CN104578172A - 一种带线性锁频环的光伏逆变调节器控制方法 - Google Patents

Abstract

一种带线性锁频环的光伏并网逆变调节器控制方法，属于电力系统控制技术领域。本发明的目的是应用锁频环同步技术，解决现有技术中光伏并网逆变器在电网电压畸变条件下存在的调节器控制精度低和实现复杂问题的带线性锁频环的光伏并网逆变调节器控制方法。本发明首先将电网三相电压进行转换，然后将经典的二阶广义积分器SOGI裂项求和得到简化型一阶广义积分器，再将得到的差值信号引出计算出其平均值，然后输入到线性锁频环FLL中，将上面获得的正负序电压分量经过clarke反变换得到abc坐标系下的三相电压正序分量，最后输出的频率估计值经过积分得到正序相位。本发明滤波调节器无需正负序分离计算环节，电网同步检测不受电网影响，特别适用于电网畸变条件下的光伏逆变器控制领域。

Description

一种带线性锁频环的光伏逆变调节器控制方法

技术领域

本发明属于电力系统控制技术领域。

背景技术

近年来，随着无功补偿装置、非线性负载、光伏并网逆变器等设备的广泛应用，电网电压不平衡及谐波污染日益严重。而当电网电压不平衡时，会产生二倍频的电网脉动，为了实现此时光伏逆变器可靠的控制,需要从畸变电网中提取正序分量信号。经典的逆变调节器控制采用基于二阶广义积分器(second order generalized integrator based on orthogonal signal generator，SOGI-QSG)的自适应滤波器，SOGI可以利用谐振无穷大增益特性提取基波正序分量，而且滤波器带宽仅取决于增益系数，与中心频率无关，因此适用于电网相位、频率畸变情况。但是SOGI-QSG出现二阶算子，运算复杂，而且对于大小相同、极性相反的频率不具有分离功能，因此该技术需要进一步的改进。光伏逆变调节器所需的电网同步信号由锁相环(phase-locked loop，PLL)提供，它利用反馈环来控制内部振荡器使之与外部的周期信号的节拍保持一致。保证PLL前端输入信号的正交性能够使其从畸变电网信号中准确地提取干净的基波正序相位或频率，而且不会引入反应延迟，SOGI-QSG可以很好的解决该问题，但是SOGI内部的谐振特性本身可以作为PLL结构中的压控振荡器运作，因此可以设计更简单的同步技术将畸变电网中目标频率同步到SOGI谐振器中。

发明内容

本发明的目的是应用锁频环同步技术，解决现有技术中光伏并网逆变器在电网电压畸变条件下存在的调节器控制精度低和实现复杂问题的带线性锁频环的光伏并网逆变调节器控制方法。

本发明的步骤是：

步骤一：在DSP控制电路中将电网三相电压u _a、u _b、u _c通过clarke变换转换为、，其中、分别为两相静止坐标系下的α轴、β轴分量；计算公式

步骤二：将经典的二阶广义积分器SOGI裂项求和得到简化型一阶广义积分器

其中k为增益系数；w ₀为基波频率指令，SOGI裂项后得到s域为一阶、运算结构简单的广义积分器G₁(s)和G₂(s)，限定频率w _b取5～20rad/s，一阶广义积分器传递函数为

将步骤一输出的、分别经过G₁ ^’(s)和G₂ ^’(s)进行滤波，输出信号分别为正序电压分量 ⁺、 ⁺和负序电压分量 ^-、 ^-，然后将输出分别交叉反馈到输入信号作差得到基波差值信号、，在输入到G₁ ^’(s)和G₂ ^’(s)进行滤波；

步骤三：将步骤二中差值信号、引出计算出其平均值，然后输入到线性锁频环FLL中，将输出的频率估计值w’反馈到逆变调节器G₁ ^’(s)和G₂ ^’(s)中代替w ₀作为目标频率；

步骤四：将步骤三中的正负序电压分量 ⁺和 ⁺经过clarke反变换得到abc坐标系下的三相电压正序分量u _a ⁺和u _b ⁺和u _c ⁺；

步骤五：输出的频率估计值w’经过积分1/s得到正序相位θ⁺。

本发明的有益效果是：在光伏逆变器控制结构中，通过裂项求和法和截止频率的引入，将经典的二阶广义积分器SOGI简化为一阶积分器，该积分器保留了原始SOGI的正负序分离功能，同时还增加了正负极频率分离的功能，滤波精度和速度大大提高，同时采用交叉反馈实现调节器滤波自适应功能；反馈输出的信号送到线性锁频环中锁定目标频率，然后将生成的目标频率反馈到滤波调节器中实现频率自适应功能。本发明滤波调节器无需正负序分离计算环节，电网同步检测不受电网影响，特别适用于电网畸变条件下的光伏逆变器控制领域。

