CN103475033A - 无锁相环节三相lcl型并网逆变器电流控制方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无锁相环节的三相LCL型并网逆变器电流控制方法及系统，基于提出了的三相LCL型并网逆变器无锁相环电流控制方法及系统避免了锁相环节中复杂的三角函数运算、坐标旋转变换等问题，可用于并网逆变器电流控制中。该并网控制方法可以在非理性电网条件下实现高质量并网，避免了复杂的锁相环节、坐标旋转变换和解耦控制，而且能够自动跟踪电网频率的偏移。同时，根据外部给定的无功功率给定信号，能够自动调节并网电流参考值，实现无功功率独立控制。因此该并网控制方法更适用于并网点电压容易畸变和电网基频容易偏移的光伏电站并网逆变器电流控制中。

Description

无锁相环节三相LCL型并网逆变器电流控制方法及系统

技术领域

本发明涉及光伏电站并网逆变器电流控制领域，特别涉及一种无锁相环节的三相LCL型并网逆变器电流控制方法。

背景技术

近年来，太阳能等可再生能源迅猛发展，光伏并网发电技术越来越受到人们的重视。并网发电系统的核心是并网逆变器，并网逆变器在并网运行时，采用电流控制方式，实质上是一个电压源输入电流源输出的逆变器。目前，国内外在滤波器选型、并网控制策略、控制器设计等方面开展了大量的工作，旨在提高并网电流的电能质量。

随着系统成本的持续降低和发电效益的不断提高，建设大容量风能、太阳能电站是大规模利用可再生能源的有效方式。和L滤波器相比，在相同电感值的情况下，LCL滤波器对高频谐波电流具有更强的抑制能力，更适用于开关频率较低的大功率并网逆变器，但LCL滤波器存在谐振问题，为了提高能量转换效率，需要采用合理的有源阻尼而非无源阻尼策略抑制谐振。另一方面，为了保持与并网公共点电网电压的正确同步，在三相三线制并网系统中，基于同步参考系的锁相环(phase-locked loop,PLL)在并网逆变器电流控制中得到了广泛的应用。并网逆变器在入网电流控制过程中，一般采用级联控制环路，外环控制直流母线电压，内环直接控制并网，通过PLL来实现直流量和交流量之间的转换，保证了与电网电压相位的一致性。例如在传统的滞环控制中，在采用的LCL型并网逆变器直接功率控制方案中，在采用的无差拍控制和预测控制中，在采用的基于dq变换和αβ变换的三相L型并网逆变器PWM电流控制中，在采用的重复控制和单周控制等方案中，都需要PLL才能保证直流量和交流量之间的转换，保证整个并网控制系统的实现。但PLL中存在复杂的三角函数运算，而且往往需要多次的坐标旋转变换，增加了控制系统的计算负担。

针对无锁相环控制方案，仅直接功率控制(direct power control,DPC)和预测直接功率控制(predictive DPC,P-DPC)等方案中未采用PLL，但是该电流控制方法仅适用于L型并网逆变器。

