后可以分离出一个谐波总含量很低的近似正弦波的正序电压分量；
由于光伏发电系统的并网电压只与正序电压有关，所以只需将得到的正序电压通过反Clark变换便可以得到控制锁相环并网的三相电压uga、ugb、ugc再将得到的三相电压送至基础锁相环中便得到准确的锁相角θ，所述基础锁相环为图2中所述锁相环，MAF-SASOGI锁相环是基础锁相环的控制策略；
3、针对辽宁鞍山10kv变电站下的负荷特性，结合鞍山电网的运行实际情况，为了能够更好的验证光伏并入含高比例电弧炉配网中光伏并网变流器中锁相环控制方法的有效性，分别建立了电弧炉负荷模型、含MPPT的光伏阵列模型，并且以实际电网系统为参考构建出系统仿真模型，如图6所示。该电网主要是由220kv经T2变压器降压至66kv母线处，再分别经由变压器T3、T4降至10kv总线BUS3和总线BUS4处；在总线BUS3上通过工业变压器T5连接高比例电弧炉负荷，而总线BUS4上则分别通过普通变压器T6连接着一般商业负荷和居民楼和通过变压器T7连接光伏发电系统；最终通过PSCAD仿真，对MAF-SASOGI锁相控制方法的正确性进行验证。
3.1不同控制方法下锁相环(PLL)的仿真结果
为验证本发明提出的含理想低通滤波器的自调节的双SOGI的锁相环的光伏并网变流器的控制方法的有效性；基于上述实例，分别在总线BUS4处采用基础d-q锁相环、基于SOGI下的锁相环以及MAF-SASOGI锁相环三种控制方法进行光伏发电系统并网，最后对三种控制方法所产生的锁相角、并网电流、并网电压以及各次序谐波含量进行分析对比；
(1)当光伏并网变流器采用传统d-q锁相环控制方法进行并网时，锁相角(如图7所示)、并网电流(如图8所示)、并网电压波形(如图9所示)以及各次序谐波含量(如图10所示)；
(2)当光伏并网变流器采用基于SOGI下的锁相环控制方法进行并网时，锁相角(如图7所示)、并网电流(如图8所示)、并网电压波形(如图9所示)以及各次序谐波含量(如图10所示)。
(3)采用基于MAF-SASOGI下的锁相环控制方法进行并网时，锁相角(如图7所示)、并网电流(如图8所示)、并网电压波形(如图9所示)以及各次序谐波含量(如图10所示)。
3.2比较及分析
由上述的并网电流、并网电压、锁相角以及各次序谐波含量的仿真结果可知采用基础d-q锁相环控制方法进行光伏并网时，由于不能够进行有效的滤波，会使得锁相环锁相不精确，导致得到的锁相角误差很大，进而使得并网电流、并网电压产生严重的畸变，对电网电压造成二次污染。且从表1中可知此时总线BUS4处的谐波总含量进一步增加到41.2％(其中奇次谐波含量为29％，偶次谐波含量为13.2％)，不符合近几年IEEE Std.的并网标准。
而采用基于SOGI下的锁相环控制方法进行并网时，虽然因锁相环锁相的精确性的提高而使得并网电流、并网电压有了一定程度上的改善，并且此时总线BUS4处的总谐波畸变量下降至9.8％(其中奇次谐波含量为6.5％，偶次谐波含量为3.3％)，如表1所示。但是由于正负序分离时仍然存在大量的低次谐波、高次谐波以及直流分量，所以光伏系统并网远没达到理想的状态。
当电网电压畸变时，采用本发明提出的控制方法进行并网，通过仿真结果可以得到此时的锁相环锁相的精确性已经达到近乎理想的状态，这也使得并网电流、并网电压的波形接近正弦波，此时总线BUS4处的总谐波畸变量下降至2.9％(其中奇次谐波含量为1.6％，偶次谐波含量为1.3％)，如表1所示，较之前两种控制方法有了很大的进步。
通过对上述仿真结果的比较与分析，可以证明本发明所提出的电压畸变时光伏并网变流器的控制方法的有效性。
3.3结论
本发明为解决配电网含有电弧炉负荷情形下，配网电压严重畸变，光伏并网变流器仍可安全、有效并网问题，提出了一种含理想低通滤波器的自调节的双SOGI(MAF-SASOGI)的锁相控制方法，并有效应用于光伏并入高谐波含量配电网。本发明通过理论推导和仿真分析，得出结论如下：
通过对含电弧炉配电网中电压特性的分析，可知此种情况下电网中含有大量的负序电压。所以本发明中通过添加自调节滤波器、双二阶广义积分器以及含MAF的求差节点等一系列措施来完成对电网电压的正负序分离，以至于得到不含谐波和直流分量的α、β静止坐标系下正序电压分量。然后将得到的正序电压送至锁相环的控制部分，可以使锁相环实现精确锁相，得到近乎没有误差的锁相角。
通过仿真分析，结果表明，本发明所提方法在高比例电弧炉接入配电网中，光伏并网不但可以使锁相环完成精确锁相，通过降低系统中的各次序谐波含量来优化并网电流，而且还可以改善光伏并网电压质量。
表1是不同锁相策略下的总谐波畸变量以及各次序谐波含量
表1
Claims (2)
1.含电弧炉的配网电压畸变时光伏并网变流器锁相控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤一、建立电弧炉负荷模型：
所述电弧炉负荷模型为
其中u为电弧电压；i为电弧电流，电弧电流为输入电弧炉的正弦电流，i＝ImSin(2πft)，Im为输入电弧炉电流的最大瞬时值；g为电弧电导；
步骤二、建立光伏阵列模型：
光伏阵列模型的电压-电流特性表达式：
根据光伏阵列的最大功率点跟踪MPPT技术，C1、C2、dI和dU表示为：