附图说明

图1为基于线性锁频环的光伏逆变调节器控制结构框图；

图2是一阶广义积分器正序分量提取实现原理图；

图3是一阶广义积分器负序分量提取实现原理图；

图4a是限定频率w _d=0时一阶广义积分器bode图；

图4b是限定频率w _d=10rad/s时一阶广义积分器bode图；

图5a电网发生单相短路时，电网电压波形图；

图5b基于线性锁频环的一阶广义积分器正负序分量分离波形图；

图5c基于线性锁频环的一阶广义积分器电网相位跟踪波形图；

图5d基于线性锁频环的一阶广义积分器电网频率跟踪波形图。

具体实施方式

本发明的步骤是：

步骤一：在DSP控制电路中将电网三相电压u _a、u _b、u _c通过clarke变换转换为、，其中、分别为两相静止坐标系下的α轴、β轴分量；计算公式

步骤二：将经典的二阶广义积分器SOGI裂项求和得到简化型一阶广义积分器

其中k为增益系数，k值越小，积分器越具有良好的滤波特性，但是所需的稳定时间延长，因此k的取值要适当；w ₀为基波频率指令，SOGI裂项后得到s域为一阶、运算结构简单的广义积分器G₁(s)和G₂(s)，G₁(s)和G₂(s)不仅能实现基波正负序分量的的直接分离，还增加了基波正负频率的选择性，例如G₁(s)和G₂(s)能将+50Hz和-50Hz频率分离开来，因此裂项后的广义积分器滤波性能相对提高，为了避免工程上数字系统或模拟系统自身误差对特定频率分离的精度约束，需要提高G₁(s)和G₂(s)的幅频增益宽度，本发明引入限定频率，限定频率w _b取5～20rad/s，一阶广义积分器传递函数为

将步骤一输出的、分别经过G₁ ^’(s)和G₂ ^’(s)进行滤波，输出信号分别为正序电压分量 ⁺、 ⁺和负序电压分量 ^-、 ^-，然后将输出分别交叉反馈到输入信号作差得到基波差值信号、（本质上是误差信号），在输入到G₁ ^’(s)和G₂ ^’(s)进行滤波，该反馈可以实现调节器滤波自适应功能；

步骤三：将步骤二中差值信号、引出计算出其平均值，然后输入到线性锁频环FLL中，将输出的频率估计值w’反馈到逆变调节器G₁ ^’(s)和G₂ ^’(s)中代替w ₀作为目标频率，该反馈可以实现电网畸变条件下的频率自适应调节功能；

步骤四：将步骤三中的正负序电压分量 ⁺和 ⁺经过clarke反变换得到abc坐标系下的三相电压正序分量u _a ⁺和u _b ⁺和u _c ⁺；

步骤五：输出的频率估计值w’经过积分1/s得到正序相位θ⁺。

以下结合附图对本发明做进一步详细的描述：

设电网畸变条件下逆变器控制系统获取三相电压数字信号u _a和u _b和u _c为：

(1)

式中，U _m ⁺、U _m ^- 、U _ha 、U _hb和U _hc分别为正序电压幅值、负序电压幅值和abc三相谐波电压幅值；w ₀为电网电压角频率；Φ _α电网电压初相角。

根据Clarke变换公式将含有负序及谐波的三相电压进行三相坐标系到两相静止坐标系的转换，得到两相静止坐标系下的电压信号

(2)

式中， ⁺、 ⁺为正两相静止坐标系下正序电压分量； ^-、 ^-为两相静止坐标系下负序电压分量；、为两相静止坐标系下谐波电压分量。锁频环的目的在于获取电网电压基波正序频率，由于负序分量的频率和正序分量的频率大小相等皆为w ₀，方向相反，因此本发明的一阶积分滤波器G₁(s)，G₂(s)可以将正序分量提取出来，而且还能应用负序分量与正序分量的差值信号实现滤波自适应功能。谐波分量无法经过本发明的一阶积分滤波器，因此此处可以忽略谐波电压影响。

为了将畸变电压信号中的正序分量和负序分量提取出来，所选滤波器之一应该在+w ₀处具有无限大增益和另一滤波器在-w ₀处具有无限大增益，在其他频率处呈衰减趋势，满足上述具有正负频率分量的两个滤波器频域表达式如下；

(3)

式中，k为滤波器增益系数；w ₀为输入到一阶广义积分滤波器的额定频率，即只有s等于w ₀时产生无穷大增益才会通过该滤波器；w _b为滤波器的限定频率，目的是为了提高滤波器目标频率增益宽度，降低数字系统固有的不精确性带来的误差干扰。

事实上电网畸变条件下锁相环从电网获取的w ₀ 并不稳定，也即电网的波动会导致逆变器与电网失步，如何快速而准确的与电网同步是发挥上述滤波器优越性能的关键。本发明的实施例中，根据一阶积分滤波器G₁(s)，G₂(s)交叉反馈相减后得到的α轴差值信号和β轴差值信号，定义输入到锁频环中的频率误差信号为和u _b ⁺的乘积，即，具体采用的公式为