因此本专利拟申请一种无锁相环节的三相LCL型并网逆变器电流控制方法，用于并网逆变器电流控制中。

发明内容

有鉴于此，本发明所要解决的技术问题是提供一种无锁相环节的三相LCL型并网逆变器电流控制方法。

本发明的目的之一是提出一种无锁相环节的三相LCL型并网逆变器电流控制方法；本发明的目的之二是提出一种无锁相环节的三相LCL型并网逆变器电流控制系统。

本发明的目的之一是通过以下技术方案来实现的：

本发明提供的无锁相环节的三相LCL型并网逆变器电流控制方法，包括以下步骤：

S1：提取并网点电网电压中的正序基波分量和检测并网侧电流值；

S2：根据提取出的正序基波分量计算并网电流给定值；

S3：计算并网电流给定值和并网侧电流值之差并输入到电流环控制器；

S4：通过电流环控制器对误差信号的大小和相位进行调节，从而产生用于调节并网侧电流的调节信号；

S5：采集并网侧电流值和逆变侧电流值产生用于抑制LCL滤波器谐振的阻尼信号；

S6：所述调节信号和阻尼信号之差所形成的调制信号输入到PWM单元产生用于控制逆变器开关的PWM调制信号。

进一步，所述调节信号和阻尼信号之差还要经过参考系转换后再输入到PWM单元，所述参考系转换为将三相静止参考系转换为两相静止坐标参考系。

进一步，所述正序基波分量提取是通过基于二阶广义积分结构来提取电网电压中的正序基波分量和检测电网基波频率；通过以下公式计算正序基波分量

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}^{+1}\\ u_{\mathrm{\β}}^{+1}\end{array}\right]=u^{+1}\left[\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ \sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}1}-u_{\mathrm{\β}}^{\′}\\ u_{\mathrm{\β}1}+u_{\mathrm{\α}}^{\′}\end{array}\right];$

式中，和分别表示两相静止坐标系下α轴和β轴的并网点电压正序基波分量，u_α1和u_β1分别表示并网点电压实际参数值经过滤波后两相静止坐标系下α轴和β轴的并网点电压的基波参数值，

和

分别表示两相静止坐标系下α轴和β轴的并网点电压实际参数值在相位上滞后90°；

通过以下公式计算电网基波频率：

${\mathrm{\ω}}_1={\mathrm{\ω}}_0+\frac{({\mathrm{\ϵ}}_{1\mathrm{\α}}+{\mathrm{\ϵ}}_{1\mathrm{\β}})\mathrm{\μ}}{s}$

式中，ω₀表示电网电压频率参考值；μ表示系统控制参数；ε_1α和ε_1β分别表示两相静止坐标系下α轴和β轴的电网角频率加速度；s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的；

通过以下公式计算电网角频率加速度ε_1α和ε_1β：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ϵ}}_{1\mathrm{\α}}=\frac{(u_{\mathrm{\α}}+u_{\mathrm{\α}1}){\mathrm{\ω}}_1}{s}\\ {\mathrm{\ϵ}}_{1\mathrm{\β}}=\frac{(u_{\mathrm{\β}}+u_{\mathrm{\β}1}){\mathrm{\ω}}_1}{s}\end{array}\right.$

式中，ω₁表示电网电压频率实际值，u_α和u_β分别表示两相静止坐标系下α轴和β轴的并网点电压的实际参数值，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的。

进一步，所述并网电流给定值是通过以下步骤计算的：

S41：建立三相LCL型并网逆变器的电路模型；

S42：根据电路模型选择在αβ静止参考系下获取并网电流给定值；

S43：通过以下公式计算并网电流给定值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\frac{2}{3}{\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\frac{2/3}{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right];$

其中，

表示在α静止参考系下的并网电流给定值，

表示在β静止参考系下的并网电流给定值，u_α表示在α静止参考系下的电网电压正序基波分量，u_β表示在β静止参考系下的电网电压正序基波分量，Q_ref表示瞬时无功功率给定值，P表示瞬时有功功率给定值。

进一步，所述电流环控制器采用准PR+HC电流控制器；所述准PR+HC电流控制器的传递函数G_c(s)表达式为：

$G_c\left(s\right)=k_p+\underset{h=\mathrm{1,5,7}}{\mathrm{\Σ}}\frac{{2k}_{\mathrm{rh}}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s{\left({\mathrm{h\ω}}_1\right)}^2};$

式中，k_p表示比例增益，h表示基波及各次谐波分量，k_rh表示广义积分系数，ω_c表示控制器带宽因子，ω₁表示谐振角频率，ω₁由正序基波提取模块检测出的电网基频确定，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的。

本发明的目的之二是通过以下技术方案来实现的：

本发明提供的无锁相环节三相LCL型并网逆变器电流控制系统，包括直流输入源、逆变器、逆变侧电流模块、LCL滤波器、并网侧电流模块、正序基波提取模块、无锁相环控制模块、电流环控制器、间接有源阻尼模块、输入功率控制模块、PWM单元和参考系转换模块；