其中，Uoc与Isc分别为光伏组件原始开路电压和短路电流，分别取值为45V和5.5A；Um与Im分别为最大功率点电压和电流，分别取值为36V和5A；α与β分别为参考辐射强度下电流和电压温度变化系数，分别取值为0.003A/℃和0.0005V/℃；Rs为光伏组件的串联电阻，单位为Ω；Np与Ns分别为光伏阵列中光伏组件并联数和串联数，分别取值为20和12；G为光照强度，单位为W/m2；Gref为参考光照强度，取值为1000W/m2；Tc为光照温度，单位℃；Tref为参考光照温度取值为25℃；Ipv为光伏电流，单位kA；Upv为光伏电压，单位kv；C1表示电流修正系数；C2表示电压修正系数；
光伏阵列在任意太阳辐射强度及环境温度下的输出功率为：
P＝UpvIpv(1-Kloss)
式中，Kloss为光伏阵列中光伏组件串并联损耗系数，取值为0.2；
步骤三、建立光伏并网变流器模型：
采用DC/DC与DC/AC级联光伏并网结构，根据基尔霍夫定律建立电压源变换器回路方程为：
式中uga、ugb、ugc为三相电网电压，单位为kv；ua、ub、uc为逆变器输出三相电压，单位为kv；iLia、iLib、iLic为变流器侧滤波器的三相电感电流，单位为kA；iLoa、iLob、iLoc为三相并网电流，单位为kA；
在光伏并网变流器模型中，光伏侧先是根据光伏阵列Upv-Ipv、Upv-P特性及最大功率点跟踪特点列出其控制方程：
并通过所述控制方程对Boost电路进行控制，得到直流侧电压；
其中kppv为光伏PI控制器的比例增益，取值为5；kipv为光伏PI控制器的积分增益，取值为0.02；Upv为通过光伏阵列输出的电压，单位为kv；Umppt为经过MPPT控制器后光伏在最大功率跟踪点处电压，单位为kv；S为复频域下的变量；mpv表示控制Boost电路的控制变量；
电网侧首先通过电压电流互感器分别获得并网电压和并网电流，并对其进行派克Park变换得到d轴光伏电流Idpv、q轴光伏电流Iqpv、d轴光伏电压Uqpv；同时将通过电压互感器得到的并网电压送至MAF-SASOGI锁相环，得到锁相角θ；然后通过PI控制器调整直流母线参考电压Udcpvref和直流母线电压udc的误差以生成d轴光伏参考电流Idpvref，再通过PI控制器调整Idpvref和Idpv以计算门控信号md；通过将无功参考功率Qpvref除以Udpv得到q轴光伏参考电流Iqpvref，然后通过PI控制器调整Iqpvref和Iqpv的误差以计算门控信号mq；方程为：
式中Idpv为d轴光伏电流，单位kA；Iqpv为q轴光伏电流，单位kA；ω0为无阻尼自然角频率,单位为rad/s；kpd为光伏d轴PI控制器的比例增益，取值为10；kid为光伏d轴PI控制器的积分增益，取值为0.005；kpq为光伏q轴PI控制器的比例增益，取值为10；kiq为光伏q轴PI控制器的积分增益，取值为0.01；Idpvref为d轴光伏参考电流，单位kA；Iqpvref为q轴光伏参考电流，单位kA；
最后将得到的锁相角θ和门控信号md、mq经过公式：
得到的控制信号送至正弦脉宽调制SPWM，实现对光伏并网变流器的控制；
mra、mrb、mrc分别为对SPWM中a，b，c三相进行控制的门控信号，π为常数，取值为3.14；
MAF-SASOGI锁相环为引入了自调节模块和含理想低通滤波器MAF的求差节点后的SOGI锁相环，MAF-SASOGI锁相环的锁相控制方法表达式：
MAF的复频域下的传递函数为：
式中Tω是MAF的窗口宽度，取Tω＝0.01s；
MAF-SASOGI带通滤波器表达式：
MAF-SASOGI低通滤波器的表达式：
式中kS是自调节系数，取值为10；K是阻尼系数，取值为1.414；ω0无阻尼自然角频率；D′(S)表示基于MAF-SASOGI下的带通滤波器；Q′(S)表示基于MAF-SASOGI下的低通滤波器；
加入自调节模块后，通过自调节系数kS获得一个和输入电压F(S)等幅同相且谐波含量少的输出电压F″(S)，并将该输出电压F″(S)作为输入送至带有含MAF的求差节点的SOGI锁相环；其中MAF使得输出的H″(S)除高次谐波；求差节点则滤除直流分量以及低次谐波，H″(S)表示为经过含MAF求差节点后输出的电压，最终得到α、β坐标系下的Fα″(S)、Hα″(S)、Fβ″(S)及Hβ″(S)电压分量；
将上述得到的电压分量代入
得到α、β轴上电压基波正序分量
以及负序分量/>
由于光伏发电系统的并网电压只与正序电压有关，将得到的正序电压通过反Clark变换，得到控制锁相环并网的三相电压uga、ugb、ugc，再将得到的三相电压送至基础锁相环中便得到准确的锁相角θ。
2.根据权利要求1所述的含电弧炉的配网电压畸变时光伏并网变流器锁相控制方法，其特征在于：步骤一中，g＝r3/C3，r为电弧半径，r＝r(t)×Rx(t)，C3取值为2.75；
其中
其中Rx(t)在[0，1.5]内随机取值；r(t)为一个周期内t时刻电弧半径；C′1取值为5000，C′2取值为1；C3取值为2.75；Im为输入电弧炉电流的最大瞬时值；f电弧电流频率；C为电弧炉半径中的常数项，取值为0。
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