(4)

若规定大于0的方向为正方向，当输入信号频率小于一阶积分滤波器的目标频率（w< w’）时， u _b ⁺和相位一致，得到的ζ _f为正；输入信号频率大于一阶积分滤波器的目标频率(w>w’)时, u _b ⁺和ζ _α相位相反，得到的ζ _f为负。因此和u _b ⁺的乘积可以表示变化的误差信号ζ _f，利用ζ _f能够设计出非常简单的锁频环FLL，如附图1。在FLL中，利用一个带有负增益系数(-γ)的积分控制器将一阶积分滤波器G₁和G₂的中心频率w’逐步移相到与输入频率w相同，使得ζ _f的误差变化等于0。另外为了加快FLL同步的初始化，将电网额定频率w ₀作为前馈变量添加到FLL中。

当输入到一阶积分滤波器G₁和G₂的信号为正弦信号v=Vsin(wt+)时，输出信号为：

(5)

式中V为正弦信号幅值，w为正弦信号角频率，t为时间变量，w’为一阶积分滤波器G₁和G₂的目标频率，时间常数为τ=2/kw’。参数λ=(4-k²)^1/2且增益系数k应小于2。

为了综合考虑整定时间t _s、超调量和谐波抑制效果，许多参考文献提出将SOGI的增益系数设为时整定时间和动态响应超调量之间的关系最优，基于本文采用的G₁和G₂来自SOGI，故将本发明的增益设为，一般来说，需要通过工程试验来决定调整时间t _s与时间常数τ的关系，此处可假设t _s=4.6τ，对于一个给定的整定时间，一阶积分滤波器的增益计算公式为

(6)

当k= 和w’=w=100rad/s时，整定时间约为20ms。

在FLL中，负增益系数γ可以进行线性标准化处理，计算公式

(7)

此时一阶积分滤波器的整定时间t _s由锁频环负增益系数Γ决定，近似等于

(8)

进行线性处后的锁频环输入频率表达式

(9)

根据输入频率值w ₀锁定目标频率w’的表达式

(10)

输出的频率估计值w’经过积分1/s得到正序相位θ⁺。

通过上述可以实现FLL的频率自适应，而且，FLL增益需要根据输入信号幅值实时的进行标准化，以便对FLL的自适应控制环响应进行线性化。

如图4a所示, 限定频率w _d=0时，一阶广义积分器的频带增益过窄，电网不平衡是会出现频率锁定失真。如图4b表示采用合理的限定频率后，频带增益明显变宽，锁频性能明显提高。

如图5a所示，在0.3s时设置三相电网电压跌落，BC相幅值保持为400V，A相幅值跌落80%。由图5b可知，在电网不平衡条件下，本发明提出的基于线性锁频环的光伏逆变器控制调节器可以快速而准确的提取出基波正序和负序电压分量。由图5c和由图5d可知，基于线性锁频环的一阶广义积分器几乎不受电网不平衡状态的影响，捕获的电网目标频率在0.3s以后快速而平滑的过渡到稳定状态，动态整定时间约为20ms，与FLL的响应时间计算结果（式8）基本相同。

Claims (1)

1.一种带线性锁频环的光伏并网逆变调节器控制方法，其特征在于：其步骤是：

步骤一：在DSP控制电路中将电网三相电压u _a、u _b、u _c通过clarke变换转换为、，其中、分别为两相静止坐标系下的α轴、β轴分量；计算公式

步骤二：将经典的二阶广义积分器SOGI裂项求和得到简化型一阶广义积分器

其中k为增益系数；w ₀为基波频率指令，SOGI裂项后得到s域为一阶、运算结构简单的广义积分器G₁(s)和G₂(s)，限定频率w _b取5～20rad/s，一阶广义积分器传递函数为

将步骤一输出的、分别经过G₁ ^’(s)和G₂ ^’(s)进行滤波，输出信号分别为正序电压分量 ⁺、 ⁺和负序电压分量 ^-、 ^-，然后将输出分别交叉反馈到输入信号作差得到基波差值信号、，在输入到G₁ ^’(s)和G₂ ^’(s)进行滤波；

步骤三：将步骤二中差值信号、引出计算出其平均值，然后输入到线性锁频环FLL中，将输出的频率估计值w’反馈到逆变调节器G₁ ^’(s)和G₂ ^’(s)中代替w ₀作为目标频率；

步骤四：将步骤三中的正负序电压分量 ⁺和 ⁺经过clarke反变换得到abc坐标系下的三相电压正序分量u _a ⁺和u _b ⁺和u _c ⁺；

步骤五：输出的频率估计值w’经过积分1/s得到正序相位θ⁺。