所述直流输入源，用于连接外部的直流输入源；

所述逆变器，用于实现直流电到交流电的转换；

所述逆变侧电流模块，用于采集逆变侧三相交流电流；

所述LCL滤波器，用于滤除逆变侧输出电流中的高频谐波分量；

所述并网侧电流模块，用于采集并网侧三相交流电流；

所述正序基波提取模块，用于提取电网电压中的正序基波分量和检测电网基频；

所述无锁相环控制模块，用于计算并网电流给定值；

所述电流环控制器，用于调节并网侧电流跟踪并网电流给定值；

所述有源阻尼模块，用于通过逆变器侧电流与并网侧电流之差来获得LCL滤波器中电容电流，通过间接获得的电容电流乘以有源阻尼系数k_d从而获得系统的有源阻尼信号，将所述电流环控制器的输出信号与有源阻尼信号做差，获得与三角载波信号比较的调制波信号；

所述输入功率控制模块，用于保持直流侧电压稳定并提供瞬时有功功率给定值；

所述PWM单元，用于提供PWM调制信号，控制逆变器开关器件导通或关断；

所述参考系转换模块，用于实现三相静止参考系和两相静止参考系之间的转换；

所述直流输入源与逆变器的输入端连接，所述逆变器的输出端与LCL滤波器的输入端连接，所述LCL滤波器的输出端与电网连接；

所述正序基波提取模块的输入端连接于LCL滤波器的并网侧，所述正序基波提取模块的输出端分别与无锁相环控制模块的输入端和电流环控制器的输入端连接，所述电流环控制器的输出端与PWM单元的输入端连接，所述PWM单元的输出端与逆变器的输入端连接；

所述LCL滤波器的逆变侧和并网侧设置有参考系转换模块，所述参考系转换模块的输出端分别与间接有源阻尼模块和电流环控制器的输入端连接，所述间接有源阻尼模块的输出端与PWM单元的输入端连接；

所述输入功率控制模块的输入端与逆变器的输入端连接，所述输入功率控制模块的输出端与无锁相环控制模块的输入端连接。

进一步，所述正序基波提取模块是采用基于二阶广义积分结构的提取模块；

所述无锁相环控制模块是通过基于αβ静止参考系下瞬时有功功率P和无功功率Q的定义构造出来的，所述无锁相环控制模块通过以下公式计算并网电流给定值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\frac{2}{3}{\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\frac{2/3}{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right];$

其中，

表示在α静止参考系下的并网电流给定值，

表示在β静止参考系下的并网电流给定值，u_α表示在α静止参考系下的电网电压正序基波分量，u_β表示在β静止参考系下的电网电压正序基波分量，Q_ref表示瞬时无功功率给定值，P表示瞬时有功功率给定值；

所述有源阻尼模块是利用逆变侧电流与并网侧电流之差来实现电容电流的间接有源阻尼的；通过逆变器侧电流与并网侧电流之差来获得LCL滤波器中电容电流，通过间接获得的电容电流乘以有源阻尼系数k_d从而获得系统的有源阻尼信号，将所述电流环控制器的输出信号与有源阻尼信号做差，获得与三角载波信号比较的调制波信号。

进一步，所述无锁相环控制模块通过以下公式计算并网电流给定值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\frac{2}{3}{\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\frac{2/3}{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right];$

其中，

表示在α静止参考系下的并网电流给定值，表示在β静止参考系下的并网电流给定值，u_α表示在α静止参考系下的电网电压正序基波分量，u_β表示在β静止参考系下的电网电压正序基波分量，Q_ref表示瞬时无功功率给定值，P表示瞬时有功功率给定值。

本发明的优点在于：本发明采用了一种无锁相环节的LCL型并网逆变器控制技术。避免了锁相环节中复杂的三角函数运算、坐标旋转变换等问题，该控制策略通过基于瞬时功率理论的无锁相环控制方案和正序基波分量提取算法计算并网电流参考值，同时对准PR+HC电流控制器在电网基频偏移时无法保证谐波抑制的缺点进行了改进。即使在非理想电网条件下，该并网控制策略也可以实现高质量并网，避免了复杂的锁相环节、坐标旋转变换和解耦控制，而且具备无功独立控制功能，能够自动跟踪电网频率的偏移。

附图说明

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步的详细描述，其中：

图1为本发明实施例提供的三相LCL型并网逆变器拓扑结构示意图；

图2为本发明实施例提供的两相静止参考系下LCL滤波器数学模型；

图3为本发明实施例提供的两相同步旋转参考系下LCL滤波器数学模型；

图4为本发明实施例提供的无锁相环控制方案示意图；

图5为本发明实施例提供的完整的控制系统结构示意图；

图6为本发明实施例提供的正序基波分量提取和电网基波频率检测算法。

具体实施方式

以下将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述；应当理解，优选实施例仅为了说明本发明，而不是为了限制本发明的保护范围。

图1为本发明实施例提供的三相LCL型并网逆变器拓扑结构示意图，图2为本发明实施例提供的两相静止参考系下LCL滤波器数学模型，如图所示：在αβ两相静止参考系下，两相之间相互独立，不存在耦合关系，因此在αβ静止参考系下无需进行解耦控制，但控制变量为正弦量，传统的PI控制很难实现无静差控制。

图3为本发明实施例提供的两相同步旋转参考系下LCL滤波器数学模型，如图所示：在dq同步旋转参考系下，两相之间存在6个耦合项，是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统，因此在dq同步旋转参考系下，需要对6个耦合项进行解耦控制，而且需要锁相和多次的坐标旋转变换，增加了控制的复杂性和计算量，降低了系统可靠性。

图4为本发明实施例提供的无锁相环控制方案示意图，图5为本发明实施例提供的完整的控制系统结构示意图，如图所示：本发明提供的无锁相环节的三相LCL型并网逆变器电流控制方法，包括以下步骤：

S1：通过正序基波提取模块提取并网点电网电压中的正序基波分量；

S2：根据提取出的正序基波分量，通过无锁相环控制模块计算并网电流给定值；

S3：将计算出的并网电流给定值和检测出的并网侧电流值之差输入到电流环控制器；

S4：通过电流环控制器对误差信号的大小和相位进行调节，从而产生用于调节并网侧电流的调节信号；

S5：采集并网侧电流值和逆变侧电流值产生用于抑制LCL滤波器谐振的阻尼信号；通过逆变器侧电流与并网侧电流之差来获得LCL滤波器中电容电流，通过间接获得的电容电流乘以有源阻尼系数k_d从而获得系统的有源阻尼信号，将所述电流环控制器的输出信号与有源阻尼信号做差，获得与三角载波信号比较的调制波信号；

S6：所述调节信号和阻尼信号之差所形成的调制信号输入到PWM单元产生用于控制逆变器开关的PWM调制信号，通过调制信号与载波信号比较形成控制开关器件开通、关断的门极驱动信号，从而对逆变器进行控制；

所述调节信号和阻尼信号之差还要经过参考系转换后再输入到PWM单元，所述参考系转换为将三相静止参考系转换为两相静止坐标参考系。

所述正序基波分量通过基于二阶广义积分结构的提取方案来提取电网电压中的正序基波分量和检测电网基波频率；

通过以下公式计算正序基波分量

和

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}^{+1}\\ u_{\mathrm{\β}}^{+1}\end{array}\right]=u^{+1}\left[\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ \sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}1}-u_{\mathrm{\β}}^{\′}\\ u_{\mathrm{\β}1}+u_{\mathrm{\α}}^{\′}\end{array}\right];$

式中，和

分别表示两相静止坐标系下α轴和β轴的并网点电压正序基波分量，u_α1和u_β1分别表示并网点电压实际参数值经过滤波后两相静止坐标系下α轴和β轴的并网点电压的基波参数值，

和

分别表示两相静止坐标系下α轴和β轴的并网点电压实际参数值在相位上滞后90°。

通过以下公式计算电网基波频率：

${\mathrm{\ω}}_1={\mathrm{\ω}}_0+\frac{({\mathrm{\ϵ}}_{1\mathrm{\α}}+{\mathrm{\ϵ}}_{1\mathrm{\β}})\mathrm{\μ}}{s}$

式中，ω₀表示电网电压频率参考值，一般取50Hz；μ表示系统控制参数，一般取2；ε_1α和ε_1β分别表示两相静止坐标系下α轴和β轴的电网角频率加速度；s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的。

通过以下公式计算电网角频率加速度ε_1α和ε_1β：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ϵ}}_{1\mathrm{\α}}=\frac{(u_{\mathrm{\α}}+u_{\mathrm{\α}1}){\mathrm{\ω}}_1}{s}\\ {\mathrm{\ϵ}}_{1\mathrm{\β}}=\frac{(u_{\mathrm{\β}}+u_{\mathrm{\β}1}){\mathrm{\ω}}_1}{s}\end{array}\right.$

式中，ω₁表示电网电压频率实际值，u_α和u_β分别表示两相静止坐标系下α轴和β轴的并网点电压的实际参数值，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的。

所述并网电流给定值通过以下步骤来计算：

S41：建立三相LCL型并网逆变器的电路模型；

S42：根据电路模型选择在αβ静止参考系下获取并网电流给定值；

S43：通过以下公式计算并网电流给定值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\frac{2}{3}{\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\frac{2/3}{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right];$

其中，

表示在α静止参考系下的并网电流给定值，

表示在β静止参考系下的并网电流给定值，u_α表示在α静止参考系下的电网电压正序基波分量，u_β表示在β静止参考系下的电网电压正序基波分量，Q_ref表示瞬时无功功率给定值，P表示瞬时有功功率给定值。

所述电流环控制器为准PR+HC电流控制器，所述准PR+HC控制器用于调节并网侧电流跟踪并网电流参考值；所述准PR+HC控制器的传递函数G_c(s)表达式为：

$G_c\left(s\right)=k_p+\underset{h=\mathrm{1,5,7}}{\mathrm{\Σ}}\frac{{2k}_{\mathrm{rh}}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s{\left({\mathrm{h\ω}}_1\right)}^2};$

式中，k_p表示比例增益，h表示基波及各次谐波分量，k_rh表示广义积分系数，ω_c表示控制器带宽因子，ω₁表示谐振角频率，ω₁由正序基波提取模块检测出的电网基频确定，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的。

本实施例还提供了一种无锁相环节的三相LCL型并网逆变器电流控制系统，包括直流输入源、逆变器、逆变侧电流模块、LCL滤波器、并网侧电流模块、正序基波提取模块、无锁相环控制模块、电流环控制器、间接有源阻尼模块、输入功率控制模块、PWM单元和参考系转换模块；

所述直流输入源，用于连接外部的直流输入源；

所述逆变器，用于实现直流电到交流电的转换；

所述逆变侧电流模块，用于采集逆变侧三相交流电流；

所述LCL滤波器，用于滤除逆变侧输出电流中的高频谐波分量；

所述并网侧电流模块，用于采集并网侧三相交流电流；

所述正序基波提取模块，用于提取电网电压中的正序基波分量和检测电网基频；

所述无锁相环控制模块，用于计算并网电流给定值；

所述无锁相环控制模块通过以下公式计算并网电流给定值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\frac{2}{3}{\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\frac{2/3}{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right];$

所述电流环控制器，用于调节并网侧电流跟踪并网电流给定值；

所述有源阻尼模块，用于抑制LCL滤波器存在的谐振问题；通过逆变器侧电流与并网侧电流之差来获得LCL滤波器中电容电流，通过间接获得的电容电流乘以有源阻尼系数k_d从而获得系统的有源阻尼信号，将所述电流环控制器的输出信号与有源阻尼信号做差，获得与三角载波信号比较的调制波信号。

所述输入功率控制模块，用于保持直流侧电压稳定并提供瞬时有功功率给定值；

所述PWM单元，用于提供PWM调制信号，控制逆变器开关器件导通或关断；

所述参考系转换模块，用于实现三相静止参考系和两相静止参考系之间的转换；

所述直流输入源与逆变器的输入端连接，所述逆变器的输出端与LCL滤波器的输入端连接，所述LCL滤波器的输出端与电网连接；

所述正序基波提取模块的输入端连接于LCL滤波器的并网侧，所述正序基波提取模块的输出端分别与无锁相环控制模块的输入端和电流环控制器的输入端连接，所述电流环控制器的输出端与PWM单元的输入端连接，所述PWM单元的输出端与逆变器的输入端连接；

所述LCL滤波器的逆变侧和并网侧设置有参考系转换模块，所述参考系转换模块的输出端分别与间接有源阻尼模块和电流环控制器的输入端连接，所述间接有源阻尼模块的输出端与PWM单元的输入端连接；

所述输入功率控制模块的输入端与逆变器的输入端连接，所述输入功率控制模块的输出端与无锁相环控制模块的输入端连接。

所述正序基波提取模块是采用基于二阶广义积分结构的提取模块；所述无锁相环控制模块是通过基于αβ静止参考系下瞬时有功功率P和无功功率Q的定义构造出来的，

所述无锁相环控制模块通过以下公式计算并网电流给定值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\frac{2}{3}{\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\frac{2/3}{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right];$

其中，表示在α静止参考系下的并网电流给定值，

表示在β静止参考系下的并网电流给定值，u_α表示在α静止参考系下的电网电压正序基波分量，u_β表示在β静止参考系下的电网电压正序基波分量，Q_ref表示瞬时无功功率给定值，P表示瞬时有功功率给定值。

所述有源阻尼模块是利用逆变侧电流与并网侧电流之差来实现电容电流的间接有源阻尼的。通过逆变器侧电流与并网侧电流之差来获得LCL滤波器中电容电流，通过间接获得的电容电流乘以有源阻尼系数k_d从而获得系统的有源阻尼信号，将所述电流环控制器的输出信号与有源阻尼信号做差，获得与三角载波信号比较的调制波信号。

所述无锁相环控制模块通过以下公式计算并网电流给定值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\frac{2}{3}{\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\frac{2/3}{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right];$

其中，

表示在α静止参考系下的并网电流给定值，

表示在β静止参考系下的并网电流给定值，u_α表示在α静止参考系下的电网电压正序基波分量，u_β表示在β静止参考系下的电网电压正序基波分量，Q_ref表示瞬时无功功率给定值，P表示瞬时有功功率给定值。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (8)

1.无锁相环节三相LCL型并网逆变器电流控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

S1：提取并网点电网电压中的正序基波分量和检测并网侧电流值；

S2：根据提取出的正序基波分量计算并网电流给定值；

S3：计算并网电流给定值和并网侧电流值之差并输入到电流环控制器；

S4：通过电流环控制器对误差信号的大小和相位进行调节，从而产生用于调节并网侧电流的调节信号；

S5：采集并网侧电流值和逆变侧电流值产生用于抑制LCL滤波器谐振的阻尼信号；

S6：所述调节信号和阻尼信号之差所形成的调制信号输入到PWM单元产生用于控制逆变器开关的PWM调制信号。

2.根据权利要求1所述的无锁相环节三相LCL型并网逆变器电流控制方法，其特征在于：所述调节信号和阻尼信号之差还要经过参考系转换后再输入到PWM单元，所述参考系转换为将三相静止参考系转换为两相静止坐标参考系。

3.根据权利要求1所述的无锁相环节三相LCL型并网逆变器电流控制方法，其特征在于：所述正序基波分量提取是通过基于二阶广义积分结构来提取电网电压中的正序基波分量和检测电网基波频率；通过以下公式计算正序基波分量

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}^{+1}\\ u_{\mathrm{\β}}^{+1}\end{array}\right]=u^{+1}\left[\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ \sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\end{array}\right]=\frac{1}{2}\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}1}-u_{\mathrm{\β}}^{\′}\\ u_{\mathrm{\β}1}+u_{\mathrm{\α}}^{\′}\end{array}\right];$

式中，

和

分别表示两相静止坐标系下α轴和β轴的并网点电压正序基波分量，u_α1和u_β1分别表示并网点电压实际参数值经过滤波后两相静止坐标系下α轴和β轴的并网点电压的基波参数值，

和

分别表示两相静止坐标系下α轴和β轴的并网点电压实际参数值在相位上滞后90°；

通过以下公式计算电网基波频率：

${\mathrm{\ω}}_1={\mathrm{\ω}}_0+\frac{({\mathrm{\ϵ}}_{1\mathrm{\α}}+{\mathrm{\ϵ}}_{1\mathrm{\β}})\mathrm{\μ}}{s}$

式中，ω₀表示电网电压频率参考值；μ表示系统控制参数；ε_1α和ε_1β分别表示两相静止坐标系下α轴和β轴的电网角频率加速度；s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的；

通过以下公式计算电网角频率加速度ε_1α和ε_1β：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ϵ}}_{1\mathrm{\α}}=\frac{(u_{\mathrm{\α}}+u_{\mathrm{\α}1}){\mathrm{\ω}}_1}{s}\\ {\mathrm{\ϵ}}_{1\mathrm{\β}}=\frac{(u_{\mathrm{\β}}+u_{\mathrm{\β}1}){\mathrm{\ω}}_1}{s}\end{array}\right.$

式中，ω₁表示电网电压频率实际值，u_α和u_β分别表示两相静止坐标系下α轴和β轴的并网点电压的实际参数值，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的。

4.根据权利要求1所述的无锁相环节三相LCL型并网逆变器电流控制方法，其特征在于：所述并网电流给定值是通过以下步骤计算的：

S41：建立三相LCL型并网逆变器的电路模型；

S42：根据电路模型选择在αβ静止参考系下获取并网电流给定值；

S43：通过以下公式计算并网电流给定值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\frac{2}{3}{\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\frac{2/3}{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right];$

其中，

表示在α静止参考系下的并网电流给定值，

表示在β静止参考系下的并网电流给定值，u_α表示在α静止参考系下的电网电压正序基波分量，u_β表示在β静止参考系下的电网电压正序基波分量，Q_ref表示瞬时无功功率给定值，P表示瞬时有功功率给定值。

5.根据权利要求1所述的无锁相环节三相LCL型并网逆变器电流控制方法，其特征在于：所述电流环控制器采用准PR+HC电流控制器；所述准PR+HC电流控制器的传递函数G_c(s)表达式为：

$G_c\left(s\right)=k_p+\underset{h=\mathrm{1,5,7}}{\mathrm{\Σ}}\frac{{2k}_{\mathrm{rh}}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s{\left({\mathrm{h\ω}}_1\right)}^2};$

式中，k_p表示比例增益，h表示基波及各次谐波分量，k_rh表示广义积分系数，ω_c表示控制器带宽因子，ω₁表示谐振角频率，ω₁由正序基波提取模块检测出的电网基频确定，s表示传递函数表达式是以拉普拉斯形式给出的。

6.根据权利要求1-5任一项所述的无锁相环节三相LCL型并网逆变器电流控制方法来实现无锁相环节三相LCL型并网逆变器电流控制系统，其特征在于：包括直流输入源、逆变器、逆变侧电流模块、LCL滤波器、并网侧电流模块、正序基波提取模块、无锁相环控制模块、电流环控制器、间接有源阻尼模块、输入功率控制模块、PWM单元和参考系转换模块；

所述直流输入源，用于连接外部的直流输入源；

所述逆变器，用于实现直流电到交流电的转换；

所述逆变侧电流模块，用于采集逆变侧三相交流电流；

所述LCL滤波器，用于滤除逆变侧输出电流中的高频谐波分量；

所述并网侧电流模块，用于采集并网侧三相交流电流；

所述正序基波提取模块，用于提取电网电压中的正序基波分量和检测电网基频；

所述无锁相环控制模块，用于计算并网电流给定值；

所述电流环控制器，用于调节并网侧电流跟踪并网电流给定值；

所述有源阻尼模块，用于通过逆变器侧电流与并网侧电流之差来获得LCL滤波器中电容电流，通过间接获得的电容电流乘以有源阻尼系数k_d从而获得系统的有源阻尼信号，将所述电流环控制器的输出信号与有源阻尼信号做差，获得与三角载波信号比较的调制波信号；

所述输入功率控制模块，用于保持直流侧电压稳定并提供瞬时有功功率给定值；

所述PWM单元，用于提供PWM调制信号，控制逆变器开关器件导通或关断；

所述参考系转换模块，用于实现三相静止参考系和两相静止参考系之间的转换；

所述直流输入源与逆变器的输入端连接，所述逆变器的输出端与LCL滤波器的输入端连接，所述LCL滤波器的输出端与电网连接；

所述正序基波提取模块的输入端连接于LCL滤波器的并网侧，所述正序基波提取模块的输出端分别与无锁相环控制模块的输入端和电流环控制器的输入端连接，所述电流环控制器的输出端与PWM单元的输入端连接，所述PWM单元的输出端与逆变器的输入端连接；

所述LCL滤波器的逆变侧和并网侧设置有参考系转换模块，所述参考系转换模块的输出端分别与间接有源阻尼模块和电流环控制器的输入端连接，所述间接有源阻尼模块的输出端与PWM单元的输入端连接；

所述输入功率控制模块的输入端与逆变器的输入端连接，所述输入功率控制模块的输出端与无锁相环控制模块的输入端连接。

7.根据权利要求6所述的无锁相环节三相LCL型并网逆变器电流控制系统，其特征在于：所述正序基波提取模块是采用基于二阶广义积分结构的提取模块；

所述无锁相环控制模块是通过基于αβ静止参考系下瞬时有功功率P和无功功率Q的定义构造出来的，所述无锁相环控制模块通过以下公式计算并网电流给定值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\frac{2}{3}{\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\frac{2/3}{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right];$

其中，

表示在α静止参考系下的并网电流给定值，

表示在β静止参考系下的并网电流给定值，u_α表示在α静止参考系下的电网电压正序基波分量，u_β表示在β静止参考系下的电网电压正序基波分量，Q_ref表示瞬时无功功率给定值，P表示瞬时有功功率给定值；

所述有源阻尼模块是利用逆变侧电流与并网侧电流之差来实现电容电流的间接有源阻尼的；通过逆变器侧电流与并网侧电流之差来获得LCL滤波器中电容电流，通过间接获得的电容电流乘以有源阻尼系数k_d从而获得系统的有源阻尼信号，将所述电流环控制器的输出信号与有源阻尼信号做差，获得与三角载波信号比较的调制波信号。

8.根据权利要求6所述的无锁相环节三相LCL型并网逆变器电流控制系统，其特征在于：所述无锁相环控制模块通过以下公式计算并网电流给定值：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\frac{2}{3}{\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right]=\frac{2/3}{u_{\mathrm{\α}}^2+u_{\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{\α}}& u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\β}}& {-u}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}P\\ Q_{\mathrm{ref}}\end{array}\right];$

其中，表示在α静止参考系下的并网电流给定值，

表示在β静止参考系下的并网电流给定值，u_α表示在α静止参考系下的电网电压正序基波分量，u_β表示在β静止参考系下的电网电压正序基波分量，Q_ref表示瞬时无功功率给定值，P表示瞬时有功功率给定值。

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